JP3180571B2 - 半導体スイッチのゲートドライブ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、ゲートターンオフサ
イリスタ等の自己消弧型半導体素子をスイッチング素子
としたインバータ装置、或いは３レベルインバータ装置
において、その自己消弧型半導体素子を駆動するゲート
ドライブ回路の給電方式に関するものであり、特に自己
消弧型半導体素子を直列接続した高耐圧インバータに好
適に用いられる。

【０００２】

【従来の技術】図19は例えば、従来のゲートドライブ回
路の給電方式を示す回路構成図である。このような給電
方式は、例えば公開実用新案公報の昭61-138390 に記載
されている。

【０００３】図19はインバータ装置の１つの相について
示しており、29A はインバータの上アームを構成するト
ランジスタ、29B は下アームを構成するトランジスタで
ある。また30A、30Bはそれぞれトランジスタ29A、29Bの
ベースドライブ回路、８はベースドライブ回路30A の電
源機能を果たす蓄積コンデンサ、19はベースドライブ回
路の補助電源、20は補助電源19から蓄積コンデンサ８へ
の１方向へエネルギーを供給するためのダイオードであ
る。図19の動作としては、下アームのトランジスタ29B
がオンした時、補助電源19より供給ダイオード20及びト
ランジスタ29Bを介して蓄積コンデンサ８を充電し、蓄
積コンデンサ８はトランジスタ29B のオフ後にトランジ
スタ29A のオン状態を確立するためのベース電流の供給
源として機能するようになっている。なおＰはインバー
タ装置の直流母線正側、Ｎは直流母線負側、Ｏはインバ
ータ装置の出力端子である。

【０００４】図20は、他の従来のゲートドライブ回路の
給電方式を示す回路構成図である。このような給電方式
は、例えば公開実用新案公報の平2-22087 に記載されて
いる。

【０００５】図20は直列接続されたＧＴＯサイリスタ
（以下ＧＴＯと記載する）のある１つのＧＴＯについて
示しており、１はＧＴＯ、10はゲートドライブ回路、8A
はゲートドライブ回路の特にＧＴＯのターンオン回路に
対する電源機能を果たす蓄積コンデンサ、8Bは特にＧＴ
Ｏのターンオフ回路に対する電源機能を果たす蓄積コン
デンサであり、31A 、31B はＧＴＯ１の無電圧、無電流
状態の場合に蓄積コンデンサ8A、8Bにエネルギーを供給
するための光エネルギー供給回路である。図20の動作と
しては、まずＧＴＯ１がオフ状態で、ＧＴＯ１のアノー
ド・カソード間に電圧Ｅが印加されている場合、抵抗3
2、ダイオード33を介してターンオン用蓄積コンデンサ8
Aが充電される。このままではターンオン用蓄積コンデ
ンサ8AはＧＴＯ１のアノード・カソード間電圧Ｅに充電
されるが、ツェナーダイオード34によってターンオン用
蓄積コンデンサ8Aは低電圧ｅにクランプされる。従って
それらの差電圧（Ｅ−ｅ）は抵抗32が負担することにな
る。次に、ＧＴＯ１のオン時にはＧＴＯ１のオン電流か
ら変成器35、ダイオード36を介してターンオフ用蓄積コ
ンデンサ8Bにエネルギーを供給する。さらに、ＧＴＯ１
の無電圧、無電流状態には光エネルギー供給回路31A 、
31B を用いて低圧側電源37から光ファイバー等を介して
光エネルギーを蓄積コンデンサ8A、8Bに供給してゲート
ドライブ回路10の電源を確立できるようになっている。
なお、38はゲートドライブ回路10の制御回路である。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来のゲートドライブ
回路の給電方式は、例えば図19においてはインバータ装
置を構成する一対の上下アームの特に下アームの動作を
用いて、下アームにある１つの補助電源から上アームに
ある蓄積コンデンサにエネルギーを供給する構成であ
る。従って、仮にこの方式を高耐圧サイリスタ素子の直
列接続体からなるインバータ装置に適用した場合は図21
のようになり、サイリスタ素子の直列接続からなる下ア
ームのオン動作では、サイリスタ素子の直列接続からな
る上アームのうち、最も出力端子に近いサイリスタ素子
29B に対する蓄積コンデンサにしかエネルギーが供給で
きないことになり、サイリスタ素子29A は動作しない。
従って、装置の高耐圧化が困難であるという問題があっ
た。

【０００７】また、図20においてはターンオン用蓄積コ
ンデンサの充電電圧をＧＴＯ１のアノード・カソード間
の高電圧に比較して低電圧にクランプするために、ツェ
ナーダイオード34を用いており、その差電圧は抵抗32に
印加されて、それに応じた電流が抵抗を流れるため電力
の定常損失が増加し、その損失はアノード・カソード間
電圧の増加、直列接続数の増加により確実に増加するた
め、ＧＴＯ１を直列接続して構成するインバータ装置の
効率低下を招くという問題があった。

【０００８】また、図20においては、ターンオフ用蓄積
コンデンサ8Bの充電手段として追加的にすべてのＧＴＯ
１について変成器35を用いなければならず、部品点数の
増加、ひいてはＧＴＯ１を直列接続して構成するインバ
ータ装置の大型化を招くという問題があった。

【０００９】さらに、図20においては、ＧＴＯ１にかか
る電圧がない場合、またＧＴＯ１に流れる電流がない場
合に光エネルギー供給回路31A、31Bを用いてゲートドラ
イブ回路10に給電するような構成となっているため、光
エネルギー供給回路31A、31Bの構成部品点数が多くな
り、ＧＴＯ１を直列接続して構成するインバータ装置の
信頼性低下を招くという問題があった。

【００１０】本発明は上記のような問題点を解決するた
めになされたもので、電力損失を発生することなく蓄積
コンデンサを低電圧に充電することができるゲートドラ
イブ回路の給電方式を得ることを目的とする。

【００１１】本発明の第２の目的は、インバータ装置が
高耐圧自己消弧型半導体素子を直列接続してなる上下ア
ームから構成される場合に、一方のアームのスイッチン
グ動作に依存せずに、補助電源からゲートドライブ回路
の電源となる蓄積コンデンサへの給電を可能とする方式
を得ることである。

【００１２】本発明の第３の目的は、インバータ装置が
高耐圧自己消弧型半導体素子を直列接続してなる上下ア
ームから構成される場合に、一方のアームのスイッチン
グ動作に依存せずに、リアクトルからゲートドライブ回
路の電源となる蓄積コンデンサへの供給を可能とする方
式を得ることである。

【００１３】本発明の第４の目的は、３レベルインバー
タ装置について、補助電源からゲートドライブ回路の電
源となる蓄積コンデンサへの給電を可能とする方式を得
ることである。

【００１４】本発明の第５の目的は、インバータ装置の
起動時の蓄積コンデンサへの給電について、光エネルギ
ー供給回路を設けることなくゲートドライブ回路の電源
となる蓄積コンデンサへの給電を可能とする方式を得る
ことである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】この発明の請求項１〜３
に係るゲートドライブ回路の給電方式は、自己消弧型半
導体素子に並列に接続されたスナバ回路内のスナバコン
デンサに並列接続するコンデンサ直列体と、前記自己消
弧型半導体素子のゲート端子とカソード端子の間に接続
され、前記自己消弧型半導体素子をスイッチ動作させる
ゲートドライブ回路と、前記コンデンサ直列体を構成す
る一方のコンデンサからエネルギーを取り出すエネルギ
ー回収回路と、前記エネルギー回収回路により取り出さ
れたエネルギーを蓄積するための蓄積コンデンサとを備
え、前記蓄積コンデンサを前記自己消弧型半導体素子を
スイッチングさせるゲートドライブ回路の電源とするも
のである。

【００１６】また、この発明の請求項４に係るゲートド
ライブ電源の給電方式は、同時にスイッチ動作を行う複
数個直列接続された自己消弧型半導体素子の各々のゲー
ト端子とカソード端子の間に接続され、前記各々の自己
消弧型半導体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ
回路と、前記各々のゲートドライブ回路を駆動するため
のエネルギーを蓄積する蓄積コンデンサと、前記各々の
蓄積コンデンサにエネルギーを供給する補助電源と、前
記各々の蓄積コンデンサと前記補助電源を接続する複数
のダイオードとを備え、前記蓄積コンデンサへの初期充
電を主回路電源から高インピーダンスをもつ抵抗を介し
て行うと共に、前記複数個直列接続された自己消弧型半
導体素子のオン動作により前記補助電源から前記各々の
蓄積コンデンサに前記複数のダイオードを介してエネル
ギーを供給し、前記各々の蓄積コンデンサを前記各々の
ゲートドライブ回路の電源とするものである。

【００１７】また、この発明の請求項５に係るゲートド
ライブ電源の給電方式は、同時にスイッチ動作を行う複
数個直列接続された自己消弧型半導体素子の各々のゲー
ト端子とカソード端子の間に接続され、前記各々の自己
消弧型半導体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ
回路と、前記各々のゲートドライブ回路を駆動するため
の正負両極性のエネルギーを蓄積する各々２つの蓄積コ
ンデンサと、前記各々の蓄積コンデンサにエネルギーを
供給する２つの補助電源と、前記各々の蓄積コンデンサ
と前記２つの補助電源を接続する複数のダイオードとを
備え、前記蓄積コンデンサへの初期充電を主回路電源か
ら高インピーダンスをもつ抵抗を介して行うと共に、前
記複数個直列接続された自己消弧型半導体素子のオン動
作により前記２つの補助電源から前記各々の蓄積コンデ
ンサにエネルギーを供給し、前記各々の蓄積コンデンサ
を前記各々のゲートドライブ回路の正負の２つの電源と
するものである。

