JP3383656B2 - 中性点クランプ式電力変換器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数の自己消弧素
子を用いて構成される中性点クランプ式電力変換器に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来の中性点クランプ式電力変換器（以
下「ＮＰＣインバータ」と称する）の１相分の回路構成
例を図７に示す。

【０００３】図７のＮＰＣインバータは、直流正側端子
１０と直流負側端子１２との間に、主回路パワー素子と
して直列接続の４個の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，
Ｓ４と、これらの自己消弧素子に個々に逆並列接続され
たフリーホイーリングダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ
４とを備えている。各素子にはそれぞれスナバ回路が接
続されている。各スナバ回路は、スナバダイオードＤｓ
と、それに直列接続されるスナバコンデンサＣｓと、ス
ナバダイオードＤｓに並列接続されたスナバ抵抗Ｒｓと
からなっている。各素子の末尾の数字符号１〜４によっ
て対応する自己消弧素子ないしフリーホイーリングダイ
オードを示している。自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２の接続点
と自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４の接続点との間に、自己消弧
素子Ｓ１〜Ｓ４とは逆向きの極性でクランプダイオード
Ｄｃ１およびＤｃ２が直列に接続されている。電圧Ｖｄ
１ないしＶｄ２のコンデンサＣｐ１ないしＣｐ２で代表
される直流電圧源（電圧Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２）から正
側端子１０、零電圧端子１１および負側端子１２が導出
されている。正負両電源端子１０，１２の間に直列接続
の４個の自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ４が配線インダクタンス
Ｌ１，Ｌ３を介して接続されている。またクランプダイ
オードＤｃ１，Ｄｃ２の接続点が零電圧端子１１に接続
されるが、ここにも配線インダクタンスＬ２が示されて
いる。両自己消弧素子Ｓ２，Ｓ３の接続点から、インバ
ータ（変換器）としての出力端子２０が導出される。

【０００４】次に図７のＮＰＣインバータの動作につい
て説明する。

【０００５】スイッチング動作と各素子の電圧レベルの
関係の一例を以下に示す。この変換器は、自己消弧素子
Ｓ１とＳ２がオンのとき、電圧Ｖｄ１を出力し、自己消
弧素子Ｓ２とＳ３がオンのとき、電圧０を出力し、自己
消弧素子Ｓ３とＳ４がオンのとき、電圧Ｖｄ２を出力す
る。説明の簡略化のため、ここでは、Ｖｄ１＝Ｖｄ２＝
Ｖｄ／２であるとして説明する。

【０００６】ＮＰＣインバータでは、例えば、自己消弧
素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたとすると、直流電圧Ｖ
ｄ１を素子Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３−クランプダイオードＤｃ
２の経路で短絡回路が形成され、過大な短絡電流が回路
中の素子に流れる。これを防ぐために、素子Ｓ１とＳ３
を逆動作（一方がオンのとき、他方をオフ）させ、素子
Ｓ２とＳ４についても逆動作させる。

【０００７】次に図７に示されているスナバ回路の動作
について説明する。スナバ回路は配線インダクタンスの
影響を少なくするために自己消弧素子の近くに配置され
る。配線インダクタンスＬ１、自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２
を介して電流が流れている状態から、自己消弧素子Ｓ１
をターンオフさせると、図８に示すように配線インダク
タンスＬ１の残留エネルギーが、スナバダイオードＤｓ
１を介してスナバコンデンサＣｓ１を充電する。コンデ
ンサＣｓ１の端子間電圧は、直流電圧Ｖｄ１と配線イン
ダクタンスＬ１の残留エネルギーによる電圧との和とな
る。コンデンサＣｓ１に充電された電荷は、図９に示す
ように、次に自己消弧素子Ｓ１がターンオンするときに
コンデンサＣｓ１→スナバ抵抗Ｒｓ１→自己消弧素子Ｓ
１の経路で放電され、充電電荷はほぼゼロとなる。他の
自己消弧素子Ｓ２〜Ｓ４においても同様である。

【０００８】図７に示されている電力変換器は、例えば
主回路部品である第１の自己消弧素子Ｓ１と第１のフリ
ーホイーリングダイオードＤｓ１をモジュール化した場
合、自己消弧素子Ｓ１とダイオードＤｓ１との間の配線
長が短くなり、その間の配線インダクタンスを低減させ
ることができるが、そのモジュールと他の素子間に必要
とする配線のインダクタンスを低減させることはできな
い。また、図７の回路構成によるスナバ回路では、スナ
バエネルギーは総てスナバ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４で消費す
るため効率も悪くなる。

【０００９】これを解決するため、ＮＰＣインバータ用
の低損失スナバ回路が提案されている（１９９５年電気
学会全国大会、Ｎｏ．５、ｐ．３２０、１１７８：「３
レベルインバータ用クランプスナバ方式」）。これを図
１０に示す。図１０は低損失スナバ回路を用いたＮＰＣ
インバータの１相分の主回路構成の一例を示すものであ
る。

【００１０】図１０においては、スナバ回路要素として
は、図７のインバータの放電型スナバ回路に比較し、ス
ナバダイオードＤｓ２２，Ｄｓ３２、およびスナバ抵抗
Ｒｓ３，Ｒｓ４が付加されている。

