JPH03203568A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は電源装置に関し、特に、同一電源回路で２つ以
上の異なる直流電源レベルでの使用が可能な電子および
電気機器の電源装置に関する。

［従来の技術］ 近年、通常は商業交流電源で使用される電気・電子機器
であって、この場合、屋外でも使用可能な機器か各種開
発されている。屋外での使用に際しては、電気・電子機
器を自動車用蓄電池などの１２Ｖ、２４Ｖなどの低電圧
直流電源で駆動できる必要がある。そして、現在広く利
用されているインバータ電子レンジにおいても屋外での
使用が試みられている。

第５図に、従来のインバータ電子レンジ３０の概略構成
を示す。

図において、インバータ電子レンジ３０ては商用電源（
１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）４０から得られた交流電力
は整流回路３１で直流電力に変換される。この直流電力
はスイッチング素子を１つ用いた１石共振型インバータ
回路３２で高周波化され、次段の昇圧用トランス３３で
昇圧される。

この昇圧用トランス３３の出力は、次段の倍電圧全波整
流回路３４で整流され、マグネトロン１０の駆動に利用
される。

上記インバータ電子レンジ３０を低電圧直流電源で使用
する場合には、第６図に示すように、低電圧直流電源５
０とインバータ電子レンジ３０との間にＤＣ／ＡＣイン
バータ５１を設け、低電圧直流電源５０の出力をＤＣ／
ＡＣインバータ５１によって商用電源４０と同し１００
Ｖ４５０／６０Ｈｚの交流電力に変換し、この交流電力
でインバータ電子レンジ３０を作動させていた。

［発明か解決しようとする課題］ 上述したような、ＤＣ／ＡＣインバータを使用してイン
バータ電子レンジ３０に交流電力を与える方法では、Ｄ
Ｃ／ＡＣインバータとインバータ電子レンジ内のインバ
ータ回路とで２度の電力変換が行なわれるため、電力の
利用率が極めて低くなるという問題がある。また、２個
のインバータを必要とすることから電源回路のコストが
高くなる。さらに、自動車用蓄電池などの直流電源か小
容量である場合には、電力の損失が小さい、すなわち電
力利用効率の高い高価なインバータ回路が必要となる。

従来のインバータ電子レンジのインバータ回路に低電圧
直流電源を直接に接続することが可能なように仕様を変
更することは理論的には可能である。しかし、そのため
にはインバータ電子レンジに電流容量の大きいインバー
タ用スイッチング素子が必要となることから、このよう
な解決方法は現実的とは言えない。

また、低電圧直流電源でインバータ電子レンジを駆動す
るために、スイッチング素子の電流容量が上記１石共振
型インバータ回路より低減できる、たとえばプッシュプ
ル電圧型インバータ回路を設け、このインバータ回路に
直流電源を直接に接続することも考えられる。しかし、
このような方式であっても、電源が低電圧である場合に
はインバタ回路を流れる電流か大きくなるために、スイ
ッチング損失が大きくなる問題がある。この問題を解決
するためには、電流容量の大きいスイッチング素子およ
びトランス巻線などの高価な回路構成部品を用いる必要
があり、これに起因するコストアップの問題が生じる。

さらに、屋外や自動車車内で利用できる直流電源電圧は
、はとんとか１２Ｖあるいは２４Ｖのどちらかであり、
両方の電圧で電子レンジが使用できれば利用効率が向上
し便利となるが、前述のプッシュプル電圧型インバータ
回路を搭載したインバータ電子レンジでは、予め設定し
た１つの電圧にしか対応できない。

それゆえに、本発明の目的は、１個のインバータ回路を
用いて低電圧直流電源から供給される２つ以上の異なる
電圧レベルに対応できる、安価でかつ小型な電源装置を
提供することである。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る電源装置は、直流電源と、前記直流電源よ
りその１次側電圧が供給される変圧器手段と、前記変圧
器手段の１次側の一端と前記直流電源との間に接続され
る第１のスイッチング素子と、前記変圧器手段の１次側
の他端と、前記直流電源との間に接続される第２のスイ
ッチング素子と、前記直流電源の電圧を検出する電源電
圧検出手段と、前記電源電圧検出手段の検出出力に基づ
いて、前記第１および第２スイッチング素子の同時オン
駆動を制御する手段と、前記直流電源に直列に接続され
、前記同時オン駆動制御手段による同時オン駆動期間に
おいて、前記変圧器手段１次側電圧を昇圧するためのエ
ネルギを蓄積するエネルギ蓄積手段とを備えて構成され
る。

