JP5278568B2 - 半導体スイッチング素子駆動用電源回路 - Google Patents

Description

本発明は、半導体スイッチング素子をオンオフさせるための駆動回路の駆動用電源回路に関するもので、詳しくは自給式の駆動用電源回路における小形、低価格化のための回路構成技術に関する。

図９に、従来の自給式駆動用電源回路を用いたＩＧＢＴ駆動回路を、図１０にゲート駆動回路の詳細を示す。図９の回路構成では、ＩＧＢＴ４の主端子（コレクタ、エミッタ）と並列にダイオード１０１、抵抗１０２およびスナバコンデンサ１０３からなるＲＣＤスナバ回路１００が並列に、このＲＣＤスナバ回路１００のスナバコンデンサ１０３と並列にコンデンサ１０４とコンデンサ１０５の直列回路が、各々接続されている。さらにコンデンサ１０５にはダイオード１０７が並列に接続され、コンデンサ１０４と１０５の直列接続点はダイオード１０６を介しゲート駆動回路３の電源用コンデンサ８に接続されている。図１０にゲート駆動回路３０の詳細を示す。電源用コンデンサ８と並列にトランジスタ３０１とトランジスタ３０２からなるコンプリメンタリ回路が接続され、さらにこのコンプリメンタリ回路の出力は抵抗３０３を介してＩＧＢＴ４のゲートに接続される。このような構成において、トランジスタ３０１がオンすると、ＩＧＢＴ４のゲート容量が充電され、ＩＧＢＴはオン状態となる。トランジスタ３０２がオンすると、ＩＧＢＴのゲート容量は放電され、ＩＧＢＴはオフ状態となる。

図９の回路構成において、ＩＧＢＴ４がオン状態からオフになると、スナバコンデンサ１０３はダイオード１０１を介して充電され、これに伴い、コンデンサ１０４、１０５も充電される。この充電動作によりコンデンサ１０５の電圧が電源用コンデンサ８の電圧より高くなるとダイオード１０６が導通して、電源用コンデンサ８が充電されることになる。次にＩＧＢＴ４がオンすると、コンデンサ１０３、１０４、１０５に蓄えられていた電荷はスナバ抵抗１０２、ＩＧＢＴ４を介して放電される。図５の回路の詳細な動作については、特許文献１に開示されている。
特開８−５１７７０号公報

上述のように、図９に示した従来の自給型ゲート駆動用電源回路では、ＲＣＤスナバ回路１００を充放電動作で使用するため、スナバ抵抗１０２における充放電損失が大きくなり高周波動作では変換効率が低下すると同時に、装置が大型になる。さらに駆動用の電源として正極の単一電源しか作れないため、ＩＧＢＴのゲートに逆バイアスをかけることができずターンオフ損失が大きいという課題がある。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流電源と、前記直流電源に並列に接続される直列接続された上下アーム対の半導体スイッチング素子と、これら上下アームをそれぞれ駆動する二つのスイッチング素子駆動回路を含むスイッチング回路において、前記上下アーム対の半導体スイッチング素子が交互にオンオフ動作することにより、前記上アーム側スイッチング素子駆動回路と、前記下アーム側スイッチング素子駆動回路との間に生じる電位差変動により充放電を繰り返すバイパスコンデンサを備え、前記バイパスコンデンサの充放電電流を前記上アーム側スイッチング素子駆動回路と前記下アーム側スイッチング素子駆動回路の各々の電源部に設けた整流回路で整流し、前記整流回路の出力を各々のスイッチング素子駆動回路用電源とする。
第２の発明においては、第1の発明における前記バイパスコンデンサと直列にリアクトルを接続する。

第３の発明においては、第1の発明における前記各々の電源部に設けた整流回路は、ダイオード直列回路とコンデンサ直列回路の並列回路で構成する。
第４の発明においては、第1の発明における前記各々の電源部に設けた整流回路は、ダイオード直列回路とコンデンサ直列回路をリアクトルを介して並列接続して構成する。
第５の発明においては、第1〜第４の発明における前記直流電源から直流−直流変換回路を通して前記整流回路のコンデンサ直列回路を充電する。

本発明では、スイッチング素子の主端子間を整流して正負の駆動用電源を得ているため、ゲート駆動用の順バイアス電源だけでなく逆バイアス電源も作ることができ、動作損失を低損失化できる。結果として、装置の高効率化だけでなく、低価格化、小形化及び逆バイアス電源利用による装置の高信頼性化が可能となる。

本発明の第１の要点は、半導体スイッチング素子の両端電圧を直列コンデンサを介し、ダイオード直列回路とコンデンサ直列回路とを並列接続して構成したハーフブリッジ形ダイオード整流器により整流して得られた直流中間点を持つ正負の直流電圧のうち、正側直流電圧を前記半導体スイッチング素子をオン駆動するための駆動回路の順バイアス側電源として供給し、負側直流電圧を前記半導体スイッチング素子をオフ駆動するための駆動回路の逆バイアス側電源として供給することである。