【００１１】図１０に示されている低損失スナバ回路を
用いたＮＰＣインバータの動作説明をする。配線インダ
クタンスＬ１と素子Ｓ１，Ｓ２を介して電流が流れてい
る状態から、自己消弧素子Ｓ１をターンオフさせると、
配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーにより、自己
消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ１の端子
間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧を超過す
ると、スナバダイオードＤｓ１に順方向電圧が加わり、
ダイオードＤｓ１が導通状態となる。これにより配線イ
ンダクタンスＬ１の残留エネルギーがスナバコンデンサ
Ｃｓ１に流れ込む。このとき、スナバコンデンサＣｓ１
の端子間電圧が上昇し、直流電圧Ｖｄ１より高くなる
と、コンデンサＣｓ１の端子間電圧が電圧Ｖｄ１に等し
くなるように余剰電圧はスナバ抵抗Ｒｓ１により放電さ
れる。

【００１２】これらの状態を図１１および図１２に示
す。自己消弧素子Ｓ１には、スナバコンデンサＣｓ１の
電圧が印加され定常的には直流電圧Ｖｄ１が印加され
る。素子Ｓ１がターンオンした場合、コンデンサＣｓ１
は放電せず、直流電圧Ｖｄ１にクランプされたままとな
る。そのためターンオフ時の余剰電圧分だけが抵抗Ｒｓ
１を介して放電されるので、損失の少ないスナバ回路を
達成することができる。

【００１３】次に、自己消弧素子Ｓ２がターンオフする
ときの動作を説明する。自己消弧素子Ｓ２が導通してお
り、配線インダクタンスＬ２、クランプダイオードＤｃ
１および自己消弧素子Ｓ２を介して通電している状態か
ら、自己消弧素子Ｓ２をターンオフさせると、配線イン
ダクタンスＬ２の残留エネルギーにより自己消弧素子Ｓ
２の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ２の端子間電圧がス
ナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧を超過すると、スナ
バダイオードＤｓ２が導通状態となり、配線インダクタ
ンスＬ２の残留エネルギーがスナバコンデンサＣｓ２に
流れ込む。これによりスナバコンデンサＣｓ２の端子間
電圧が上昇し、コンデンサＣｓ２の端子間電圧が直流電
圧Ｖｄ２より高くなっても電荷の行き場がないので、充
電されたままになる。この状態を図１３に示す。

【００１４】図１４は、スナバコンデンサＣｓ２の過充
電された電荷を放電する経路を示している。自己消弧素
子Ｓ２が次にターンオンするときは、前述のスイッチン
グ制御に従い素子Ｓ３もオンの状態にある。放電経路
は、コンデンサＣｓ２→自己消弧素子Ｓ２→Ｓ３→クラ
ンプダイオードＤｃ２→直流電源Ｃｐ２→スナバダイオ
ードＤｓ２２→スナバ抵抗Ｒｓ２となり、スナバコンデ
ンサＣｓ２の端子間電圧は電圧Ｖｄ２にクランプされ、
電圧Ｖｄ２よりも高くなった分の電圧だけ、スナバ抵抗
Ｒｓ２を介して放電する。自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４のス
ナバ回路も同様である。

【００１５】以上述べた図１０に示す従来の低損失スナ
バ回路には、スナバダイオードＤｓ２２，Ｄｓ３２が新
たに必要になる。このダイオードの働きを以下に述べ
る。例えば、自己消弧素子Ｓ１とＳ２が導通状態にある
とき、自己消弧素子Ｓ１の正側端子、すなわちスナバコ
ンデンサＣｓ２の一端の電位は、直流電圧源の正側端子
１０の電位に等しくなる。もし、スナバダイオードＤｓ
２２が無いとすれば、スナバコンデンサＣｓ２の他端の
電位は、直流電圧源の負側端子１２の電位に等しくな
る。つまり、スナバダイオードＤｓ２２は、スナバコン
デンサＣｓ２に直流の全電圧が印加されるという事態、
すなわち素子Ｓ２に直流電圧源の全電圧が印加されると
いう事態を防ぐために必要となるのである。スナバダイ
オードＤｓ３２も同様に、素子Ｓ３に全電圧が印加され
るのを防ぐ。

【００１６】図１０に示されている低損失スナバ回路を
用いたＮＰＣインバータの回路構成では、自己消弧素子
のスイッチングにおいて、オンオフの状態の組み合わせ
が素子Ｓ１とＳ２、素子Ｓ２とＳ３、素子Ｓ３とＳ４で
なければならないという問題点がある。そこで他のスイ
ッチング制御方式の例として、特開平４−２９５２７９
号公報記載の提案がある。

【００１７】この提案の制御方式によれば、出力電流の
向きにより、必要な素子だけをオンさせ、無駄なスイッ
チング動作を無くして損失の低減化を図ることができ
る。すなわち、出力電流が正のとき、素子Ｓ１，Ｓ２が
オンで電圧レベルはＶｄ１（＝Ｖｄ／２）、出力電流が
正のとき、素子Ｓ２がオンで電圧レベルは０、出力電流
が負のとき、素子Ｓ３がオンで電圧レベルは０、出力電
流が負のとき、素子Ｓ３，Ｓ４がオンで電圧レベルはＶ
ｄ２（＝−Ｖｄ／２）となる。