さらに、本発明に係る電源装置は、一定の直流電圧電源
と、前記直流電圧電源よりその１次側電圧が供給される
変圧器手段と、前記変圧器手段の１次側の一端と、前記
直流電圧電源との間に接続される第１のスイッチング素
子と、前記変圧器手段の１次側の他端と、前記直流電圧
電源との間に接続される第２のスイッチング素子と、前
記直流電圧電源の一定電圧に基づいて予め定められる制
御電圧に応答して前記第１および第２のスイッチング素
子の同時オン駆動を制御する手段と、前記直流電圧電源
に直列に接続され、前記同時オン駆動制御手段による同
時オン駆動期間において、前記変圧器手段１次側電圧を
昇圧するためのエネルギを蓄積するエネルギ蓄積手段と
を備えて構成される。

［作用］ 本発明に係る電源装置は以上のように構成され、まず第
１および第２のスイッチング素子を同時にオン駆動して
前記変圧器手段の１次側を短絡し、この期間に前記エネ
ルギ蓄積手段に電流エネルギを蓄える。その後、一方の
スイッチング素子をオン駆動するとエネルギ蓄積手段に
蓄えられたエネルギは変圧器手段の２次側に放出される
。このとき、変圧器手段１次側電圧は、電源電圧とエネ
ルギ蓄積手段に蓄えられた電圧との和になる。なお、各
スイッチング素子のスイッチング時間は、つまり２つの
スイッチング素子が同時にオン駆動する時間は、前記同
時オン駆動制御手段によって制御される。したがって、
本発明に係る電源装置によれば、供給される直流電源電
圧の電源電圧レベルよりも高い電圧値を得ることか可能
となり、得られた高い電圧は変圧器手段を介して次段の
他の装置などに供給できる。

［実施例］ 以下、本発明の一実施例について図面を参照して詳細に
説明する。

なお、本実施例の電源装置は、−例としてインバータ電
子レンジに適用されるか、適用範囲はこれに限定するも
のではなく、各種の電気および電子機器に適用可能であ
る。

第１図は、本発明の一実施例の、インバータ電子レンジ
３０に適用される電源装置の回路構成図である。なお、
図示される電源装置は、インバータ電子レンジ３０のマ
グネトロン１０にその駆動用の電源電圧を印加するため
に備えられる。

図において電源装置は、プッシュプル電流型インバータ
回路１２、昇圧用トランス５および倍電圧全波整流回路
１３を含む。

まずプッシュプル電流型インバータ回路１２は低電圧直
流電源１．２次巻線１１を有するリアクトル２、パワー
トランジスタ３ａおよび３ｂ、ダイオード４、電源電圧
検出回路８およびパワートランジスタ３ａおよび３ｂを
駆動制御する制御回路９を含む。なお、前記の電源電圧
検出回路８は公知の回路構成であり詳細説明は省略する
。また、制御回路９の回路構成の詳細については後述す
る。

さて、本発明に係る電源装置に適用されるブ・ソシュブ
ル電流型インバータ回路とは、２つのスイッチング素子
を含み、前記２つのスイッチング素子が同時に“ＯＦＦ
”状態に設定されないように動作する。すなわち、前記
２つのスイッチング素子が同時に“ＯＮ”状態に設定さ
れるように制御するインバータ回路である。一方、プッ
シュプル電圧型インバータ回路とは、２つのスイッチン
グ素子を含むが、その動作は、前記２つのスイッチング
素子が同時に“ＯＮ″状態に設定されないように動作す
る。すなわち、同時に“ＯＦＦ″状態に設定されるよう
に制御するようなインバータ回路である。

次に、昇圧用トランス５は１次巻線および負荷か接続さ
れる２次巻線を含む。１次巻線はセンタタップ５Ｃを有
し、巻線の端５ａおよび５ｂには、前段のプッシュプル
電流型インバータ回路１２からの出力電圧が印加される
。また、昇圧用トランス５の２次巻線側からは、マグネ
トロン１０のフィラメント１４加熱用電源も供給される
。