【００１８】また、この発明の請求項６に係るゲートド
ライブ電源の給電方式は、同時にスイッチ動作を行う複
数個直列接続された自己消弧型半導体素子の各々のゲー
ト端子とカソード端子の間に接続され、前記各々の自己
消弧型半導体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ
回路と、前記各々のゲートドライブ回路を駆動するため
のエネルギーを蓄積する蓄積コンデンサと、前記各々の
蓄積コンデンサにエネルギーを供給するための補助コン
デンサと、前記各々の蓄積コンデンサと前記補助コンデ
ンサを接続する複数のダイオードと、前記複数個直列接
続された自己消弧型半導体素子に直列接続されるリアク
トルとを備え、前記蓄積コンデンサへの初期充電を主回
路電源から高インピーダンスをもつ抵抗を介して行うと
共に、前記複数個直列接続された自己消弧型半導体素子
のスイッチ動作により前記リアクトルから前記補助コン
デンサにエネルギーを供給し、前記複数個直列接続され
た自己消弧型半導体素子のオン動作により前記補助コン
デンサから前記各々の蓄積コンデンサにエネルギーを供
給し、前記各々の蓄積コンデンサを前記各々のゲートド
ライブ回路の電源とするものである。

【００１９】また、この発明の請求項７に係るゲートド
ライブ電源の給電方式は、同時にスイッチ動作を行う複
数個直列接続された自己消弧型半導体素子の各々のゲー
ト端子とカソード端子の間に接続され、前記各々の自己
消弧型半導体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ
回路と、前記各々のゲートドライブ回路を駆動するため
の正負両極性のエネルギーを蓄積する各々２つの蓄積コ
ンデンサと、前記各々の蓄積コンデンサにエネルギーを
供給するための２つの補助コンデンサと、前記各々の蓄
積コンデンサと前記各々の補助コンデンサとを接続する
複数のダイオードと、前記複数個直列接続された自己消
弧型半導体素子の直列体の両端に直列接続される２つの
リアクトルとを備え、前記蓄積コンデンサへの初期充電
を主回路電源から高インピーダンスをもつ抵抗を介して
行うと共に、前記複数個直列接続された自己消弧型半導
体素子のスイッチ動作により前記２つのリアクトルから
前記２つの補助コンデンサにそれぞれエネルギーを供給
し、かつ前記複数個直列接続された自己消弧型半導体素
子のオン動作により前記２つの補助コンデンサから前記
各々の蓄積コンデンサにエネルギーを供給し、前記各々
の蓄積コンデンサを前記各々のゲートドライブ回路の正
負の２つの電源とするものである。

【００２０】また、この発明の請求項８に係るゲートド
ライブ電源の給電方式は、中間電位点を有する直流電源
の正負母線間に直列接続された第１、第２、第３、第４
の自己消弧型半導体素子と、前記中間電位点と前記第１
の自己消弧型半導体素子と第２の自己消弧型半導体素子
との接続点の間に接続された第１のクランプダイオード
と、前記第３の自己消弧型半導体素子と第４の自己消弧
型半導体素子との接続点と前記中間電位点の間に接続さ
れた第２のクランプダイオードと、前記第２の自己消弧
型半導体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点
に設けられた出力端子とを備えた３レベルインバータに
おいて、前記第１、第２、第３、第４の自己消弧型半導
体素子の各々のゲート端子とカソード端子に接続され、
前記自己消弧型半導体素子の各々をスイッチ動作させる
第１、第２、第３、第４のゲートドライブ回路と、前記
第１、第２、第３、第４のゲートドライブ回路を駆動す
るためのエネルギーを蓄積する第１、第２、第３、第４
の蓄積コンデンサと、前記自己消弧型半導体素子のスイ
ッチ動作に係わらず、前記第４の蓄積コンデンサにエネ
ルギーを供給する補助電源と、前記第１、第２、第３、
第４の蓄積コンデンサと前記補助電源を接続するための
複数のダイオードとを備え、前記第３、第４の自己消弧
型半導体素子のオン動作により前記補助電源から前記第
２、第３、第４の蓄積コンデンサの各々にエネルギーを
供給し、前記第２、第３の自己消弧型半導体素子のオン
動作により前記第２、第３の蓄積コンデンサから前記第
１の蓄積コンデンサにエネルギーを供給し、前記第１、
第２、第３、第４の蓄積コンデンサをそれぞれ前記第
１、第２、第３、第４のゲートドライブ回路の電源とす
るとともに、上記各蓄積コンデンサにそれぞれ異なるダ
イオードを用いてエネルギーを供給するようにしたもの
である。

【００２１】また、この発明の請求項９に係るゲートド
ライブ電源の給電方式は、中間電位点を有する直流電源
の正負母線間に直列接続された第１、第２、第３、第４
の自己消弧型半導体素子と、前記中間電位点と前記第１
の自己消弧型半導体素子と第２の自己消弧型半導体素子
との接続点の間に接続された第１のクランプダイオード
と、前記第３の自己消弧型半導体素子と第４の自己消弧
型半導体素子との接続点と前記中間電位点の間に接続さ
れた第２のクランプダイオードと、前記第２の自己消弧
型半導体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点
に設けられた出力端子とを備えた３レベルインバータに
おいて、前記第１、第２、第３、第４の自己消弧型半導
体素子の各々のゲート端子とカソード端子に接続され、
前記自己消弧型半導体素子の各々をスイッチ動作させる
第１、第２、第３、第４のゲートドライブ回路と、前記
第１、第２、第３、第４のゲートドライブ回路を駆動す
るためのエネルギーを蓄積する第１、第２、第３、第４
の蓄積コンデンサと、負極端子が前記第３の自己消弧型
半導体素子と第２のクランプダイオードとの接続点に接
続されて前記自己消弧型半導体素子のスイッチ動作に係
わらず前記第３の蓄積コンデンサにエネルギーを供給す
る第１の補助電源と、負極端子が前記第４の自己消弧型
半導体素子のカソード端子に接続されて前記自己消弧型
半導体素子のスイッチ動作に係わらず前記第４の蓄積コ
ンデンサにエネルギーを供給する第２の補助電源と、前
記第１、第２、第３、第４の蓄積コンデンサと前記第
１、第２の補助電源とを接続するための複数のダイオー
ドとを備えたものである。また、この発明の請求項10に
係るゲートドライブ電源の給電方式は、中間電位点を有
する直流電源の正負母線間に直列接続された第１、第
２、第３、第４の自己消弧型半導体素子と、前記中間電
位点と前記第１の自己消弧型半導体素子と第２の自己消
弧型半導体素子との接続点の間に接続された第１のクラ
ンプダイオードと、前記第３の自己消弧型半導体素子と
第４の自己消弧型半導体素子との接続点と前記中間電位
点の間に接続された第２のクランプダイオードと、前記
第２の自己消弧型半導体素子と第３の自己消弧型半導体
素子との接続点に設けられた出力端子とを備えた３レベ
ルインバータにおいて、前記第１、第２、第３、第４の
自己消弧型半導体素子の各々のゲート端子とカソード端
子に接続され、前記自己 消弧型半導体素子の各々をスイ
ッチ動作させる第１、第２、第３、第４のゲートドライ
ブ回路と、前記第１、第２、第３、第４のゲートドライ
ブ回路を駆動するためのエネルギーを蓄積する第１、第
２、第３、第４の蓄積コンデンサと、負極端子が前記第
３の自己消弧型半導体素子と第２のクランプダイオード
との接続点に接続されて前記自己所弧型半導体素子のス
イッチ動作に係わらず前記第３の蓄積コンデンサにエネ
ルギーを供給する第１の補助電源と、負極端子が前記第
４の自己消弧型半導体素子のカソード端子に接続されて
前記自己消弧型半導体素子のスイッチ動作に係わらず前
記第４の蓄積コンデンサにエネルギーを供給する第２の
補助電源と、前記第１、第３の蓄積コンデンサと前記第
１の補助電源を接続するためのダイオードと、前記第
２、第４の蓄積コンデンサと前記第２の補助電源を接続
するためのダイオードとを備え、前記第２、第３の自己
消弧型半導体素子のオン動作により前記第１の補助電源
から前記第１の蓄積コンデンサにエネルギーを供給し、
前記第３、第４の自己消弧型半導体素子のオン動作によ
り前記第２の補助電源から前記第２の蓄積コンデンサに
エネルギーを供給し、前記第１、第２、第３、第４の蓄
積コンデンサをそれぞれ前記第１、第２、第３、第４の
ゲートドライブ回路の電源とするものである。

【００２２】また、この発明の請求項11に係るゲートド
ライブ電源の給電方式は、前記蓄積コンデンサの各々へ
の初期充電について、高圧電源から高インピーダンスを
もつ抵抗を介して行うものである。

【００２３】

【作用】請求項１〜３の発明によれば、自己消弧型半導
体素子のゲートドライブ回路の電源となる蓄積コンデン
サの電圧をコンデンサの直列体およびエネルギー回収回
路を用い、蓄積コンデンサを低電圧に充電する構成とし
たので、補助電源および初期充電回路を必要とせず、電
力損失を生じることがなく、電力変換装置の高効率化を
実現できる。

【００２４】請求項４の発明によれば、自己消弧型半導
体素子のオン動作により、そのゲートドライブ回路の電
源となる蓄積コンデンサに補助電源からエネルギーを得
る構成としたので、自己消弧型半導体素子を複数直列接
続された大容量インバータ装置を実現できる。

【００２５】請求項５の発明によれば、ゲートドライブ
回路の電源となる蓄積コンデンサを２個備え、ゲートド
ライブ回路に正負の２種類の電源を供給する構成とした
ので、ゲートドライブ回路内部で自己消弧型半導体素子
のオン、オフ用２種類の電圧を作る必要がなくなり、ゲ
ートドライブ回路を簡素化、小型化できる。

【００２６】請求項６の発明によれば、自己消弧型半導
体素子に直列接続されるリアクトルからエネルギーを取
り出し、ゲートドライブ回路の電源となる蓄積コンデン
サにそのエネルギーを供給できる構成としたので、補助
電源を必要とせず、リアクトルのエネルギー消費を抑
え、電力変換器の高効率化を実現できるものが得られ
る。

【００２７】請求項７の発明によれば、自己消弧型半導
体素子に直列接続される２個のリアクトルからエネルギ
ーを取り出し、ゲートドライブ回路の電源となる２個の
蓄積コンデンサにエネルギーを供給でき、ゲートドライ
ブ回路に正負の２種類の電源を供給する構成としたの
で、補助電源を必要とせず、リアクトルのエネルギー消
費を抑え、電力変換器の高効率化を実現でき、さらには
ゲートドライブ回路内部で自己消弧型半導体素子のオ
ン、オフ用２種類の電圧を作る必要がなくなり、ゲート
ドライブ回路を簡素化、小型化できる。