【００１８】言い換えると、出力電流が正の時、素子Ｓ
３とＳ４をオフ状態にし、無駄なスイッチングを行わせ
ない。また、出力電流が負の時、素子Ｓ１とＳ２をオフ
状態にし、無駄なスイッチングを行わせないため、スイ
ッチング損失を低減することができる。

【００１９】しかし、この制御方式を、従来の低損失ス
ナバ回路を用いたＮＰＣインバータに適用しようとする
と、以下の問題が生じる。

【００２０】すなわち、例えば、出力電流が正のとき、
素子Ｓ３とＳ４をオフ状態にしたまま、素子Ｓ２をオン
／オフさせる場合が生じる。この場合、素子Ｓ２をオン
させても素子Ｓ３がオフ状態にあるためスナバコンデン
サＣｓ２の過電圧分は放電されない。したがって、素子
Ｓ２がオフする毎にコンデンサＣｓ２の電圧が上昇し、
最終的には直流電圧源の全電圧（Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ
２）にまで充電され、その結果、素子Ｓ２が過電圧とな
る。そのため、図１０に示す低損失スナバ回路を有する
ＮＰＣインバータに上記の制御方式を適用することは困
難である。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
の電力変換器には次のような問題がある。すなわち、 １．配線インダクタンスの影響を少なくするため、スナ
バ回路をスイッチング素子にできるだけ近づけて配置す
る必要があり、そのためスナバ回路の構成に制約を受け
る。 ２．スイッチング素子に近接して設置する従来のスナバ
回路は損失が大きく、変換器の効率が悪くなる。それに
関連して冷却設備が大型にならざるを得ない。 ３．従来の低損失スナバ回路を有する中性点クランプ式
電力変換器では、スイッチング制御上の制約があり、制
御方式によっては、素子に過大な電圧が印加される虞が
ある。

【００２２】したがって本発明は、部品数を低減し得る
スナバ回路を備えた電力変換器を提供することを目的と
する。

【００２３】さらに本発明は、低損失スナバ回路を有す
る中性点クランプ式電力変換器を提供することを目的と
する。

【００２４】さらにまた本発明は、熱損失の少ないスナ
バ回路を備えた中性点クランプ式電力変換器を提供する
ことを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１に係る発明の中性点クランプ式電力変換器
は、直列接続された第１、第２、第３および第４の自己
消弧素子と、これら第１ないし第４の自己消弧素子にそ
れぞれ個々に逆並列接続された第１、第２、第３および
第４のダイオードとを具備し、第１の自己消弧素子の正
側端子を直流電圧源の正側端子に接続し、第４の自己消
弧素子の負側端子を直流電圧源の負側端子に接続し、第
２および第３の自己消弧素子の接続点から出力端子を導
出する中性点クランプ式電力変換器において、カソード
が第１および第２の自己消弧素子の接続点に、かつアノ
ードが直流電圧源の零電圧端子に接続された第５のダイ
オードと、アノードが第３および第４の自己消弧素子の
接続点に、かつカソードが直流電圧源の零電圧端子に接
続された第６のダイオードと、カソードが第２および第
３の自己消弧素子の接続点に接続された第７のダイオー
ドと、アノードが第２および第３の自己消弧素子の接続
点に接続された第８のダイオードと、カソードが第５の
ダイオードのアノードに接続された第９のダイオード
と、第９のダイオードのアノードと第１の自己消弧素子
の正側端子との間に接続された第１のコンデンサと、第
９のダイオードに並列に接続された第１の抵抗と、第５
のダイオードのアノードと第７のダイオードのアノード
との間に接続された第２のコンデンサと、第７のダイオ
ードのアノードと直流電圧源の負側端子との間に接続さ
れた第２の抵抗と、第８のダイオードのカソードと直流
電圧源の正側端子との間に接続された第３の抵抗と、第
６のダイオードのカソードと第８のダイオードのカソー
ドとの間に接続された第３のコンデンサと、アノードが
第６のダイオードのカソードに接続された第１０のダイ
オードと、この第１０のダイオードのカソードと第４の
自己消弧素子の負側端子との間に接続された第４のコン
デンサと、第１０のダイオードに並列に接続された第４
の抵抗とを具備したことを特徴とする。

【００２６】請求項２に係る発明の中性点クランプ式電
力変換器は、直列接続された第１、第２、第３および第
４の自己消弧素子と、これら第１ないし第４の自己消弧
素子にそれぞれ個々に逆並列接続された第１、第２、第
３および第４のダイオードとを具備し、第１の自己消弧
素子の正側端子を直流電圧源の正側端子に接続し、第４
の自己消弧素子の負側端子を直流電圧源の負側端子に接
続し、第２および第３の自己消弧素子の接続点から出力
端子を導出する中性点クランプ式電力変換器において、
アノードが第１の自己消弧素子の正側端子に接続された
第５のダイオードと、カソードが第１および第２の自己
消弧素子の接続点に、かつアノードが直流電圧源の零電
圧端子に接続された第６のダイオードと、カソードが第
２および第３の自己消弧素子の接続点に接続された第７
のダイオードと、アノードが第２および第３の自己消弧
素子の接続点に接続された第８のダイオードと、アノー
ドが第３および第４の自己消弧素子の接続点に、かつカ
ソードが直流電圧源の零電圧端子に接続された第９のダ
イオードと、カソードが第４の自己消弧素子の負側端子
に接続された第１０のダイオードと、第５のダイオード
に並列に接続された第１の抵抗と、第５のダイオードの
カソードと第６のダイオードのアノードとの間に接続さ
れた第１のコンデンサと、第６のダイオードのアノード
と第７のダイオードのアノードとの間に接続された第２
のコンデンサと、第８のダイオードのカソードと第９の
ダイオードのカソードとの間に接続された第３のコンデ
ンサと、第９のダイオードのカソードと第１０のダイオ
ードのアノードとの間に接続された第４のコンデンサ
と、第７のダイオードのアノードと直流電圧源の負側端
子との間に接続された第２の抵抗と、第８のダイオード
のカソードと直流電圧源の正側端子との間に接続された
第３の抵抗と、第１０のダイオードに並列に接続された
第４の抵抗とを具備したことを特徴とする。