また、本発明の第２の要点は、上下アーム対の半導体スイッチング素子が交互にオンオフ動作することにより、上アーム側スイッチング素子駆動回路と、下アーム側スイッチング素子駆動回路との間に生じる電位差変動により充放電を繰り返すバイパスコンデンサを備え、前記バイパスコンデンサの充放電電流を前記上アーム側スイッチング素子駆動回路と前記下アーム側スイッチング素子駆動回路の各々の電源部に設けた整流回路で整流して得られた直流中間点を持つ正負の直流電圧のうち、正側直流電圧を前記半導体スイッチング素子をオン駆動するための駆動回路の順バイアス側電源として供給し、負側直流電圧を前記半導体スイッチング素子をオフ駆動するための駆動回路の逆バイアス側電源として供給することである。

図１に、本発明の第1の実施例を示す回路構成図を示す。図１では、ＩＧＢＴ４を駆動するためのゲート駆動回路３の出力がＩＧＢＴ４のゲートとエミッタに接続されている。また電源用コンデンサ８、９とダイオード６、７によりハーフブリッジ形ダイオード整流回路２００が構成され、その電源用コンデンサ８、９は、各々ゲート駆動回路３の順バイアス用電源及び逆バイアス用電源となる。ハーフブリッジ形ダイオード整流回路２００のダイオード側交流入力点は直列にコンデンサ５を介してＩＧＢＴ４のコレクタに、電源用コンデンサ８、９の直列接続点は直接ＩＧＢＴ４のエミッタに、各々接続された構成である。

このような回路構成において、ＩＧＢＴ４がオン状態からオフすると、直流電源１→負荷２→コンデンサ５→ダイオード６→電源用コンデンサ８→直流電源１の経路で電流が流れ、コンデンサ５と同時に電源用コンデンサ８を充電する。次にＩＧＢＴ４がオンすると、コンデンサ５に充電されていたエネルギーにより、コンデンサ５→ＩＧＢＴ４→電源コンデンサ９→ダイオード７→コンデンサ５の経路で電流が流れ、電源コンデンサ９を充電する。

このＩＧＢＴ４のスイッチングによるオンオフの一連の動作により、ＩＧＢＴ４を駆動するための電源となる電源用コンデンサ８、９の充電が低損失で可能となる。
図４にゲート駆動回路３の詳細例を示す。電源用コンデンサ８と９の直列回路と並列にトランジスタ３０１とトランジスタ３０２からなるコンプリメンタリ回路が接続され、さらにこのコンプリメンタリ回路の出力は抵抗３０３を介してＩＧＢＴ４のゲートに、電源用コンデンサ８と９の直列接続点はＩＧＢＴのエミッタに、各々接続される。トランジスタ３０１がオンすると、電源用コンデンサ８でＩＧＢＴ４のゲート容量が充電され、ＩＧＢＴはオン状態となる。トランジスタ３０２がオンすると、電源用コンデンサ９でＩＧＢＴのゲート容量は放電後逆バイアスされ、ＩＧＢＴはオフ状態となる。

図２に、本発明の第２の実施例を示す。図２は図１に示したＩＧＢＴ駆動用電源回路を、ブリッジ接続されたＩＧＢＴ式インバータ回路に適用した場合の構成図である。インバータ回路装置の起動前に、直流電源３００により、ダイオード４０１、４０２を介して、２つのゲート駆動回路３ａ、３ｂの順バイアス側電源用コンデンサ８ａ、８ｂを予め充電しておくことで、インバータ回路の起動が可能になる。起動後の動作は図１と同様であるため、詳細は省略する。

図３に、本発明の第３の実施例を示す。本発明による実施例図１の変形例である。図１との相違点は、コンデンサ５とハーフブリッジ形ダイオード整流回路２００との間にダイオード２０２と電流制限用抵抗２０１の並列回路が挿入されている点である。抵抗２０１により、ＩＧＢＴ４がオンした時のコンデンサ５の放電電流最大値を制限する。ＩＧＢＴ４の許容最大電流値が問題となる場合には有効な手段となる。