【００２８】請求項８の発明によれば、ある１つの相が
４個の自己消弧型半導体素子からなる３レベルインバー
タ装置の各々のゲートドライブ回路の電源となる蓄積コ
ンデンサに１個の補助電源からエネルギーを供給する構
成としたので、ゲートドライブ回路の電源に関する構成
要素が低減でき、装置の小型化を実現できるものが得ら
れる。

【００２９】請求項９の発明によれば、ある１つの相が
４個の自己消弧型半導体素子からなる３レベルインバー
タ装置の各々のゲートドライブ回路の電源となる蓄積コ
ンデンサに２個の補助電源からエネルギーを供給する構
成としたので、蓄積コンデンサの静電容量が低減でき、
装置の小型化を実現できるものが得られる。

【００３０】

【実施例】

実施例１．以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１において、１は自己消弧型半導体素子であ
り、ここではＧＴＯを例に挙げている。２はＧＴＯ１に
逆並列接続されたフリーホイールダイオードであるが、
近年、自己消弧型半導体素子とフリーホイールダイオー
ドを一体化した逆導通形自己消弧型半導体素子も開発さ
れており、それを適用した場合はフリーホイールダイオ
ード２は省略される。３はスナバダイオード、４はスナ
バコンデンサ、５はスナバ抵抗であり、これらはスナバ
回路を構成し、ＧＴＯ１が電流を遮断した場合にＧＴＯ
１にかかる急峻な電圧上昇を抑制する。６、７はコンデ
ンサであり、スナバコンデンサ４に並列接続されてい
る。８は蓄積コンデンサ、９はエネルギー回収回路であ
り、ここではダイオードを適用している。ダイオード9
a、9bはコンデンサ６、７から蓄積コンデンサ８にエネ
ルギーを供給する機能を持つ。ダイオード9a、9bはコン
デンサ６、７および８とともにいわゆるダイオードポン
プ回路を構成している。10はＧＴＯ１をオンオフスイッ
チングさせるゲートドライブ回路でありＧＴＯ１のゲー
ト端子Ｇとカソード端子Ｋに接続される。従ってゲート
ドライブ回路10は蓄積コンデンサ８を電源として駆動す
ることになる。なお、ゲートドライブ回路10は図示しな
いが、ＧＴＯ１のスイッチング信号を外部の制御回路か
ら受けて駆動される。また、ＡはＧＴＯ１のアノード端
子である。

【００３１】次に、動作について説明する。まずＧＴＯ
１がオフ状態であり、Ａ・Ｋ間に電圧Ｅが印加されてい
る場合、スナバコンデンサ４には電圧Ｅが充電され、コ
ンデンサ６、コンデンサ７は電圧Ｅを分担している。ま
た、コンデンサ７と蓄積コンデンサ８はダイオード９に
より等しい電圧に充電されている。スナバコンデンサ４
の静電容量をＣ１、コンデンサ６の静電容量をＣ２、コ
ンデンサ７の静電容量をＣ３、さらに蓄積コンデンサ８
の静電容量をＣ４とすると、コンデンサ６の電圧Ｖ１は
(1) 式となり、コンデンサ７、蓄積コンデンサ８の電圧
Ｖ２は(2) 式となる。

【００３２】

【数１】

【００３３】

【数２】

【００３４】従ってコンデンサ７と蓄積コンデンサ８の
合成静電容量（Ｃ３＋Ｃ４）をコンデンサ６の静電容量
Ｃ２に比較して大きく設定すれば、コンデンサ７および
蓄積コンデンサ８の充電電圧を低電圧化できる。従って
エネルギー回収回路であるダイオード９、ゲートドライ
ブ回路10を低電圧化できることになる。

【００３５】図20に示した従来例ではツェナーダイオー
ド34と抵抗32を用いて低電圧を得ていたため、ＧＴＯの
印加電圧がある場合は定常的に電力損失を発生していた
が、ここではコンデンサ６、７の直列接続により低電圧
を得るため、そのような電力損失は生じない。

【００３６】ゲートドライブ回路10にＧＴＯ１のオン信
号が与えられれば、ゲートドライブ回路10はゲート端子
Ｇにオン電流を供給することになるが、この場合は蓄積
コンデンサ８とコンデンサ７がゲートドライブ回路10の
電源として機能することになり、ＧＴＯ１をターンオン
させることができる。ＧＴＯ１がオンすると、スナバコ
ンデンサ４、コンデンサ６、７に蓄積されていたエネル
ギーはスナバ抵抗５により全て放電され、充電電圧は零
となる。しかしながらコンデンサ７の電圧が零になって
も蓄積コンデンサ８のエネルギーは、スナバ抵抗５を介
して放電しない。これはダイオード9aに逆電圧が印加さ
れて蓄積コンデンサ８の放電経路を断つことになるから
である。ＧＴＯ１のオン時にスナバ抵抗５で消費される
エネルギーは、コンデンサ６、７の合成静電容量がスナ
バコンデンサ４の静電容量に比較して小さく設定するこ
とにより抑制できることは言うまでもない。

【００３７】ゲートドライブ回路10にＧＴＯ１のオフ信
号が与えられれば、ゲートドライブ回路10はゲート端子
Ｇにオフ電流を逆供給することになるが、その場合、蓄
積コンデンサ８がゲートドライブ回路10の電源として機
能することになり、ＧＴＯ１をターンオフさせることが
できる。ＧＴＯ１がターンオフして電流を遮断すると、
ＧＴＯ１に流れていた電流がスナバダイオード３へバイ
パスされ、スナバコンデンサ４、コンデンサ６、７、蓄
積コンデンサ８に分流される。ＧＴＯ１にターンオフ直
前に流れていた電流をＩとすると、スナバコンデンサ４
に分流する電流Ｉ１は(3) 式となり、コンデンサ６に分
流する電流Ｉ２は(4) 式となる。

【００３８】

【数３】

【００３９】

【数４】

【００４０】従ってスナバコンデンサ４の静電容量に比
較してコンデンサ６、７および蓄積コンデンサ８の合成
静電容量を小さく設定すれば、バイパスされる電流Ｉの
スナバコンデンサ４への分流率を大きくできる。従って
コンデンサ６に流れる電流を小さくできるため、コンデ
ンサ６、７及び蓄積コンデンサ８は定格電流の比較的小
さいものを適用することができる。

【００４１】蓄積コンデンサ８はダイオード9aを介して
エネルギーを供給されない状態で、ＧＴＯ１のオン時に
ゲートドライブ回路10にエネルギーを供給するため、必
ず充電電圧は減少するが、ＧＴＯ１のオフ時に再び所定
の電圧値に充電されるため、蓄積コンデンサ８の充電電
圧の減少を見込んでも必要電圧を確保できるだけの静電
容量を持たせることにより、ゲートドライブ回路10の電
源としての機能を果たすことができる。

【００４２】また、通常直列接続して用いる高耐圧自己
消弧型半導体素子はノーマリオフのものを選定する。例
えばＧＴＯ１はゲート・カソード端子間に電圧を印加し
ない場合はオフ状態を維持する。自己消弧型半導体素子
の直列接続体を電力変換器に適用した場合、その電力変
換器の起動時に、電力変換器の主回路電圧が確立される
と同時に、直列接続された自己消弧型半導体素子の各々
に電圧が印加されている。この条件を満たす限り、蓄積
コンデンサ８はダイオード9aを介して充電される構成と
なっているため、蓄積コンデンサ８への初期充電回路は
不要である。

【００４３】また、図１の構成においてコンデンサ７を
除去し、コンデンサ８の容量値をコンデンサ７と８の容
量の和に等しくすれば、前記と同様の動作が得られる。
またコンデンサ４を除去し、コンデンサ６と７の直列容
量値をＣ４の容量値に等しくしても同様の動作が得られ
る。

【００４４】実施例２．図２は、この発明の第２の実施
例を示す回路図である。図１と異なる点はコンデンサ７
から蓄積コンデンサ８へのエネルギー供給のためのエネ
ルギー回収回路９にフライバック形ＤＣ／ＤＣコンバー
タを適用した点である。フライバック形ＤＣ／ＤＣコン
バータはスイッチ11、リアクトル12、ダイオード13から
構成される。

【００４５】ここではコンデンサ６、７から蓄積コンデ
ンサ８へのエネルギー回収動作について説明する。コン
デンサ７に充電電圧が存在する期間、スイッチ11のオン
動作によりコンデンサ７からリアクトル12にエネルギー
を移し、オフ動作によりダイオード13を介してリアクト
ル12のエネルギーを蓄積コンデンサ８に移すことができ
る。結局スイッチ11のオンオフ動作によりコンデンサ７
のエネルギーを蓄積コンデンサ８に回収することができ
るため、蓄積コンデンサ８はゲートドライブ回路10の電
源として機能することができる。

【００４６】実施例３．図３はこの発明の第３の実施例
を示す回路図である。図１と異なる点はコンデンサ７か
ら蓄積コンデンサ８へのエネルギー供給のためのエネル
ギー回収回路９にフォワード形ＤＣ／ＤＣコンバータを
適用した点である。フォワード形ＤＣ／ＤＣコンバータ
はスイッチ14、リアクトル15、ダイオード16で構成され
る。

【００４７】ここではコンデンサ６、７から蓄積コンデ
ンサ８へのエネルギー回収動作について説明する。コン
デンサ７に充電電圧が存在する期間、スイッチ14のオン
動作によりコンデンサ７からリアクトル15を介して蓄積
コンデンサ８にエネルギーを移し、オフ動作によりダイ
オード16を介してリアクトル１５のエネルギーを蓄積コ
ンデンサ８に移すことができる。結局スイッチ14のオン
オフ動作によりコンデンサ７のエネルギーを蓄積コンデ
ンサ８に回収することができるため、蓄積コンデンサ８
はゲートドライブ回路10の電源として機能することがで
きる。