【００２７】

【発明の実施の形態】＜第１の実施形態＞ （構成）図１は低損失スナバ回路を具備した本発明のＮ
ＰＣインバータの一実施形態を示すものである。図１は
１相分（Ｕ相）の主回路を示し、三相出力インバータの
場合はＶ相およびＷ相も同様に構成される。

【００２８】図１に示す電力変換器（インバータ）ＰＣ
２は、正側主回路パワー素子として、図示のごとく例え
ばＩＧＢＴ（ゲート絶縁型バイポーラトランジスタ）か
らなり、直流電源端子１０，１２間に配線インダクタン
スＬ１，Ｌ３を介して直列接続された４個の自己消弧素
子Ｓ１〜Ｓ４と、各自己消弧素子に個々に逆並列接続さ
れたフリーホイリングダイオードＤ１〜Ｄ４とを備えて
いる。第１および第２の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２の接続
点と第３および第４の自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４の接続点
との間に、クランプダイオードＤｃ１，Ｄｃ２が自己消
弧素子Ｓ１〜Ｓ４とは逆向きの極性で直列に接続されて
いる。電圧Ｖｄ１およびＶｄ２で代表される直流電圧源
（電圧Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２。Ｖｄ１＝Ｖｄ２）からは
正負両端子１０，１２のほかに零電圧端子１１が導出さ
れ、この零電圧端子１１が配線インダクタンスＬ２を介
して両クランプダイオードＤｃ１，Ｄｃ２の接続点に接
続されている。

【００２９】各主回路パワー素子にはスナバ回路が接続
されている。スナバ回路は、スナバコンデンサＣｓ１〜
Ｃｓ４、スナバダイオードＤｓ１〜Ｄｓ４、およびスナ
バ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４からなっている。クランプダイオ
ードＤｃ１のアノードにスナバダイオードＤｓ１のカソ
ードが接続され、このスナバダイオードＤｓ１のアノー
ドと第１の自己消弧素子Ｓ１の正側端子との間に第１の
スナバコンデンサＣｓ１が接続されている。スナバダイ
オードＤｓ１に第１のスナバ抵抗Ｒｓ１が並列に接続さ
れている。第２および第３の自己消弧素子Ｓ２，Ｓ３の
接続点に第２のスナバダイオードＤｓ２のカソードが接
続され、スナバダイオードＤｓ２のアノードとクランプ
ダイオードＤｃ１のアノードとの間に第２のスナバコン
デンサＣｓ２が接続されている。スナバダイオードＤｓ
２のアノードと直流電圧源の負側端子１２との間に第２
のスナバ抵抗Ｒｓ２が接続されている。同様に、クラン
プダイオードＤｃ２のカソードにスナバダイオードＤｓ
４のアノードが接続され、このスナバダイオードＤｓ４
のカソードと第４の自己消弧素子Ｓ４の負側端子との間
に第４のスナバコンデンサＣｓ４が接続されている。ス
ナバダイオードＤｓ４に第４のスナバ抵抗Ｒｓ４が並列
に接続されている。第２および第３の自己消弧素子Ｓ
２，Ｓ３の接続点に第３のスナバダイオードＤｓ３のア
ノードが接続され、スナバダイオードＤｓ３のカソード
とクランプダイオードＤｃ２のカソードとの間に第３の
スナバコンデンサＣｓ３が接続されている。スナバダイ
オードＤｓ３のカソードと直流電圧源の正側端子１０と
の間に第３のスナバ抵抗Ｒｓ３が接続されている。

【００３０】（作用）このインバータでは、自己消弧素
子Ｓ１とＳ２がオンのとき電圧Ｖｄ１を出力し、自己消
弧素子Ｓ２とＳ３がオンのときゼロ電圧を出力し、自己
消弧素子Ｓ３とＳ４がオンのとき電圧Ｖｄ２を出力す
る。

【００３１】ＮＰＣインバータでは、例えば、自己消弧
素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたとすると、直流電圧Ｖ
ｄ１を素子Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３−クランプダイオードＤｃ
２の経路で短絡回路を形成し、過大な短絡電流が素子に
流れる。これを防ぐために、素子Ｓ１とＳ３を逆動作さ
せ、素子Ｓ２とＳ４を逆動作させる。

【００３２】配線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１，Ｓ２
を介して電流が流れている状態を想定する。このとき、
スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧はＶｄ１であり、
すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ１を
ターンオフさせると、配線インダクタンスＬ１の残留エ
ネルギーにより、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇
する。この端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子
間電圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向
の電圧が加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。
これにより、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギー
が図２に示すようにスナバコンデンサＣｓ１に流れ込み
吸収される。