プッシュプル電流型インバータ回路１２において、パワ
ートランジスタ３ａおよび３ｂのコレクタは昇圧用トラ
ンス５の１次巻線の一端５ａおよび他端５ｂにそれぞれ
接続される。またパワートランジスタ３ａおよび３ｂの
エミッタ同士は接続されており、パワートランジスタ３
ａおよび３ｂのベースが制御回路９によって駆動される
ことにより、昇圧用トランス５の１次巻線側を流れる電
流を高速にスイッチングできる。なお、パワートランジ
スタ３ａおよび３ｂに代えて、パワーＭＯ３ＦＥＴ（Ｍ
ｅｔａｌ　　０ｘｉｄｅ　　Ｓｅｍ１ｃｏｎｄｕｃｔｏ
ｒ　　Ｆｉｅｌｄ　　ＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏ
ｒの略）あるいはＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａ
ｔｅ　　Ｂｉｐｏｌａｒ　　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒの略
）などのスイッチング素子を用いてもよい。

低電圧直流電源１は、その一端がパワートランジスタ３
ａのエミッタとパワートランジスタ３ｂのエミッタとの
接続点に接続され、他端は昇圧用リアクトル２を介して
昇圧用トランス５の１次巻線側のセンタタップ５ｃに接
続される。

昇圧用リアクトル２の２次巻線１１およびダイオード４
は、スイッチング素子であるパワートランジスタ３ａお
よび３ｂが逆方向バイアスされないように保護の目的で
設けられる。

電源電圧検出回路８は、低電圧直流電源１の電源電圧の
大きさを検出する。検出された電源電圧値Ｖは制御回路
９に与えられる。

倍電圧全波整流回路１３は、公知の回路構成を示してお
りコンデンサ６ａおよび６ｂならびにダイオード７ａお
よび７ｂを含み、前段の昇圧用トランス５の出力電圧を
整流する。整流された昇圧用トランス５の出力電圧は、
倍電圧余波整流回路１３の後段に接続されるマグネトロ
ン１０に印加される。

ここで、前掲第１図に示される制御回路９の詳細な回路
構成について説明する。

第２図は、制御回路９の回路構成を示す概略図である。

図において、制御囲路９．は発振回路２０、ポジティブ
エツジトリガワンショット回路２１、ネガティブエツジ
トリガワンショット回路２２、三角波発生回路２３ａお
よび２３ｂ、比較回路２４Ｂおよび２４ｂならびにマイ
クロコンピュータ２５を含む。前記各回路の詳細な動作
は第３図を参照して後述する。なお、比較凹路２４ａお
よび２４ｂには、その１人力としてスイッチング素子同
時オン時間設定値ＶＴが与えられる。このスイッチング
素子同時オン時間設定値ＶＴは、マイクロコンピュータ
２５より与えられる電圧値であり、前掲第１図に示すパ
ワートランジスタ３ａおよび３ｂを同時に“ＯＮ”状態
に設定する期間を決定する電圧値である。このスイッチ
ング素子同時オン時間設定値ＶＴは、前掲第１図の電源
電圧検出回路８が検出する低電圧直流電源１の電源電圧
値Ｖに基づいて設定されるか、この設定方法の詳細につ
いては、後述する。

ここで、第２園に示される制御ｉ！Ｉｌｌ！！ｊ路９の
動作タイミングについて説明する。

第３図（ａ）ないしくｉ）は、前掲第２図に示される制
御回路９の各部の制御信号の概略波形図である。

第３図（ａ）は、発振回路２０の出力信号の概略波形図
である。第３図（ｂ）は、ポジティブエツジトリガワン
ショット回路２１の出力信号の概略波形図であり、第３
図（ｃ）は、ネガティブエツジトリガワンショット回路
２２の出力信号の概略波形図である。第３図（ｄ）は、
三角波発生回路２３ａの出力信号の概略波形図であり、
第３図（ｅ）は、三角波発生回路２３ｂの出力信号の概
略波形図である。第３図（ｆ）は、比較回路２４ａの出
力信号の概略波形図であり、第３図（ｇ）は、比較回路
２４ｂの出力信号の概略波形図である。第３図（ｈ）は
、パワートランジスタ３ａの状態を示す概略波形図であ
り、第３図（ｉ）は、パワートランジスタ３ｂの状態を
示す概略波形図である。