【００４８】実施例４．図４はこの発明の第４の実施例
を示す回路図である。図１と異なる点はコンデンサ７か
ら蓄積コンデンサ8A、8B各々へのエネルギー供給のため
のエネルギー回収回路9A、9Bにフォワード形ＤＣ／ＤＣ
コンバータ及びフライバック形ＤＣ／ＤＣコンバータを
適用した点である。これによりゲートドライブ回路10に
蓄積コンデンサ8AによるＧＴＯ１のオン電流供給用電源
と、蓄積コンデンサ8BによるＧＴＯ１のオフ電流供給用
電源の正負の２電源を供給できる。図１、図２、図３に
示すゲートドライブ回路10では正または負の単一極性の
電流しか供給できないため、自己消弧型半導体素子がオ
ン、オフに正負の２電源を必要とする場合は、図示しな
いが蓄積コンデンサ８による単一電源からオン電流とオ
フ電流を供給するための正負の２電源を作成する回路が
必要となり、回路構成が複雑になる。従って図１、図
２、図３に比較して、図４の実施例ではゲートドライブ
回路10の構成が簡素化される。なお、図４の動作につい
ては、図２、図３を用いて実施例２、実施例３で説明し
た範囲から逸脱するものではないため省略する。また、
エネルギー供給回路について、図２、図３、図４に示し
たエネルギー供給回路だけが適用可能なわけではなく、
コンデンサ直列体の一方から蓄積コンデンサへのエネル
ギー供給を可能とする回路であれば適用可能であること
は言うまでもない。

【００４９】実施例５．図５は、この発明の第５の実施
例を示す回路図である。自己消弧型半導体素子を直列接
続して主回路電圧を分圧する場合、通常各々の自己消弧
型半導体素子のオフ時の漏れ電流の不均一による分圧の
不均一を補償するため、自己消弧型半導体素子に並列に
素子分圧補償抵抗を接続する。さて、図５に示すように
図１の実施例を例えば２個直列接続されたＧＴＯ1A、1B
に適用した場合において、コンデンサ6A、7Aあるいはコ
ンデンサ6B、7Bの定常時のバランスを補償するためには
コンデンサ電圧バランス抵抗17A 、18A および17B 、18
Bを並列接続することが好ましい。このとき例えばＧＴ
Ｏ1Aについてみれば、スナバ抵抗5A、コンデンサ電圧バ
ランス抵抗17A 、18A からなる抵抗直列体がＧＴＯ1Aに
並列接続されることになる。従ってこの抵抗直列体の合
成抵抗を前述した素子分圧補償用抵抗の抵抗値と一致さ
せるように設定すれば、この抵抗直列体はコンデンサ電
圧バランス機能と素子分圧補償機能を兼ね備えることに
なるため、追加的に素子分圧補償用抵抗を接続する必要
はない。この考え方を図２、図３または図４などに適用
できることは明らかである。なおＧＴＯ1A、1Bのアノー
ド端子をそれぞれＡ１、Ａ２、カソード端子をＫ１、Ｋ
２、ゲート端子をＧ１、Ｇ２として示した。

【００５０】実施例６．図６は、この発明の第６の実施
例を示す回路図である。図６において、1A、1B、1C、1
D、1E、1Fはインバータ装置のある一相を構成する自己
消弧型半導体素子であり、ここではＧＴＯを例に挙げて
いる。ＧＴＯ1A、1B、1Cはインバータ装置の上アーム
を、ＧＴＯ1D、1E、1Fは下アームを構成する。上アーム
に注目すると、8A、8B、8Cは蓄積コンデンサ、10A 、10
B 、10C はそれぞれＧＴＯ1A、1B、1Cのゲート端子Ｇと
カソード端子Ｋに接続されるゲートドライブ回路であ
る。従って10A 、10B 、10C のゲートドライブ回路はそ
れぞれに並列接続される蓄積コンデンサ8A、8B、8Cを電
源として駆動することになる。なお、ゲートドライブ回
路10A 、10B 、10C は図示しないが、それぞれＧＴＯ1
A、1B、1Cのスイッチング信号を外部の制御回路から受
けて駆動される。19A は補助電源、20A 、20B 、20C 、
20D はダイオードである。下アームのＧＴＯ1D、1E、1F
についても同様である。また、21A 、21B 、21C 、21D
、21E は初期充電用抵抗、Ｐはインバータ装置の直流
電源の正側直流母線、Ｎはその負側直流母線、Ｏはイン
バータ装置の出力端子である。なおフリーホイールダイ
オード、自己消弧型半導体素子の保護回路（スナバ回路
など）は図示していない。

【００５１】次に、動作について説明する。まずインバ
ータ装置の起動時であるが、全てのＧＴＯがオフ状態に
あって直流母線Ｐ・Ｎ間に電圧が確立している場合は、
初期充電抵抗21A 、21B 、21C 、21D 、21E の合成抵抗
値と蓄積コンデンサ8A、8B、8D、8Eの合成静電容量で決
まる時定数に従って、徐々にインバータ装置の直流電源
から各蓄積コンデンサに充電される。この場合、特に初
期充電抵抗の抵抗値を大きく設定することにより、イン
バータ装置の運転時に初期充電抵抗で発生する定常損失
を抑制できる。初期充電に最低必要なエネルギーはＧＴ
Ｏの１回のオン電流を流すためのエネルギーである。な
お、回路構成上、蓄積コンデンサ8C、8Fはそれぞれ補助
電源19A 、19B により直接充電される。

【００５２】さて、ゲートドライブ回路10A 、10B 、10
C が上アームのＧＴＯ1A、1B、1Cのターンオン信号を受
けると、それぞれ蓄積コンデンサ8A、8B、8Cを電源とし
てそれぞれのＧＴＯのゲート端子にオン電流を供給す
る。ＧＴＯ1A、1B、1Cがターンオンすると蓄積コンデン
サ8Aには補助電源19A から、ダイオード20B −ダイオー
ド20A −蓄積コンデンサ8A−ＧＴＯ1B−ＧＴＯ1Cの経路
でエネルギーが供給され、補助電源19A の電圧と等しい
電圧まで充電される。また、蓄積コンデンサ8Bは補助電
源19A から、ダイオード20B −ダイオード20C −蓄積コ
ンデンサ8B−ＧＴＯ1Cの経路でエネルギーが供給され、
補助電源19A の電圧と等しい電圧まで充電される。ま
た、蓄積コンデンサ8CはＧＴＯ1A、1B、1Cのスイッチ状
態に係わらず、常にダイオード20D を介して補助電源19
A の電圧に等しい電圧に充電されている。補助電源19A
から蓄積コンデンサ8A、8B、8Cに供給する最低必要なエ
ネルギーはＧＴＯのオン電流とオフ電流のそれぞれ１回
流すために必要なエネルギーである。従って次のＧＴＯ
1A、1B、1Cのオフ動作の後、ＧＴＯ1A、1B、1Cがオン動
作を完了できれば蓄積コンデンサ8A、8B、8Cの充電電圧
減少分は補助電源19Aから再び供給されることになる。
このように図６では上アームの蓄積コンデンサ8A、8B、
8Cの補助電源19A からのエネルギー供給が、下アームＧ
ＴＯのスイッチング動作に係わらず行えることになる。

【００５３】ダイオード20B 、ダイオード20C 、蓄積コ
ンデンサ8Cは通常動作の場合においては冗長部品ではあ
るが、補助電源19A の電圧値が異常低下し、補助電源19
A 、19B からエネルギーを供給できない場合でも、ある
程度の時間、装置を運転継続し、補助電源19A の回復を
待つことが要求される場合がある。この場合、例えば蓄
積コンデンサ8C、ダイオード20D が接続されていなけれ
ば、ＧＴＯ1Cのゲートドライブ回路10C の電源が無くな
ることになり、正常にＧＴＯ1Cを駆動することができな
くなる。また、ダイオード20B が無ければ、蓄積コンデ
ンサ8Aと8Bの電圧とそれらを接続する接続手段に存在す
る浮遊インダクタンス等によっては共振現象を生じ、蓄
積コンデンサ8Bの充電電圧も異常低下する恐れがある。
従って補助電源19A 、19B の電圧低下時においてもある
程度の期間ＧＴＯのスイッチングに必要なエネルギーを
確保し、インバータ装置の信頼度を向上させるために必
要である。またダイオード20A から20H の構成は必ずし
も図６に示した構成である必要はなく、各蓄積コンデン
サに補助電源からエネルギーを供給でき、かつ補助電源
の異常時にも蓄積コンデンサの蓄積エネルギーを確保で
きる接続構成であれば良いことは言うまでもない。

【００５４】なお、下アームを構成するＧＴＯ1D、1E、
1Fの動作については、前述した上アームの動作と全く同
じであるため省略する。

【００５５】実施例７．図７は、本発明の第７の実施例
を示す回路図である。図６は補助電源19A をＧＴＯ1Cの
カソード側に接続した場合について示したが、図７は補
助電源19A をＧＴＯ1Aのアノード側に接続した場合の回
路構成を上アームについて示している。図７の動作説明
は図６と原理的に同じであるため説明は省略する。

【００５６】実施例８．図８は、本発明の第８の実施例
を示す回路図である。図８は図６と図７の組み合わせか
らなり、具体的には補助電源19A をＧＴＯ1Cのカソード
側に接続し、さらに補助電源19B をＧＴＯ1Aのアノード
側に接続した場合の上アームに限定した回路構成につい
て示している。ＧＴＯ1A、1B、1Cのオン期間中に、補助
電源19Aは蓄積コンデンサ8A、8B、8Cに給電し、補助電
源19B は蓄積コンデンサ8D、8E、8Fに給電する。従って
蓄積コンデンサ8A、8B、8Cはゲートドライブ回路10A 、
10B 、10C の正極性のオン電流出力時に電源機能を果た
すと同時に、蓄積コンデンサ8D、8E、8Fは負極性のオフ
電流出力時に電源機能を果たすことになる。図６、図７
に示すゲートドライブ回路では、自己消弧型半導体素子
によっては、図示しないが蓄積コンデンサによる単一電
源からオン電流とオフ電流を供給するための正負の２電
源を作成する回路が必要となる。従って図６、図７に比
較して、図８の実施例ではゲートドライブ回路の構成が
簡素化される。図８の動作説明は図６および図７と原理
的に同じであるため説明は省略する。