【００３３】スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧が上
昇しても、直流電圧Ｖｄ１にクランプされているため、
スナバ抵抗Ｒｓ１によりコンデンサＣｓ１の端子間電圧
がＶｄ１に等しくなるように余剰電圧は放電される。こ
の放電の電流経路は図２０に示すように、Ｃｓ１−Ｌ１
−Ｃｐ１−Ｌ２−Ｒｓ１−Ｃｓ１である。自己消弧素子
Ｓ１は、スナバコンデンサＣｓ１の電圧にクランプされ
ているため、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧をほぼ電圧
Ｖｄ１の状態に保つことができる。素子Ｓ１が再びター
ンオンしても、スナバコンデンサＣｓ１は放電せずに電
圧Ｖｄ１の電圧を維持する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ
１によって消費される損失は、スナバコンデンサＣｓ１
に充電されていた余剰電圧のみであり、従来の放電型ス
ナバ回路に比べ損失を大幅に低減することができる。

【００３４】自己消弧素子Ｓ２の動作およびそのスナバ
回路の作用も素子Ｓ１の場合と同様である。配線インダ
クタンスＬ２とクランプダイオードＤｃ１、素子Ｓ２，
Ｓ３を介して電流が流れている状態を想定する。このと
き、スナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧はＶｄ２であ
り、すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ
２をターンオフさせると、配線インダクタンスＬ２の残
留エネルギーにより、自己消弧素子Ｓ２の端子間電圧が
上昇する。素子Ｓ２の端子間電圧がスナバコンデンサＣ
ｓ２の端子間電圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ
２に順方向の電圧が加わり、ダイオードＤｓ２が導通状
態となる。これにより配線インダクタンスＬ２の残留エ
ネルギーがスナバコンデンサＣｓ２に流れ込み吸収され
る。スナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧は上昇する
が、電圧Ｖｄ２にクランプされているため、スナバ抵抗
Ｒｓ２により端子間電圧が電圧Ｖｄ２に等しくなるよう
に余剰電圧は放電される。素子Ｓ２が再びターンオンし
ても、スナバコンデンサＣｓ２は放電せずに電圧Ｖｄ２
を維持する。このため、スナバ抵抗Ｒｓ２によって消費
される損失はスナバコンデンサＣｓ２に充電されていた
余剰電圧のみであり、従来の放電型スナバ回路に比べ損
失を大幅に低減することができる。また、従来の低損失
スナバ回路と比較すると、従来の低損失スナバ回路にお
いては、スナバコンデンサＣｓ２に充電されている余剰
電圧が放電されるためには、素子Ｓ２が再びターンオン
となり、かつ、素子Ｓ３もオンの状態でなければならな
い。しかし、本発明による低損失スナバ回路では、素子
Ｓ２の動作状態にかかわらず、スナバコンデンサＣｓ２
および素子Ｓ２の端子間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２
と等しくなる。

【００３５】自己消弧素子Ｓ３，Ｓ４のスナバ回路につ
いても上記の素子Ｓ３，Ｓ４の場合と同様である。

【００３６】本実施形態によれば、例えば、特開平４−
２９５２７９号公報に開示されている制御方式も適用で
きる。この制御方式によれば、出力電流の向きにより必
要な素子だけオンさせ、無駄なスイッチング動作を無く
して損失の低減を図ることができる。例えば、出力電流
が正のとき素子Ｓ３とＳ４をオフの状態に固定してお
く。また、出力電圧が負のとき素子Ｓ１とＳ２をオフの
状態にしておく。これにより無駄なスイッチングをなく
し、スイッチング損失を低減することができる。

【００３７】この制御方式を本発明によるＮＰＣインバ
ータに適用した場合と従来の低損失スナバ回路を有する
ＮＰＣインバータに適用した場合を比較してみる。例え
ば、出力電流が正で素子Ｓ３とＳ４がオフの状態となっ
ている状態で、素子Ｓ２をオン／オフさせる場合、従来
の低損失スナバ回路では、スナバコンデンサＣｓ２に充
電されている余剰電圧が放電されるためには、素子Ｓ２
が再びターンオンとなり、かつ、素子Ｓ３もオンの状態
でなければスナバコンデンサＣｓ２に充電されている余
剰電圧は放電されない。しかし、本発明による低損失ス
ナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態にかかわらず、スナ
バコンデンサＣｓ２の余剰電圧を放電することができ、
スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２の端子間電圧は
定常的に直流電圧Ｖｄ２と等しくすることができる。

【００３８】本発明による低損失スナバ回路では、従来
の低損失スナバ回路（図１０）において必要であったス
ナバダイオードＤｓ２２，Ｄｓ３２の必要がなくなる。
図２の回路において、例えば、自己消弧素子Ｓ１とＳ２
が導通状態にあることを仮定する。このとき、スナバコ
ンデンサＣｓ２の一方の端子の電位は、配線インダクタ
ンスＬ２が小さいため、ほぼ直流電圧源の零電圧端子１
１に等しくなる。また、スナバコンデンサＣｓ２の他方
の端子の電位は、直流電圧源の負側端子１２の電位に等
しくなる。この作用により、本発明による低損失スナバ
回路においては、従来の低損失スナバ回路において問題
となっていた、スナバコンデンサＣｓ２に直流電圧の全
電圧が印加されるという事態を回避することができる。