図５に、本発明の第４の実施例を示す。直列接続されたＩＧＢＴ４ａ、４ｂを駆動するためのゲート駆動回路３ａ、３ｂが各々ＩＧＢＴ４ａ、４ｂのゲート−エミッタに接続される。また電源用コンデンサ８ａ、９ａとダイオード６ａ、７ａによりハーフブリッジ形ダイオード整流回路２００ａが構成され、その電源用コンデンサ８ａ、９ａは、各々ゲート駆動回路３ａの順バイアス用電源及び逆バイアス用電源として接続される。同様に、電源用コンデンサ８ｂ、９ｂとダイオード６ｂ、７ｂによりハーフブリッジ形ダイオード整流回路２００ｂが構成され、その電源用コンデンサ８ｂ、９ｂは、各々ゲート駆動回路３ｂの順バイアス用電源及び逆バイアス用電源として接続される。
各々のハーフブリッジ形ダイオード整流回路２００ａ、２００ｂのダイオード側交流入力点はコンデンサ５ｃを介して直列接続され、電源用コンデンサ８ａ、９ａの中間接続点は直接ＩＧＢＴ４ａのエミッタに、また電源用コンデンサ８ｂ、９ｂの中間接続点は直接ＩＧＢＴ４ｂのエミッタに各々接続された構成である。

このような回路構成において、ＩＧＢＴ４ａがオフ状態からオンし、ＩＧＢＴ４ｂがオン状態からオフすると、直流電源１ｂ、１ａ→ＩＧＢＴ４ａ→電源用コンデンサ９ａ→ダイオード７ａ→コンデンサ５ｃ→ダイオード６ｂ→電源用コンデンサ８ｂ→直流電源１ｂ、１ａの経路で電流が流れ、コンデンサ５ｃと同時に電源用コンデンサ８ｂ、９ａを充電する。次にＩＧＢＴ４ａがオフし４ｂがオンすると、コンデンサ５ｃに充電されていたエネルギーにより、コンデンサ５ｃ→ダイオード６ａ→電源用コンデンサ８ａ→ＩＧＢＴ４ｂ→電源コンデンサ９ｂ→ダイオード７ｂ→コンデンサ５ｃの経路で電流が流れ、電源コンデンサ９ｂ、８ａを充電する。
このＩＧＢＴ４ａ、４ｂのスイッチングによるオンオフの一連の動作により、ＩＧＢＴ４ａ、４ｂを駆動するための電源となる電源用コンデンサ８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂの充電が低損失で可能となる。

図６に、本発明の第５の実施例を示す。図５に示したハーフブリッジ形ダイオード整流回路２００ａ、２００ｂの各々のダイオード側交流入力点間を直列接続するコンデンサ５ｃと直列にリアクトル１１を挿入した構成である。このリアクトル１１を追加することで、ＩＧＢＴ４ａ、４ｂのスイッチングにより流れるコンデンサ５ｃの充放電電流のピーク値を小さくする事が出来るため、ダイオード６ａ、６ｂ、７ａ、７ｂ、及び電源用コンデンサ８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂの電流定格を下げる効果があり、装置の一層の小形化が可能となる。

図７に、本発明の第６の実施例を示す。図６で挿入したリアクトル１１の代わりに、リアクトル１１ａ、１１ｂを各々ハーフブリッジ形ダイオード整流回路２００ａ、２００ｂの直流部分に挿入した構成である。

このような回路構成において、ＩＧＢＴ４ａがオフ状態からオンし、ＩＧＢＴ４ｂがオン状態からオフすると、直流電源１ｂ、１ａ→ＩＧＢＴ４ａ→電源用コンデンサ９ａ→ダイオード７ａ→コンデンサ５ｃ→ダイオード６ｂ→リアクトル１１ｂ→電源用コンデンサ８ｂ→直流電源１ｂ、１ａの経路で電流が流れ、コンデンサ５ｃと同時に電源用コンデンサ８ｂ、９ａを充電し、さらにリアクトル１１ｂにもエネルギーが蓄積される。コンデンサ５ｃの電圧が直流電源１ａ、１ｂの合計と同じになりその充電が完了したあとも、リアクトル１１ｂに蓄えられたエネルギーにより、リアクトル１１ｂ→電源コンデンサ８ｂ→電源コンデンサ９ｂ→ダイオード７ｂ→ダイオード６ｂ→リアクトル１１ｂの経路で電流が還流し、このリアクトル１１ｂのエネルギーにより電源コンデンサ８ｂ、９ｂのさらなる充電が可能になる。

次にＩＧＢＴ４ａがオフし４ｂがオンすると、コンデンサ５ｃに充電されていたエネルギーにより、コンデンサ５ｃ→ダイオード６ａ→リアクトル１１ａ→電源用コンデンサ８ａ→ＩＧＢＴ４ｂ→電源コンデンサ９ｂ→ダイオード７ｂ→コンデンサ５ｃの経路で電流が流れ、電源コンデンサ９ｂ、８ａを充電し、さらにリアクトル１１ａにエネルギーが蓄積される。コンデンサ５ｃの電圧がゼロとなりその放電が完了した後も、リアクトル１１ａに蓄積されたエネルギーは、リアクトル１１ａ→電源コンデンサ８ａ→電源コンデンサ９ａ→ダイオード７ａ→ダイオード６ａ→リアクトル１１ａの経路で還流し、このリアクトル１１ａのエネルギーで電源コンデンサ８ａ、９ａのさらなる充電が可能となる。このため、リアクトル１１ａ、１１ｂの追加により、図５の回路に対し、コンデンサ５ｃのピーク電流を下げるだけでなく、電源コンデンサ８ａ、８ｂ、９ａ、９ｂの充電効率を高める効果があり、一層の小形化が可能となる。