【００５７】実施例９．図９は、本発明の第９の実施例
を示す回路図である。図９は図６に示したインバータ装
置の直流電源が更に高圧化する場合について本発明を適
用した場合の一例を示す。図９はインバータ装置を構成
する上下アームの内、一方のアームの一部分を示してい
る。高耐圧自己消弧型半導体素子を数十個程度直列接続
する場合、数個の直列接続からなるモジュールを１単位
として、そのモジュールを更に直列接続して構成する。
図９は３個のＧＴＯを直列接続したモジュールを２個直
列接続した場合を示している。図９のように補助電源19
A 、19B を各モジュール毎に配置する構成とすることに
より、補助電源の容量分散化による小型化、あるいは唯
１種類のモジュールの設計、製作によるコスト低減が可
能である。ここでは図９の動作については前述した実施
例６と同様であるため省略する。

【００５８】なお、ここでモジュール内の自己消弧型半
導体素子の直列接続数は任意に決定されるものであるこ
とは言うまでもない。また、実施例７、実施例８につい
てもこのモジュール構成の概念を適用できる。

【００５９】実施例１０．図10は、本発明の第10の実施
例を示す回路図である。図10において、1A、1B、1Cはイ
ンバータ装置を構成する上下アームの内、一方のアーム
の一部分を構成する自己消弧型半導体素子であり、ここ
ではＧＴＯを例に挙げている。8A、8B、8Cは蓄積コンデ
ンサ、10A 、10B 、10C はそれぞれＧＴＯ1A、1B、1Cの
ゲート端子とカソード端子に接続されるゲートドライブ
回路である。従ってゲートドライブ回路はそれぞれに並
列接続される蓄積コンデンサを電源として駆動すること
になる。なお、ゲートドライブ回路10A 、10B 、10C は
図示しないが、それぞれＧＴＯ1A、1B、1Cのスイッチン
グ信号を外部の制御回路から受けて駆動される。20A、2
0B 、20C 、20D 、20E はダイオード、21A 、21B 、21C
、21D は初期充電用抵抗、22は補助コンデンサ、23は
リアクトル、24は還流ダイオードである。

【００６０】次に、動作について説明する。まずインバ
ータ装置の起動時であるが、全てのＧＴＯがオフ状態に
あって直流母線に電圧が確立している場合は、初期充電
抵抗21A 、21B 、21C 、21D 等の合成抵抗値と蓄積コン
デンサ8A、8B、8C等の合成静電容量で決まる時定数に従
って、徐々に直流母線から各蓄積コンデンサに充電され
る。この場合、特に初期充電抵抗の抵抗値を大きく設定
することにより、インバータ装置の運転時に初期充電抵
抗で発生する定常損失を抑制できる。初期充電に最低必
要なエネルギーはＧＴＯの１回のオン電流を流すための
エネルギーである。

【００６１】さて、ゲートドライブ回路10A 、10B 、10
C がＧＴＯ1A、1B、1Cのターンオン信号を受けると、そ
れぞれ蓄積コンデンサ8A、8B、8Cを電源としてそれぞれ
のＧＴＯのゲート端子にオン電流を供給する。ＧＴＯ1
A、1B、1Cがターンオンすると、ターンオン直前にＧＴ
Ｏ1A、1B、1Cに印加されていた電圧がリアクトル23に印
加されることになり、ＧＴＯ1A、1B、1Cに流れ込む電流
の急峻な上昇を抑制する。通常、高耐圧自己消弧型半導
体素子で構成されるインバータ装置では、各自己消弧型
半導体素子にスナバコンデンサを有するスナバ回路を接
続している。オフ状態を維持する直列接続された自己消
弧型半導体素子で構成されるアームのスナバコンデンサ
の充電電流を、直流母線からオン状態を維持する直列接
続された自己消弧型半導体素子で構成されるアームを介
して供給する必要から、リアクトル23の電流はインバー
タ装置の出力電流以上となる。スナバコンデンサの充電
動作が完了すると、リアクトル23に蓄積されているスナ
バコンデンサの充電電流分によるエネルギーは還流ダイ
オード24を介して補助コンデンサ22に回収される。この
回収されるエネルギーは補助コンデンサ22、蓄積コンデ
ンサ8A、8B、8Cに分流されるが、その分流率については
各コンデンサの静電容量に比例するため、補助コンデン
サ22の静電容量を各蓄積コンデンサ8A、8B、8Cの静電容
量に比較して大きく選定すれば、蓄積コンデンサ8A、8
B、8Cに適用するコンデンサは電流定格の比較的小さな
ものでよい。蓄積コンデンサ8A、8B、8CはＧＴＯ1A、1
B、1Cをオン状態を維持させるためのオン電流をゲート
ドライブ回路10A 、10B 、10C を介して供給するため、
エネルギー減少分は補助コンデンサ22から供給される。
蓄積コンデンサ8A、8B、8Cに蓄積する最低必要なエネル
ギーはＧＴＯのオン電流とオフ電流のそれぞれ１回流す
ために必要なエネルギーである。これはＧＴＯ1A、1B、
1Cがゲートドライブ回路10A 、10B 、10C によりターン
オフすれば、蓄積コンデンサ8A、8B、8Cは消費したエネ
ルギー分を補助コンデンサ22から補填する経路を断たれ
るからである。

【００６２】次に来るべきＧＴＯ1A、1B、1Cのターンオ
フ動作により、リアクトル23に蓄積しているインバータ
装置の出力電流分によるエネルギーは、ダイオード24を
介して補助コンデンサ22に回収される。さらに、次に来
るべきＧＴＯ1A、1B、1Cのターンオン動作を完了できれ
ば蓄積コンデンサ8A、8B、8Cの充電電圧減少分は補助コ
ンデンサ22から供給できることになる。

【００６３】ここでＧＴＯ1A、1B、1Cのターンオフ時に
補助コンデンサ22に蓄積されるエネルギーはインバータ
装置の出力電流に依存するため、その出力電流が過大で
ある場合などは、補助コンデンサ22の充電電圧が急激に
上昇する。従って、例えば補助コンデンサ22の充電電圧
をある一定値にクランプするための、スイッチと抵抗な
どからなる充電電圧調整回路25を持つことにより補助コ
ンデンサ22の充電電圧を低くできるため、定格電圧の低
いコンデンサを適用でき、また、全てのコンデンサの定
格電圧をも低く設定できる。

【００６４】またダイオード20A から20E の構成は必ず
しも図10に示した構成である必要はなく、各蓄積コンデ
ンサに補助コンデンサからエネルギーを供給できる接続
構成であれば良いことは言うまでもない。

【００６５】実施例１１．図11は、本発明の第11の実施
例を示す回路図である。図10はリアクトル23をＧＴＯ1C
のカソード側に直列接続した場合について示したが、図
11はリアクトル23をＧＴＯ1Aのアノード側に直列接続し
た場合の回路構成について示している。図11の動作説明
は図10と原理的に同じであるため説明は省略する。な
お、ダイオード20A から20E の構成は必ずしも図11に示
した構成である必要はなく、各蓄積コンデンサに補助コ
ンデンサからエネルギーを供給できる接続構成であれば
良いことは言うまでもない。

【００６６】実施例１２．図12は、本発明の第12の実施
例を示す回路図である。図10はリアクトル23に補助コン
デンサ22のエネルギー供給機能とＧＴＯ1A、1B、1Cのタ
ーンオン時の電流上昇抑制機能を持たせた場合を示した
が、図12に示す様に、主としてターンオン時の電流上昇
抑制機能を司るリアクトル26を追加的に接続しても良
い。図11の回路にも同様のことが適用できる。図12の動
作説明は図10と原理的に同じであるため説明は省略す
る。なお、ダイオード20A から20E の構成は必ずしも図
12に示した構成である必要はなく、各蓄積コンデンサに
補助コンデンサからエネルギーを供給できる接続構成で
あれば良いことは言うまでもない。また、リアクトル26
の蓄積エネルギーの処理は、図示しないがスナバコンデ
ンサに吸収させるか、あるいはエネルギー処理回路を追
加的に接続することで実現できる。

【００６７】実施例１３．図13は、本発明の第13の実施
例を示す回路図である。図13は図10と図11の組み合わせ
からなり、具体的には補助コンデンサ22A をＧＴＯ1Cの
カソード側に接続し、さらに補助コンデンサ22B をＧＴ
Ｏ1Aのアノード側に接続した場合の回路構成について示
している。補助コンデンサ22A は蓄積コンデンサ8A、8
B、8Cに給電し、補助コンデンサ22B は蓄積コンデンサ8
D、8E、8Fに給電する。従って蓄積コンデンサ8A、8B、8
Cはゲートドライブ回路10A 、10B 、10C のオン電流出
力時に電源機能を果たし、蓄積コンデンサ8D、8E、8Fは
オフ電流出力時に電源機能を果たすことになる。図10、
図11に示すゲートドライブ回路では、自己消弧型半導体
素子がオン、オフに正負の２電源を必要とする場合は、
図示しないが蓄積コンデンサによる単一電源からオン電
流とオフ電流を供給するための２電源を作成する回路が
必要となる。従って図10、図11に比較して、図13ではゲ
ートドライブ回路の構成が簡素化される。図13の動作説
明は図10と原理的に同じであるため説明は省略する。な
お、ダイオード20A から20J の構成は必ずしも図13に示
した構成である必要はなく、各蓄積コンデンサに補助コ
ンデンサからエネルギーを供給できる接続構成であれば
良いことは言うまでもない。

【００６８】実施例１４．なお、実施例10、実施例11、
実施例12、あるいは実施例13 については、実施例９に
おいて示したモジュール構成の概念を適用できることは
容易に考えられることである。

【００６９】実施例１５．本発明の第15の実施例を図1
4、15および16に示す。図14は出力端子Ｏに３つの電圧
レベルを出力できる３レベルインバータ装置に本発明を
適用した場合の回路構成図である。1A、1B、1C、1Dは自
己消弧型半導体素子であり、図14ではその一例としてＧ
ＴＯを適用している。2A、2B、2C、2DはＧＴＯ1A、1B、
1C、1Dの各々に逆並列接続されたフリーホイールダイオ
ード、8A、8B、8C、8Dは蓄積コンデンサ、10A 、10B 、
10C 、10D はゲートドライブ回路、19は補助電源、20A
、20B、20C 、20D はダイオード、21A 、21B 、21C 、
21D は初期充電抵抗、27は中間電位点Ｃを有する直流電
源、28A は中間電位点ＣとＧＴＯ1AとＧＴＯ1Bの接続点
とを接続するクランプダイオード、28B はＧＴＯ1CとＧ
ＴＯ1Dの接続点と中間電位点Ｃとを接続するクランプダ
イオードである。Ｐは正側直流母線、Ｎは負側直流母
線、Ｏは３レベルインバータ装置の出力端子である。