【００３９】（効果）図１の実施形態によれば、ＮＰＣ
インバータの低損失スナバ回路を提供することができ
る。また、本発明によるＮＰＣインバータは、従来の低
損失スナバ回路を持つＮＰＣインバータに対し、自己消
弧素子のスイッチング制御が限定されない利点がある。
さらに、従来の低損失スナバ回路において必要とされて
いた外部スナバダイオードＤｓ２２，Ｄｓ３２を不要と
し、ダイオードの数を低減することができるという利点
がある。

【００４０】＜第２の実施形態＞ （構成）図４は低損失スナバ回路を具備した本発明のＮ
ＰＣインバータの別の実施形態を示すものである。図４
は１相分（Ｕ相）の主回路を示し、三相出力インバータ
の場合はＶ相およびＷ相も同様に構成される。

【００４１】図４に示すＮＰＣインバータＰＣ４の主回
路パワー素子の接続は図１に示したＮＰＣインバータＰ
Ｃ２と同一である。この実施形態のスナバ回路は図１の
ものとは異なる回路構成を持っている。このスナバ回路
は、スナバコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４、スナバダイオー
ドＤｓ１〜ｄｓ４、およびスナバ抵抗Ｒｓ１〜Ｒｓ４か
らなっている。

【００４２】第１の自己消弧素子Ｓ１の正側端子とクラ
ンプダイオードＤｃ１のアノードとの間に、スナバダイ
オードＤｓ１およびスナバコンデンサＣｓ１が直列に接
続され、スナバダイオードＤｓ１に第１のスナバ抵抗Ｒ
ｓ１が並列に接続されれいる。第２および第３の自己消
弧素子Ｓ２，Ｓ３の接続点に第２のスナバダイオードＤ
ｓ２のカソードが接続され、スナバダイオードＤｓ２の
アノードとクランプダイオードＤｃ１のアノードとの間
に第２のスナバコンデンサＣｓ２が接続されている。ス
ナバダイオードＤｓ２のアノードと直流電圧源の負側端
子１２との間に第２のスナバ抵抗Ｒｓ２が接続されてい
る。同様に、クランプダイオードＤｃ２のカソードと第
４の自己消弧素子Ｓ４の負側端子との間に、スナバコン
デンサＣｓ４およびスナバダイオードＤｓ４が直列に接
続され、スナバダイオードＤｓ４に第４のスナバ抵抗Ｒ
ｓ４が並列に接続されれいる。

【００４３】（作用）図４に示すインバータＰＣ４にお
ける自己消弧素子のスイッチング動作と電圧レベルの関
係の一例を示せば、自己消弧素子Ｓ１とＳ２がオンのと
き、電圧Ｖｄ１を出力し、自己消弧素子Ｓ２とＳ３がオ
ンのとき０電圧を出力し、自己消弧素子Ｓ３とＳ４がオ
ンのとき、電圧Ｖｄ２を出力する。

【００４４】ＮＰＣインバータでは、例えば、すでに述
べたように自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ３が同時にオンしたと
すると、直流電圧Ｖｄ１を素子Ｓ１−Ｓ２−Ｓ３−クラ
ンプダイオードＤｃ２の経路で短絡し、過大な短絡電流
が素子に流れる。これを防ぐため、素子Ｓ１とＳ３を逆
動作させ、素子Ｓ２とＳ４を逆動作させる。

【００４５】配線インダクタンスＬ１と素子Ｓ１，Ｓ２
を介して電流が流れている状態を想定する。このとき、
スナバコンデンサＣｓ１の端子間電圧はＶｄ１であり、
すでに充電されている状態にある。自己消弧素子Ｓ１を
ターンオフさせると、配線インダクタンスＬ１の残留エ
ネルギーにより、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧が上昇
する。端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ１の端子間電
圧を超過すると、スナバダイオードＤｓ１に順方向の電
圧が加わり、ダイオードＤｓ１が導通状態となる。これ
により、配線インダクタンスＬ１の残留エネルギーがス
ナバコンデンサＣｓ１に流れ込み吸収される。この状態
を図２３に示す。このとき、スナバコンデンサＣｓ１の
端子間電圧は上昇するが、直流電圧Ｖｄ１にクランプさ
れているため、スナバ抵抗Ｒｓ１により、端子間電圧が
Ｖｄ１に等しくなるように余剰電圧は図２４に示される
Ｃｓ１→Ｒｓ１の経路で放電される。自己消弧素子Ｓ１
は、スナバコンデンサＣｓ１の電圧にクランプされてい
るため、自己消弧素子Ｓ１の端子間電圧をほぼＶｄ１に
保つことができる。

【００４６】素子Ｓ１が再びターンオンしても、スナバ
コンデンサＣｓ１は放電せずに電圧Ｖｄ１を維持する。
このため、スナバ抵抗Ｒｓ１によって消費される損失
は、スナバコンデンサＣｓ１に充電されていた余剰電圧
のみであり、従来の放電型のスナバ回路に比べ損失を大
幅に低減することができる。