今、発振回路２０は第３図（ａ）に示すような信号を発
振していると想定する。第３図（ｂ）および第３図（Ｃ
）に示すように、ポジティブエツジトリガワンショット
回路２１およびネガティブエツジトリがワンショット回
路２２は、前段の発振回路２０から出力される知形波の
立上がりおよび立ドかりを検出し、その検出結果に応答
してそれぞれパルスを出力する。三角波発生回路２３ａ
は、第３ｔＪ　（ｄ）に示すように、ポジティブエッシ
トリガワンシヨットｌ！！回路２１からのパルスか人力
されるたびに三角波を出力する。三角波出力回路２３ｂ
は、第３１Ｊ　（ｅ）に示すようにネガティブエソジト
リガワンショソト回路２２からのパルスか入力されるた
びに三角波を発生する。

比較回路２４ａには三角波発生回路２３ｇからの三角波
とスイッチング素子同時オン時間設定ＶＴとが入力され
ており、比較回路２４ａの出力信号レベルは第３図（ｆ
）に示すように、該三角波の電圧レベルか該スイッチン
グ素子同時オン時間設定値ＶＴより大きい期間に“ＨＩ
ＧＨ”となる。

また、比較回路２４ｂも三角波発生回路２３ｂからの三
角波とスイッチング素子同時オン設定値ＶＴとが入力さ
れており、比較回路２４ｂの出力信号レベルは第３１Ｖ
　（ｇ）に示すように、三角波発生回路２３ｂからの三
角波の電圧レベルが該スイッチング素子同時オン０間設
定値ＶＴより大きい期間に“ＨＩＧＨ”になる。

上述のように動作する比較回路２４ａおよび２４ｂの出
力信号は、それぞれ次段のパワートランジスタ３ａおよ
び３ｂにベース電圧として印加される。したがって、第
３図（ｈ）に示すように比較回路２４ａの出力信号レベ
ルが“ＨＩＧＨ”のときにパワートランジスタ３ａは“
ＯＮ”状態に設定される。また、第３図（ｉ）に示すよ
うに比較回路２４ｂの出力信号レベルが“Ｉ（ＩＧＨ”
のときにパワートランジスタ３ｂは“ＯＮ”状態に設定
される。

以上のように、制御回路９の三角波発生回路２３ａおよ
び２３ｂは、突耳に三角波を出力するので、比較回路２
４ａおよび２４ｂの出力信号レベルは、交互に“ＨＩＧ
Ｈ”になる。したかって、パワートランジスタ３ａおよ
び３ｂも交互に“ＯＮ”状態に設定される。

ところで、スイッチング素子同時オン時間設定値ＶＴは
、前掲第１図の３’？圧用トランス５の１次巻線側に印
加される重比の大きさを決定する値であり、電源電比検
出回路８で検出された低電圧直流電源１の電源電圧値Ｖ
に基づいて、該昇圧用トランス５の１次巻線側電圧か一
定となるように、制御回路９により設定される。つまり
、制御回路９のマイクロコンピュータ２５は、電源電圧
検出回路８から与えられる低電圧直流電源］の電源電圧
値■に基ついて、スイッチング素子（パワートランジス
タ３ａおよび３ｂ）を同時に“ＯＮ″状態に設定する期
間Ｔを求める。また、求められたスイッチング素子同時
オン時間Ｔにより、比較回路２４ａの出力信号レベルお
よび比較回路２４ｂの出力信号レベルが同時に“ＨＩＧ
Ｈ”となる期間か設定される。つまり、比較回路２４ａ
および２４ｂ双方の出力信号レベルが“ＨＩＧＨ“とな
る期間（第３図（ｉ）の期間ａ　−ｂおよび期間Ｃ〜ｄ
）が決定されるので、比較回路２４ａおよび２４ｂの出
力信号により駆動されるパワートランジスタ３ａおよび
３ｂの双方か同時に“ＯＮ“状態となる期間が決定され
る。