【００７０】図15に３レベルインバータ装置を構成する
ＧＴＯ1A、1B、1C、1Dのスイッチ状態と出力端子電圧と
の関係を示す。なお出力端子電圧は、直流電源28のＰ・
Ｎ間電圧で正規化している。

【００７１】次に、動作について説明する。まず、３レ
ベルインバータ装置の起動時であるが、全てのＧＴＯが
オフ状態にあって直流電源27に電圧が確立している場合
は、初期充電抵抗21A 、21B 、21C 、21D の合成抵抗値
と蓄積コンデンサ8A、8B、8Cの合成静電容量で決まる時
定数に従って、徐々に直流電源27から各蓄積コンデンサ
に充電される。この場合、特に初期充電抵抗の抵抗値を
大きく設定することにより、３レベルインバータ装置の
運転時に初期充電抵抗で発生する定常損失を抑制でき
る。

【００７２】さて、各蓄積コンデンサの初期充電が完了
して、出力端子電圧を０とする場合について説明する。
ゲートドライブ回路10B がＧＴＯ1Bのオフ信号を受け、
ゲートドライブ回路10C 、10D がＧＴＯ1C、1Dのオン信
号を受けると、蓄積コンデンサ8C、8Dを電源としてＧＴ
Ｏ1C、1Dのゲート端子にオン電流が供給される。ＧＴＯ
1C、1Dがオン状態となると蓄積コンデンサ8Bは補助電源
19から、補助電源19−ダイオード20C −蓄積コンデンサ
8B−ＧＴＯ1C−ＧＴＯ1Dの経路でエネルギーが供給さ
れ、補助電源19の電圧と等しい電圧まで充電される。ま
た、蓄積コンデンサ8Cは補助電源19から、補助電源19−
ダイオード20D −蓄積コンデンサ8C−ＧＴＯ1Dの経路で
エネルギーが供給され、補助電源19の電圧と等しい電圧
まで充電される。また、蓄積コンデンサ8DはＧＴＯ1A、
1B、1C、1Dのスイッチ状態に係わらず、補助電源19から
ダイオード20E を介して給電される。

【００７３】次に、出力端子電圧が０から1/2 となる場
合について説明する。ゲートドライブ回路10B 、10C が
ＧＴＯ1B、1Cのオン信号を受け、ゲートドライブ回路10
A 、10D がＧＴＯ1A、1Dのオフ信号を受けると、蓄積コ
ンデンサ8B、8Cを電源としてゲートドライブ回路10B 、
10C はそれぞれＧＴＯ1B、ＧＴＯ1Cのゲート端子にオン
電流を供給し、蓄積コンデンサ8Dを電源としてゲートド
ライブ回路10D はＧＴＯ1Dのゲート端子にオフ電流を逆
供給する。ＧＴＯ1B、1Cがオン状態であれば、ＧＴＯ1
A、ＧＴＯ1Dがオフ状態であるため、蓄積コンデンサ8
B、8Cは補助電源19から直接エネルギーが供給される経
路を断たれる。しかし、蓄積コンデンサ8Aは、蓄積コン
デンサ8Cからはダイオード20B −蓄積コンデンサ8A−Ｇ
ＴＯ1B−ＧＴＯ1Cの経路で、さらに、蓄積コンデンサ8B
からはダイオード20A −蓄積コンデンサ8A−ＧＴＯ1Bの
経路でエネルギーが供給される。

【００７４】さて、出力端子電圧が1/2 から１となる場
合について説明する。ゲートドライブ回路10A 、10B が
ＧＴＯ1A、1Bのオン信号を受け、ゲートドライブ回路10
C がＧＴＯ1Cのオフ信号を受けると、蓄積コンデンサ8
A、8Bを電源としてゲートドライブ回路10A 、10B はそ
れぞれＧＴＯ1A、ＧＴＯ1Bのゲート端子にオン電流を供
給し、蓄積コンデンサ8Cを電源としてゲートドライブ回
路10C はＧＴＯ1Cのゲート端子にはオフ電流を逆供給す
る。この時、蓄積コンデンサ8D以外の蓄積コンデンサ8
A、8B、8Cはエネルギー供給経路がなくなる。

【００７５】以上の動作をまとめたものを図16に示す。
これは出力端子電圧に応じた各ＧＴＯのスイッチ状態
と、各ＧＴＯをスイッチングさせるゲートドライブ回路
の電源として機能する蓄積コンデンサに対するエネルギ
ー供給源を示したものである。この図から明らかなよう
に、全ての蓄積コンデンサに直接的、或いは間接的に１
つの補助電源19からエネルギーを供給することができ
る。従って全ての蓄積コンデンサはそれら各々に接続さ
れるＧＴＯをスイッチングさせるゲートドライブ回路の
電源として機能することができる。但し、蓄積コンデン
サ8B、8Cは蓄積コンデンサ8Aにエネルギーを供給する役
割を持つため、静電容量の比較的大きなコンデンサを適
用することが望ましい。また、ＧＴＯ1A〜1Dを図６〜10
に示す様にそれぞれ直列接続されたものとすれば、高耐
圧の３レベルインバータを構成できる。

【００７６】実施例１６．本発明の第16の実施例を図17
および18に示す。図17は出力端子Ｏに３つの電圧レベル
を出力できる３レベルインバータ装置に本発明を適用し
た場合の回路構成図である。1A、1B、1C、1Dは自己消弧
型半導体素子であり、図17ではその一例としてＧＴＯを
適用している。2A、2B、2C、2DはＧＴＯ1A、1B、1C、1D
の各々に逆並列接続されたフリーホイールダイオード、
8A、8B、8C、8Dは蓄積コンデンサである。蓄積コンデン
サ8C、8DはＧＴＯ1A、1B、1C、1Dのスイッチ状態に係わ
らず、各々補助電源19A 、19B の電圧に等しい電圧に充
電されるものである。10A 、10B 、10C 、10D はゲート
ドライブ回路、19A 、19B は補助電源、20A 、20B 、20
C 、20D はダイオード、21A 、21B 、21C は初期充電用
抵抗、27は中間電位点Ｃを有する直流電源、28A は中間
電位点ＣとＧＴＯ1AとＧＴＯ1Bの接続点とを接続するク
ランプダイオード、28B はＧＴＯ1CとＧＴＯ1Dの接続点
と中間電位点Ｃとを接続するクランプダイオードであ
る。Ｐは正側直流母線、Ｎは負側直流母線、Ｏは３レベ
ルインバータ装置の出力端子である。ＧＴＯ1A、1B、1
C、1Dのスイッチ状態と出力端子電圧との関係は前述し
た図15と同様である。

【００７７】次に、動作について説明する。まず、３レ
ベルインバータ装置の起動時であるが、全てのＧＴＯが
オフ状態にあって直流電源27に電圧が確立している場合
は、初期充電抵抗21A 、21B 、21C の合成抵抗値と蓄積
コンデンサ8A、8Bの合成静電容量で決まる時定数に従っ
て、徐々に直流電源27から各蓄積コンデンサに充電され
る。この場合、特に初期充電抵抗の抵抗値を大きく設定
することにより、３レベルインバータ装置の運転時に初
期充電抵抗で発生する定常損失を抑制できる。

【００７８】さて、各蓄積コンデンサの初期充電が完了
して、出力端子電圧を０とする場合について説明する。
ゲートドライブ回路10B がＧＴＯ1Bのオフ信号を受け、
ゲートドライブ回路10C 、10D がＧＴＯ1C、1Dのオン信
号を受けると、蓄積コンデンサ8C、8Dを電源としてＧＴ
Ｏ1C、1Dのゲート端子にオン電流が供給される。ＧＴＯ
1C、1Dがオン状態となると蓄積コンデンサ8Bは補助電源
19B −ダイオード20B−蓄積コンデンサ8B−ＧＴＯ1C−
ＧＴＯ1Dの経路で補助電源19B からエネルギーが供給さ
れ、補助電源19B の電圧と等しい電圧まで充電される。

【００７９】次に、出力端子電圧が０から1/2 となる場
合について説明する。ゲートドライブ回路10B 、10C が
ＧＴＯ1B、1Cのオン信号を受け、ゲートドライブ回路10
A 、10D がＧＴＯ1A、1Dのオフ信号を受けると、蓄積コ
ンデンサ8B、8Cを電源としてゲートドライブ回路10B 、
10C はそれぞれＧＴＯ1B、ＧＴＯ1Cのゲート端子にオン
電流を供給し、蓄積コンデンサ8Dを電源としてゲートド
ライブ回路10D はＧＴＯ1Dのゲート端子にオフ電流を逆
供給する。ＧＴＯ1B、1Cがオン状態となると蓄積コンデ
ンサ8Aは補助電源19A −ダイオード20A −蓄積コンデン
サ8A−ＧＴＯ1B−ＧＴＯ1Cの経路で補助電源19A からエ
ネルギーが供給され、補助電源19A の電圧と等しい電圧
まで充電される。

【００８０】さて、出力端子電圧が1/2 から１となる場
合について説明する。ゲートドライブ回路10A 、10B が
ＧＴＯ1A、1Bのオン信号を受け、ゲートドライブ回路10
C がＧＴＯ1Cのオフ信号を受けると、蓄積コンデンサ8
A、8Bを電源としてゲートドライブ回路10A 、10B はそ
れぞれＧＴＯ1A、ＧＴＯ1Bのゲート端子にオン電流を供
給し、蓄積コンデンサ8Cを電源としてゲートドライブ回
路10C はＧＴＯ1Cのゲート端子にオフ電流を逆供給す
る。この時、蓄積コンデンサ8C、8D以外の蓄積コンデン
サ8A、8Bはエネルギー供給経路はなくなる。