【００４７】自己消弧素子Ｓ２の動作およびそのスナバ
回路について説明する。配線インダクタンスＬ２とクラ
ンプダイオードＤｃ１、素子Ｓ２，Ｓ３を介して電流が
流れている状態を想定する。このとき、スナバコンデン
サＣｓ２の端子間電圧はＶｄ２であり、すでに充電され
ている状態にある。自己消弧素子Ｓ２をターンオフさせ
ると、配線インダクタンスＬ２の残留エネルギーによ
り、自己消弧素子Ｓ２の端子間電圧が上昇する。素子Ｓ
２の端子間電圧がスナバコンデンサＣｓ２の端子間電圧
を超過すると、スナバダイオードＤｓ２に順方向の電圧
が加わり、ダイオードＤｓ２が導通状態となる。これに
より配線インダクタンスＬ２の残留エネルギーがスナバ
コンデンサＣｓ２に流れ込み吸収される。スナバコンデ
ンサＣｓ２の端子間電圧は上昇するが、電圧Ｖｄ２にク
ランプされているため、スナバ抵抗Ｒｓ２により端子間
電圧がＶｄ２に等しくなるように余剰電圧は放電され
る。素子Ｓ２が再びターンオンしても、スナバコンデン
サＣｓ２は放電せずに電圧Ｖｄ２を維持する。このた
め、スナバ抵抗Ｒｓ２によって消費される損失は、スナ
バコンデンサＣｓ２に充電されていた余剰電圧のみであ
り、従来の放電型のスナバ回路に比べ損失を大幅に低減
することができる。また、従来の低損失スナバ回路と比
較すると、従来の低損失スナバ回路においては、スナバ
コンデンサＣｓ２に充電されている余剰電圧が放電され
るためには、素子Ｓ２が再びターンオンとなり、かつ、
素子Ｓ３もオンの状態でなければならない。しかし、本
発明による低損失スナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態
にかかわらず、スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２
の端子間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２に等しくなる。

【００４８】自己消弧素子Ｓ３、Ｓ４のスナバ回路につ
いても上記と同様である。

【００４９】本実施例の構成によれば、例えば、特開平
４−２９５２７９号公報に示されている制御方式も適用
できる。この制御方式によれば、出力電流の向きにより
必要な素子だけオンさせ、無駄なスイッチング動作を無
くして損失の低減を図ることができる。例えば、出力電
流が正のとき素子Ｓ３とＳ４をオフの状態に固定してお
く。また、出力電圧が負のときは素子Ｓ１とＳ２をオフ
の状態にしておく。これにより無駄なスイッチングをな
くし、スイッチング損失を低減することができる。

【００５０】この制御方式を本発明によるＮＰＣインバ
ータに適用した場合と従来の低損失スナバ回路を有する
ＮＰＣインバータに適用した場合とを比較する。例え
ば、出力電流が正で素子Ｓ３とＳ４がオフの状態となっ
ている状態で、素子Ｓ２をオン／オフさせる場合、従来
の低損失スナバ回路においては、スナバコンデンサＣｓ
２に充電されている余剰電圧が放電されるためには、素
子Ｓ２が再びターンオンとなり、かつ、素子Ｓ３もオン
の状態でなければスナバコンデンサＣｓ２に充電されて
いる余剰電圧は放電されない。しかし、本発明による低
損失スナバ回路では、素子Ｓ２の動作状態にかかわら
ず、スナバコンデンサＣｓ２の余剰電圧を放電すること
ができ、スナバコンデンサＣｓ２および素子Ｓ２の端子
間電圧は定常的に直流電圧Ｖｄ２と等しくすることがで
きる。

【００５１】本発明による低損失スナバ回路において
は、従来の低損失スナバ回路（図１０）において必要で
あったスナバダイオードＤｓ２２およびＤｓ３２の必要
がない。図４において、例えば、自己消弧素子Ｓ１とＳ
２が導通状態にあることを仮定する。このとき、スナバ
コンデンサＣｓ２の一端の電位は、配線インダクタンス
Ｌ２が小さいため、ほぼ直流電圧源の零電圧端子１１の
電位に等しくなる。また、スナバコンデンサＣｓ２の他
端の電位は直流電圧源の負側端子１２に等しくなる。こ
の作用により、本発明による低損失スナバ回路において
は、従来の低損失スナバ回路において問題となってい
た、スナバコンデンサＣｓ２に直流電圧の全電圧が印加
されるということがない。

【００５２】（効果）図４の実施形態によれば、ＮＰＣ
インバータの低損失スナバ回路を提供することができ
る。また、発明のＮＰＣインバータは、従来の低損失ス
ナバ回路を持つＮＰＣインバータに対し、自己消弧素子
のスイッチング制御が限定されない利点がある。さら
に、従来の低損失スナバ回路において必要とされていた
外部スナバダイオードＤｓ２２，Ｄｓ３２を不要とし、
ダイオードの数を低減できるという利点がある。

【００５３】

【発明の効果】以上詳述したところから明らかなよう
に、本発明による低損失スナバ回路を有する中性点クラ
ンプ式電力変換器は部品数を低減することができ、さら
に、スナバコンデンサの放電動作においてスイッチング
制御方式に依存せず、熱損失の少ないスナバ回路を備え
た高効率の電力変換器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による低損失スナバ回路を有する中性点
クランプ式電力変換器の一実施形態を示す回路図。