詳細に説明するならば、マイクロコンピュータ２５は、
第４図に示されるようなスイッチング素子同時オン時間
Ｔと電源電圧値Ｖとの関係を演算可能なプログラムを予
め内蔵する。したがって、与えられる低電圧直流電源１
の電源電圧値Ｖに基づいて前記プログラムを実行すれば
、スイッチング素子同時オン時間Ｔを算出てきるととも
に、求められたスイッチング同時オン時間Ｔに相当する
スイッチング素子同時オン時間設定値ＶＴを求めること
ができる。

第４図に示されるように、得られた低電圧直流電源１の
電源電圧値Ｖが大きくなるほど、スイッチング素子同一
オンＤＦ７間Ｔは小さくなることがわかる。したがって
、昇圧用トランス５の１次巻線側定格電圧を越えない低
電圧直流電源１で本インバータ回路１２を駆動できる。

たとえば、昇圧用トランス５の１次巻線側定格電圧を５
０Ｖとすれば、１２Ｖ、２４Ｖ、４８Ｖなどの低電圧直
流電源１で本インバータ回路１２を駆動できる。さらに
、低電圧直流電源１の電圧変動に対してもスイッチング
素子同時オン時間設定値ＶＴを連続的に食えることがで
きる。したがって、常時、昇圧用トランス５の１次巻線
側に印加される電圧を一定にして安定した回路駆動を実
現できる。

次に、前掲第１図に示される電源装置の動作について、
第１図ないし第４図を参照して説明する。

パワートランジスタ３ａおよび３ｂがともに“ＯＮ”状
態に設定される期間（たとえば第３図（ｉ）の期間ａ　
−ｂ　）には、昇圧用トランス５の１次巻線側が短絡さ
れるので、昇圧用リアクトル２にエネルギが蓄えられる
。次に、パワートランジスタ３ａが“ＯＦＦ”状態に変
わると（期間ｂ〜Ｃ）、昇圧用リアクトル２に蓄積され
たエネルギは昇圧用トランス５を介して放出され、コン
デンサ６ａが充電される。次に、パワートランジスタ３
ａが“ＯＮ”状態に変わると（期間ｃ　−ｄ　）、前述
同様にして昇圧用リアクトル２に再びエネルギが蓄えら
れる。続いて、パワートランジスタ３ｂが“ＯＦＦ”状
態に変わると（期間ｄ−ｅ）、昇圧用リアクトル２に蓄
えられていたエネルギは昇圧用トランス５を介して放出
され、コンデンサ６ｂが充電される。このとき、昇圧用
トランス５の１次巻線側に印加される電圧は、低電圧直
流電源１の電圧と昇圧用リアクトル２に蓄積された電圧
との和になる。このようにして、昇圧用リアクトル２に
より低電圧直流電源１の電源電圧の昇圧が行なわれる。

その昇圧の度合は、２個のパワートランジスタ３ａおよ
び３ｂがともに“ＯＮ”状態に設定されている期間（簗
３図（ｉ）の期間ａ〜ｂおよびｃ　−ｄ　）の長さ、つ
まり前述のスイッチング素子同時オン時間設定値ＶＴに
よって定まる。

また、パワートランジスタ３ａおよび３ｂは、第３図（
ｈ）および（ｉ）に示すように交互に“ＯＮ”状態と“
ＯＦＦ”状態に設定されるので、昇圧用トランス５の２
次巻線側では、１次巻線側に印加される電圧と同じ大き
さの正電圧と負電圧とが交互に現われるような交流電圧
が得られる。

したがって、前記交流電圧の正の半周期でコンデンサ６
ａが、次の負の半周期でコンデンサ６ｂがそれぞれ交互
に充電される。したがって、コンデンサ６ａおよび６ｂ
の直列回路と並列に接続されるマグネトロン１０には、
コンデンサ６ａおよび６ｂあ充電電圧の和に相当する直
流高電圧を印加できる。以上のような制御回路９による
スイッチング動作が繰返されて、マグネトロン１０は超
高周波を発振し続ける。

さて、上述の実施例においては、制御回路９はスイッチ
ング素子同時オン時間設定値ＶＴを、電源電圧検出回路
８により検出される電源電圧値Ｖに基づいて求めている
。したがって、低電圧直流電源１の電圧レベルに応じて
、スイッチング素子同時オン時間設定値ｖＴを可食に設
定できるので、本装置は、任意の電圧レベルを有する低
電圧直流電源１に接続可能である。