【００８１】以上の動作をまとめたものを図18に示す。
これは出力端子電圧に応じた各ＧＴＯのスイッチ状態
と、各ＧＴＯをスイッチングさせるゲートドライブ回路
の電源として機能する蓄積コンデンサのエネルギー供給
源を示したものである。この図から明らかなように全て
の蓄積コンデンサに直接的に、２つの補助電源19A 、19
B からエネルギーを供給することができる。従って全て
の蓄積コンデンサはそれら各々に接続されるＧＴＯをス
イッチングさせるゲートドライブ回路の電源として機能
することができる。また蓄積コンデンサ8A、8Bに補助電
源19A 、19B から直接エネルギーを供給でき、蓄積コン
デンサ同志のエネルギーの授受動作を無くする構成とし
たので、それらのコンデンサの静電容量は、実施例16の
場合のそれに比較して小さいものでよい。なお、補助電
源19A の負側電極はクランプダイオード28Bのアノード
側に接続されているが、クランプダイオード28Aと28Bの
接続点、すなわち、中間電位点Ｃに接続してもよく、同
様の機能を果たすことが可能である。

【００８２】また、ダイオード20C 、ダイオード20D 、
蓄積コンデンサ8C、8Dは通常動作の場合においては冗長
部品ではあるが、補助電源19A 、19B の電圧値が異常低
下し、補助電源19A 、19B からエネルギーを供給できな
い場合でも、ある程度の時間、装置を運転継続し、補助
電源の回復を待つことが要求される場合がある。この場
合、例えば蓄積コンデンサ8C、ダイオード20C が接続さ
れていなければ、ＧＴＯ1Cのゲートドライブ回路10C の
電源が無くなることになり、正常にＧＴＯ1Cを駆動する
ことができなくなる。ＧＴＯ1Dについても同様である。
従って補助電源19A 、19B の電圧低下時においても、あ
る程度の期間ＧＴＯのスイッチングに必要なエネルギー
を確保し、インバータ装置の信頼度を向上させるために
必要である。

【００８３】

【発明の効果】以上のように、請求項１〜３の発明によ
れば、自己消弧型半導体素子のゲートドライブ回路の電
源となる蓄積コンデンサの電圧をコンデンサの直列体お
よびエネルギー回収回路を用い、蓄積コンデンサを低電
圧に充電する構成としたので、補助電源および初期充電
回路を必要とせず、電力損失を生じることがなく、電力
変換装置の高効率化を実現できる効果がある。

【００８４】請求項４の発明によれば、自己消弧型半導
体素子のオン動作により、そのゲートドライブ回路の電
源となる蓄積コンデンサに補助電源からエネルギーを得
る構成としたので、自己消弧型半導体素子を複数直列接
続された大容量インバータ装置を実現できる効果があ
る。

【００８５】請求項５の発明によれば、ゲートドライブ
回路の電源となる蓄積コンデンサを２個備え、ゲートド
ライブ回路に正負の２種類の電源を供給する構成とした
ので、ゲートドライブ回路内部で自己消弧型半導体素子
のオン、オフ用２種類の電圧を作る必要がなくなり、ゲ
ートドライブ回路を簡素化、小型化できる効果がある。

【００８６】請求項６の発明によれば、自己消弧型半導
体素子に直列接続されるリアクトルからエネルギーを取
り出し、ゲートドライブ回路の電源となる蓄積コンデン
サにそのエネルギーを供給できる構成としたので、補助
電源を必要とせず、リアクトルのエネルギー消費を抑
え、電力変換器の高効率化を実現できるものが得られる
効果がある。

【００８７】請求項７の発明によれば、自己消弧型半導
体素子に直列接続される２個のリアクトルからエネルギ
ーを取り出し、ゲートドライブ回路の電源となる２個の
蓄積コンデンサにエネルギーを供給でき、ゲートドライ
ブ回路に正負の２種類の電源を供給する構成としたの
で、補助電源を必要とせず、リアクトルのエネルギー消
費を抑え、電力変換器の高効率化を実現でき、さらには
ゲートドライブ回路内部で自己消弧型半導体素子のオ
ン、オフ用２種類の電圧を作る必要がなくなり、ゲート
ドライブ回路を簡素化、小型化できる効果がある。

【００８８】請求項８の発明によれば、ある１つの相が
４個の自己消弧型半導体素子からなる３レベルインバー
タ装置の各々のゲートドライブ回路の電源となる蓄積コ
ンデンサに１個の補助電源からエネルギーを供給する構
成としたので、ゲートドライブ回路の電源に関する構成
要素が低減でき、装置の小型化を実現できるものが得ら
れる効果がある。

【００８９】請求項９の発明によれば、ある１つの相が
４個の自己消弧型半導体素子からなる３レベルインバー
タ装置の各々のゲートドライブ回路の電源となる蓄積コ
ンデンサに２個の補助電源からエネルギーを供給する構
成としたので、蓄積コンデンサの静電容量が低減でき、
装置の小型化を実現できるものが得られる効果がある。

【００９０】請求項11の発明によれば、直列接続された
自己消弧型半導体素子を用いた電力変換装置の起動時に
おいても、高インピーダンスの抵抗を介してゲートドラ
イブ回路への給電が確実にできる構成としたので、信頼
度の高い装置が得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例によるゲートドライブ回路
の給電方式を示す回路図である。

【図２】 本発明の第２の実施例によるゲートドライブ
回路の給電方式を示す回路図である。

【図３】 本発明の第３の実施例によるゲートドライブ
回路の給電方式を示す回路図である。

【図４】 本発明の第４の実施例によるゲートドライブ
回路の給電方式を示す回路図である。

【図５】 本発明の第５の実施例によるゲートドライブ
回路の給電方式を示す回路図である。

【図６】 本発明の第６の実施例によるゲートドライブ
回路の給電方式を示す回路図である。

【図７】 本発明の第７の実施例によるゲートドライブ
回路の給電方式を示す回路図である。

【図８】 本発明の第８の実施例によるゲートドライブ
回路の給電方式を示す回路図である。

【図９】 本発明の第９の実施例によるゲートドライブ
回路の給電方式を示す回路図である。

【図１０】 本発明の第10の実施例によるゲートドライ
ブ回路の給電方式を示す回路図である。

【図１１】 本発明の第11の実施例によるゲートドライ
ブ回路の給電方式を示す回路図である。

【図１２】 本発明の第12の実施例によるゲートドライ
ブ回路の給電方式を示す回路図である。

【図１３】 本発明の第13の実施例によるゲートドライ
ブ回路の給電方式を示す回路図である。

【図１４】 本発明の第15の実施例によるゲートドライ
ブ回路の給電方式を示す回路図である。

【図１５】 図14における自己消弧型半導体素子のスイ
ッチ状態に対する出力端子電圧を示す説明図である。

【図１６】 図14における自己消弧型半導体素子のスイ
ッチ状態に対する蓄積コンデンサのエネルギー供給源を
示す説明図である。

【図１７】 本発明の第16の実施例によるゲートドライ
ブ回路の給電方式を示す回路図である。

【図１８】 図17における自己消弧型半導体素子のスイ
ッチ状態に対する蓄積コンデンサのエネルギー供給源を
示す説明図である。

【図１９】 従来例によるゲートドライブ回路の給電方
式を示す回路図である。

【図２０】 従来例によるゲートドライブ回路の給電方
式を示す回路図である。

【図２１】 従来例によるゲートドライブ回路の給電方
式を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 自己消弧型半導体素子、 ２ フリーホイールダイ
オード、３ スナバダイオード、 ４ スナバコンデ
ンサ、 ５ スナバ抵抗 ６ コンデンサ、 ７ コンデンサ、
８ 蓄積コンデンサ、９ エネルギー回収回路、 10
ゲートドライブ回路、 Ａ アノード端子、Ｋ カソー
ド端子、 Ｇ ゲート端子。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−129780（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−98555（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−150075（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−88887（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 1/08 H02M 7/42 - 7/98