図８に、本発明の第７の実施例を示す。図８の回路は図５の回路に対し、動作開始前の初期充電を行うため、直流−直流変換回路の一つであるシリーズレギュレータ回路１９を追加し、ダイオード１２で整流回路２００ａの電源コンデンサ８ａを、ダイオード１３で整流回路２００ｂの電源コンデンサ８ｂを充電するようにした構成である。ＩＧＢＴ４ａ、４ｂの起動前にシリーズレギュレータ回路１９より、直流電源１ａ、１ｂの電圧を使い、２つのゲート駆動回路３ａ、３ｂの順バイアス側電源用コンデンサ８ａ、８ｂを予め充電しておくことで、ＩＧＢＴ４ａ、４ｂの起動が可能になる。起動後の電源は図５〜図７の説明の通り、コンデンサ５ｃの充放電により自給している。この結果、シリーズレギュレータ回路１９は初期充電用途だけであり、極小さい容量の回路が適用可能である。

本発明は、ゲート駆動回路の駆動用電源をスイッチング素子の主端子から得る回路方式であり、インバータ、ＵＰＳ、スイッチング電源など、スイッチング動作で電力変換を行う装置のほとんどに適用が可能である。

本発明の第1の実施例を示す回路図である。 本発明の第2の実施例を示す回路図である。 本発明の第3の実施例を示す回路図である。 図１〜図３のゲート駆動回路の構成例を示す。 本発明の第４の実施例を示す回路図である。 本発明の第５の実施例を示す回路図である。 本発明の第６の実施例を示す回路図である。 本発明の第７の実施例を示す回路図である。 従来のゲート駆動電源回路例を示す。 図５のゲート駆動回路の詳細を示す。

１、１ａ、１ｂ・・・直流電源 ２・・・負荷
３、３ａ、３ｂ、３０・・・ゲート駆動回路 ４、４ａ、４ｂ・・・ＩＧＢＴ
５、５ａ、５ｂ、５ｃ、１０４、１０５・・・コンデンサ
１０３・・・スナバコンデンサ
６、７、６ａ、７ａ、６ｂ、７ｂ、１０１、１０６、１０７、２０２、４０１、４０２・・・ダイオード 直流電源・・・３００
８、９、８ａ、９ａ、８ｂ、９ｂ・・・電源用コンデンサ
１１、１１ａ、１１ｂ・・・リアクトル
１０２、２０１、３０３・・・抵抗
２００、２００ａ、２００ｂ・・・ハーフブリッジ形ダイオード整流回路
３０１、３０２・・・トランジスタ

Claims (5)

1. 直流電源と、前記直流電源に並列に接続される直列接続された上下アーム対の半導体スイッチング素子と、これら上下アームをそれぞれ駆動する二つのスイッチング素子駆動回路を含むスイッチング回路において、前記上下アーム対の半導体スイッチング素子が交互にオンオフ動作することにより、前記上アーム側スイッチング素子駆動回路と、前記下アーム側スイッチング素子駆動回路との間に生じる電位差変動により充放電を繰り返すバイパスコンデンサを備え、前記バイパスコンデンサの充放電電流を前記上アーム側スイッチング素子駆動回路と前記下アーム側スイッチング素子駆動回路の各々の電源部に設けた整流回路で整流し、前記整流回路の出力を各々のスイッチング素子駆動回路用電源とすることを特徴とする半導体スイッチング素子駆動用電源回路。
2. 前記バイパスコンデンサと直列にリアクトルを接続することを特徴とする請求項１に記載の半導体スイッチング素子駆動用電源回路。
3. 前記各々の電源部に設けた整流回路は、ダイオード直列回路とコンデンサ直列回路との並列回路で構成することを特徴とする請求項１に記載の半導体スイッチング素子駆動用電源回路。
4. 前記各々の電源部に設けた整流回路は、ダイオード直列回路とコンデンサ直列回路とをリアクトルを介して並列接続して構成することを特徴とする請求項１に記載の半導体スイッチング素子駆動用電源回路。
5. 前記直流電源から直流−直流変換回路を通して前記整流回路のコンデンサ直列回路を充電することを特徴とする請求項１〜４のいずれか1項に記載の半導体スイッチング素子駆動用電源回路。