ところで、本装置に接続される低電ＪＪＥａ流諒１の電
１ニレベルが固定であると想定すれば、スイッチング素
子開明オン時間設定値ＶＴは、たとえば定電圧源からの
固定電圧レベルとして供給するようにしてもよい。

また、前述の実施例ではスイッチング素子間貼オン助間
設定（ａＶＴをマイクロコンピュータ２５より求めてい
るが、マニュアルスイッチを設け、ユーザは使用する低
電圧直流電源１の電源電圧値Ｖｌｌｌって、マニュアル
僅作により設定するようにしてもよい。

［発明の効果］ 以上のように本発明によれば、】個のインノクータ回路
で２つ以上の異なる電圧レベルを有する直流電源の接続
に対応できる。また電源の電圧粂動にも動作が安定し、
かつ安価でコンパクトな電源装置を提供することができ
る。また低電正直流電１１ｊ；ｌか接続される鳩Ａには
、装置内部において供給される市７１！；＜　ｒ＊　Ｊ
↓かシＩ）土されるため、インバータ回路を流れる市流
値を抑１．すすることかできる。したかって、スイッチ
ング素子のスイッチング損失を代＜　（１１えることか
てき、′市流容証の大きい高価なＩＩ＋１路部品全部品
する必要もない。さらに、変圧器手股の巻線を絨少させ
ろことかてきるのて、市源装置の小型化および軽這化か
可能となる。

４　、　ｄｌｊ（１７１）ｉｔｉｉｌｉす説明第１図は
、本発明の一丈施例のインバータ電子レン７・に適用さ
れる電々装置の回路構成図である。

ゴ５２図は、沁１図に示される制御回路の回路構成を示
す概略図である。Ｍｊ３図（ａ）ないしく１）は、第２
図に示される制御回路の各部の制御信号のＩＩ”Ｅ略波
形図である。狛４図は、本発明の一失施例の２（、７１
１；ｊ屯江値とスイッチンク素了同時オン時間との関係
を示す園である。第５図は、従来のインバータ電子レン
ジの回路ブロック国である。第６園は、低電仕置流電１
１皇を用いて従来のインバータ止子レンジを駆動する方
ｌ去を７Ｊミず園である。

園において、１はＯ（車比直流屯７１％、２は昇、比相
リアクトル、’３　ａおよび３ｂはパワートランジスタ
（スイッチング素子）、４はダイオード、５は昇圧用ト
ランス、８は電源１■圧検出回路、９は制御回路、■は
電源電圧値およびＶＴはスイッチング素子同０．′ｔオ
ン時開設疋値である。

なお、各図中、同一７１号は同一または相当部分を示す
。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、 前記直流電源よりその１次側電圧が供給される変圧器手
   段と、 前記変圧器手段の１次側の一端と、前記直流電源との間
   に接続される第１のスイッチング素子と、前記変圧器手
   段の１次側の他端と、前記直流電源との間に接続される
   第２のスイッチング素子と、前記直流電源の電圧を検出
   する電源電圧検出手段と、 前記電源電圧検出手段の検出出力に基づいて、前記第１
   および第２スイッチング素子の同時オン駆動を制御する
   手段と、 前記直流電源に直列に接続され、前記同時オン駆動制御
   手段による同時オン駆動期間において、前記変圧器手段
   １次側電圧を昇圧するためのエネルギを蓄積するエネル
   ギ蓄積手段とを備えた、電源装置。
2. （２）一定の直流電圧電源と、 前記直流電圧電源よりその１次側電圧が供給される変圧
   器手段と、 前記変圧器手段の１次側の一端と、前記直流電圧電源と
   の間に接続される第１のスイッチング素子と、 前記変圧器手段の１次側の他端と、前記直流電圧電源と
   の間に接続される第２のスイッチング素子と、 前記直流電圧電源の一定電圧に基づいて予め定められる
   制御電圧に応答して、前記第１および第２スイッチング
   素子の同時オン駆動を制御する手段と、 前記直流電圧電源に直列に接続され、前記同時オン駆動
   制御手段による同時オン駆動期間において、前記変圧器
   手段の１次側電圧を昇圧するためのエネルギを蓄積する
   エネルギ蓄積手段とを備えた、電源装置。