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 自己消弧型半導体素子に並列に接続され
   たスナバ回路内のスナバコンデンサに並列接続するコン
   デンサ直列体と、前記自己消弧型半導体素子のゲート端
   子とカソード端子の間に接続され、前記自己消弧型半導
   体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ回路と、前
   記コンデンサ直列体を構成するコンデンサからエネルギ
   ーを取り出すエネルギー回収回路と、前記エネルギー回
   収回路により取り出されたエネルギーを蓄積するための
   蓄積コンデンサとを備え、前記蓄積コンデンサを前記自
   己消弧型半導体素子をスイッチングさせるゲートドライ
   ブ回路の電源とすることを特徴とする半導体スイッチの
   ゲートドライブ回路。
2. 【請求項２】 前記エネルギー回収回路はダイオードを
   備え、前記コンデンサ直列体および前記蓄積コンデンサ
   とともにダイオードポンプ回路を構成することを特徴と
   する請求項１記載の半導体スイッチのゲートドライブ回
   路。
3. 【請求項３】 前記エネルギー回収回路はリアクトルと
   スイッチを備え、前記コンデンサ直列体および前記蓄積
   コンデンサとともにフライバック型またはフォワード型
   のＤＣ／ＤＣコンバータを構成することを特徴とする請
   求項１記載の半導体スイッチのゲートドライブ回路。
4. 【請求項４】 同時にスイッチ動作を行う複数個直列接
   続された自己消弧型半導体素子の各々のゲート端子とカ
   ソード端子の間に接続され、前記各々の自己消弧型半導
   体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ回路と、前
   記各々のゲートドライブ回路を駆動するためのエネルギ
   ーを蓄積する蓄積コンデンサと、前記各々の蓄積コンデ
   ンサにエネルギーを供給する補助電源と、前記各々の蓄
   積コンデンサと前記補助電源を接続する複数のダイオー
   ドとを備え、前記蓄積コンデンサへの初期充電を主回路
   電源から高インピーダンスをもつ抵抗を介して行うと共
   に、前記複数個直列接続された自己消弧型半導体素子の
   オン動作により前記補助電源から前記各々の蓄積コンデ
   ンサに前記複数のダイオードを介してエネルギーを供給
   し、前記各々の蓄積コンデンサを前記各々のゲートドラ
   イブ回路の電源とすることを特徴とする半導体スイッチ
   のゲートドライブ回路。
5. 【請求項５】 同時にスイッチ動作を行う複数個直列接
   続された自己消弧型半導体素子の各々のゲート端子とカ
   ソード端子の間に接続され、前記各々の自己消弧型半導
   体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ回路と、前
   記各々のゲートドライブ回路を駆動するための正負両極
   性のエネルギーを蓄積する各々２つの蓄積コンデンサ
   と、前記各々の蓄積コンデンサにエネルギーを供給する
   ２つの補助電源と、前記各々の蓄積コンデンサと前記２
   つの補助電源を接続する複数のダイオードとを備え、前
   記蓄積コンデンサへの初期充電を主回路電源から高イン
   ピーダンスをもつ抵抗を介して行うと共に、前記複数個
   直列接続された自己消弧型半導体素子のオン動作により
   前記２つの補助電源から前記各々の蓄積コンデンサにエ
   ネルギーを供給し、前記各々の蓄積コンデンサを前記各
   々のゲートドライブ回路の正負の２つの電源とすること
   を特徴とする半導体スイッチのゲートドライブ回路。
6. 【請求項６】 同時にスイッチ動作を行う複数個直列接
   続された自己消弧型半導体素子の各々のゲート端子とカ
   ソード端子の間に接続され、前記各々の自己消弧型半導
   体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ回路と、前
   記各々のゲートドライブ回路を駆動するためのエネルギ
   ーを蓄積する蓄積コンデンサと、前記各々の蓄積コンデ
   ンサにエネルギーを供給するための補助コンデンサと、
   前記各々の蓄積コンデンサと前記補助コンデンサを接続
   する複数のダイオードと、前記複数個直列接続された自
   己消弧型半導体素子に直列接続されるリアクトルとを備
   え、前記蓄積コンデンサへの初期充電を主回路電源から
   高インピーダンスをもつ抵抗を介して行うと共に、前記
   複数個直列接続された自己消弧型半導体素子のスイッチ
   動作により前記リアクトルから前記補助コンデンサにエ
   ネルギーを供給し、前記複数個直列接続された自己消弧
   型半導体素子のオン動作により前記補助コンデンサから
   前記各々の蓄積コンデンサにエネルギーを供給し、前記
   各々の蓄積コンデンサを前記各々のゲートドライブ回路
   の電源とすることを特徴とする半導体スイッチのゲート
   ドライブ回路。
7. 【請求項７】 同時にスイッチ動作を行う複数個直列接
   続された自己消弧型半導体素子の各々のゲート端子とカ
   ソード端子の間に接続され、前記各々の自己消弧型半導
   体素子をスイッチ動作させるゲートドライブ回路と、前
   記各々のゲートドライブ回路を駆動するための正負両極
   性のエネルギーを蓄積する各々２つの蓄積コンデンサ
   と、前記各々の蓄積コンデンサにエネルギーを供給する
   ための２つの補助コンデンサと、前記各々の蓄積コンデ
   ンサと前記各々の補助コンデンサとを接続する複数のダ
   イオードと、前記複数個直列接続された自己消弧型半導
   体素子の直列体の両端に直列接続される２つのリアクト
   ルとを備え、前記蓄積コンデンサへの初期充電を主回路
   電源から高インピーダンスをもつ抵抗を介して行うと共
   に、前記複数個直列接続された自己消弧型半導体素子の
   スイッチ動作により前記２つのリアクトルから前記２つ
   の補助コンデンサにそれぞれエネルギーを供給し、かつ
   前記複数個直列接続された自己消弧型半導体素子のオン
   動作により前記２つの補助コンデンサから前記各々の蓄
   積コンデンサにエネルギーを供給し、前記各々の蓄積コ
   ンデンサを前記各々のゲートドライブ回路の正負２つの
   電源とすることを特徴とする半導体スイッチのゲートド
   ライブ回路。
8. 【請求項８】 中間電位点を有する直流電源の正負母線
   間に夫々直列接続された第１、第２、第３、第４の自己
   消弧型半導体素子と、前記中間電位点と前記第１の自己
   消弧型半導体素子と第２の自己消弧型半導体素子との接
   続点の間に接続された第１のクランプダイオードと、前
   記第３の自己消弧型半導体素子と第４の自己消弧型半導
   体素子との接続点と前記中間電位点の間に接続された第
   ２のクランプダイオードと、前記第２の自己消弧型半導
   体素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設け
   られた出力端子とを備えた３レベルインバータにおい
   て、前記第１、第２、第３、第４の自己消弧型半導体素
   子の各々のゲート端子とカソード端子に接続され、前記
   自己消弧型半導体素子の各々をスイッチ動作させる第
   １、第２、第３、第４のゲートドライブ回路と、前記第
   １、第２、第３、第４のゲートドライブ回路を駆動する
   ためのエネルギーを蓄積する第１、第２、第３、第４の
   蓄積コンデンサと、前記自己消弧型半導体素子のスイッ
   チ動作に係わらず、前記第４の蓄積コンデンサにエネル
   ギーを供給する補助電源と、前記第１、第２、第３、第
   ４の蓄積コンデンサと前記補助電源とを接続するための
   複数のダイオードとを備え、前記第３、第４の自己消弧
   型半導体素子のオン動作により前記補助電源から前記第
   ２、第３の蓄積コンデンサの各々にエネルギーを供給
   し、前記第２、第３の自己消弧型半導体素子のオン動作
   により前記第２、第３の蓄積コンデンサから前記第１の
   蓄積コンデンサにエネルギーを供給し、前記第１、第
   ２、第３、第４の蓄積コンデンサをそれぞれ前記第１、
   第２、第３、第４のゲートドライブ回路の電源とすると
   ともに、上記各蓄積コンデンサにそれぞれ異なるダイオ
   ードを用いてエネルギーを供給するようにしたことを特
   徴とする半導体スイッチのゲートドライブ回路。
9. 【請求項９】 中間電位点を有する直流電源の正負母線
   間に直列接続された第１、第２、第３、第４の自己消弧
   型半導体素子と、前記中間電位点と前記第１の自己消弧
   型半導体素子と第２の自己消弧型半導体素子との接続点
   の間に接続された第１のクランプダイオードと、前記第
   ３の自己消弧型半導体素子と第４の自己消弧型半導体素
   子との接続点と前記中間電位点の間に接続された第２の
   クランプダイオードと、前記第２の自己消弧型半導体素
   子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設けられ
   た出力端子とを備えた３レベルインバータにおいて、前
   記第１、第２、第３、第４の自己消弧型半導体素子の各
   々のゲート端子とカソード端子に接続され、前記自己消
   弧型半導体素子の各々をスイッチ動作させる第１、第
   ２、第３、第４のゲートドライブ回路と、前記第１、第
   ２、第３、第４のゲートドライブ回路を駆動するための
   エネルギーを蓄積する第１、第２、第３、第４の蓄積コ
   ンデンサと、負極端子が前記第３の自己消弧型半導体素
   子と第２のクランプダイオードとの接続点に接続されて
   前記自己所弧型半導体素子のスイッチ動作に係わらず前
   記第３の蓄積コンデンサにエネルギーを供給する第１の
   補助電源と、負極端子が前記第４の自己消弧型半導体素
   子のカソード端子に接続されて前記自己消弧型半導体素
   子のスイッチ動作に係わらず前記第４の蓄積コンデンサ
   にエネルギーを供給する第２の補助電源と、前記第１、
   第２、第３、第４の蓄積コンデンサと前記第１、第２の
   補助電源とを接続するための複数のダイオードとを備え
   たことを特徴とする半導体スイッチのゲートドライブ回
   路。
10. 【請求項１０】 中間電位点を有する直流電源の正負母
    線間に直列接続された第１、第２、第３、第４の自己消
    弧型半導体素子と、前記中間電位点と前記第１の自己消
    弧型半導体素子と第２の自己消弧型半導体素子との接続
    点の間に接続された第１のクランプダイオードと、前記
    第３の自己消弧型半導体素子と第４の自己消弧型半導体
    素子との接続点と前記中間電位点の間に接続された第２
    のクランプダイオードと、前記第２の自己消弧型半導体
    素子と第３の自己消弧型半導体素子との接続点に設けら
    れた出力端子とを備えた３レベルインバータにおいて、
    前記第１、第２、第３、第４の自己消弧型半導体素子の
    各々のゲート端子とカソード端子に接続され、前記自己
    消弧型半導体素子の各々をスイッチ動作させる第１、第
    ２、第３、第４のゲートドライブ回路と、前記第１、第
    ２、第３、第４のゲートドライブ回路を駆動するための
    エネルギーを蓄積する第１、第２、第３、第４の蓄積コ
    ンデンサと、負極端子が前記第３の自己消弧型半導体素
    子と第２のクランプダイオードとの接続点に接続されて
    前記自己所弧型半導体素子のスイッチ動作に係わらず前
    記第３の蓄積コンデンサにエネルギーを供給する第１の
    補助電源と、負極端子が前記第４の自己消弧型半導体素
    子のカソード端子に接続されて前記自己消弧型半導体素
    子のスイッチ動作に係わらず前記第４の蓄積コンデンサ
    にエネルギーを供給する第２の補助電源と、前記第１、
    第３の蓄積コンデンサと前記第１の補助電源を接続する
    ためのダイオードと、前記第２、第４の蓄積コンデンサ
    と前記第２の補助電源を接続するためのダイオードとを
    備え、前記第２、第３の自己消弧型半導体素子のオン動
    作により前記第１の補助電源から前記第１の蓄積コンデ
    ンサにエネルギーを供給し、前記第３、第４の自己消弧
    型半導体素子のオン動作により前記第２の補助電源から
    前記第２の蓄積コンデンサにエネルギーを供給し、前記
    第１、第２、第３、第４の蓄積コンデンサをそれぞれ前
    記第１、第２、第３、第４のゲートドライブ回路の電源
    とすることを特徴とする半導体スイッチのゲートドライ
    ブ回路。
11. 【請求項１１】 前記蓄積コンデンサへの初期充電を、
    主回路電源から高インピーダンスをもつ抵抗を介して行
    なうようにしたことを特徴とする請求項８ないし１０の
    いずれかに記載の半導体スイッチのゲートドライブ回
    路。