【図２】図１の電力変換器におけるスナバコンデンサの
充電動作を説明するための説明図。

【図３】図１の電力変換器におけるスナバコンデンサと
スナバ抵抗による放電動作を説明するための説明図。

【図４】本発明による低損失スナバ回路を有する中性点
クランプ式電力変換器の他の実施形態を示す回路図。

【図５】図４の電力変換器におけるスナバコンデンサの
充電動作を説明するための説明図。

【図６】図４の電力変換器におけるスナバコンデンサと
スナバ抵抗による放電動作を説明するための説明図。

【図７】従来の中性点クランブ式電力変換器の内部回路
構成を示す結線図。

【図８】図７の回路による自己消弧素子のターンオフに
伴うスナバコンデンサヘの充電動作を説明するための説
明図。

【図９】図７の回路による自己消弧素子のターンオンに
伴うスナバコンデンサの放電動作を説明するための説明
図。

【図１０】従来の低損失スナバ回路を有する中性点クラ
ンプ式電力変換器の主回路構成を示す結線図。

【図１１】図１０の低損失スナバ回路における自己消弧
素子のターンオフに伴うスナバコンデンサへの充電動作
を説明するための説明図。

【図１２】図１０の低損失スナバ回路におけるスナバコ
ンデンサの放電動作を説明するための説明図。

【図１３】図１０の低損失スナバ回路における自己消弧
素子のターンオフに伴うスナバコンデンサへの充電動作
を説明するための説明図。

【図１４】図１０の低損失スナバ回路におけるスナバコ
ンデンサの放電動作を説明するための説明図。

【符号の説明】

Ｖｄ，Ｖｄｌ，Ｖｄ２ 直流電圧 Ｓ１〜Ｓ４ 自己消弧素子 Ｄｌ〜Ｄ４ フリーホイーリングダイオード Ｄｃ１，Ｄｃ２ クランプダイオード Ｌ１〜Ｌ３ 配線インダクタンス Ｒｓｌ〜Ｒｓ４ スナバ抵抗 Ｃｓｌ〜Ｃｓ４ スナバコンデンサ Ｄｓｌ〜Ｄｓ４ スナバダイオード １０ 直流電圧源の正側端子 １１ 直流電圧源の零電圧端子 １２ 直流電圧源の負側端子 ２０ 出力端子

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直列接続された第１、第２、第３および第
   ４の自己消弧素子と、これら第１ないし第４の自己消弧
   素子にそれぞれ個々に逆並列接続された第１、第２、第
   ３および第４のダイオードとを具備し、前記第１の自己
   消弧素子の正側端子を直流電圧源の正側端子に接続し、
   前記第４の自己消弧素子の負側端子を前記直流電圧源の
   負側端子に接続し、前記第２および第３の自己消弧素子
   の接続点から出力端子を導出する中性点クランプ式電力
   変換器において、 カソードが前記第１および第２の自己消弧素子の接続点
   に、かつアノードが前記直流電圧源の零電圧端子に接続
   された第５のダイオードと、 アノードが前記第３および第４の自己消弧素子の接続点
   に、かつカソードが前記直流電圧源の零電圧端子に接続
   された第６のダイオードと、 カソードが前記第２および第３の自己消弧素子の接続点
   に接続された第７のダイオードと、 アノードが前記第２および第３の自己消弧素子の接続点
   に接続された第８のダイオードと、 カソードが前記第５のダイオードのアノードに接続され
   た第９のダイオードと、 前記第９のダイオードのアノードと前記第１の自己消弧
   素子の正側端子との間に接続された第１のコンデンサ
   と、 前記第９のダイオードに並列に接続された第１の抵抗
   と、 前記第５のダイオードのアノードと前記第７のダイオー
   ドのアノードとの間に接続された第２のコンデンサと、 前記第７のダイオードのアノードと前記直流電圧源の負
   側端子との間に接続された第２の抵抗と、 前記第８のダイオードのカソードと前記直流電圧源の正
   側端子との間に接続された第３の抵抗と、 前記第６のダイオードのカソードと前記第８のダイオー
   ドのカソードとの間に接続された第３のコンデンサと、 アノードが前記第６のダイオードのカソードに接続され
   た第１０のダイオードと、 この第１０のダイオードのカソードと前記第４の自己消
   弧素子の負側端子との間に接続された第４のコンデンサ
   と、 前記第１０のダイオードに並列に接続された第４の抵抗
   とを具備したことを特徴とする中性点クランプ式電力変
   換器。
2. 【請求項２】直列接続された第１、第２、第３および第
   ４の自己消弧素子と、これら第１ないし第４の自己消弧
   素子にそれぞれ個々に逆並列接続された第１、第２、第
   ３および第４のダイオードとを具備し、前記第１の自己
   消弧素子の正側端子を直流電圧源の正側端子に接続し、
   前記第４の自己消弧素子の負側端子を前記直流電圧源の
   負側端子に接続し、前記第２および第３の自己消弧素子
   の接続点から出力端子を導出する中性点クランプ式電力
   変換器において、 アノードが前記第１の自己消弧素子の正側端子に接続さ
   れた第５のダイオードと、 カソードが前記第１および第２の自己消弧素子の接続点
   に、かつアノードが前記直流電圧源の零電圧端子に接続
   された第６のダイオードと、 カソードが前記第２および第３の自己消弧素子の接続点
   に接続された第７のダイオードと、 アノードが前記第２および第３の自己消弧素子の接続点
   に接続された第８のダイオードと、 アノードが前記第３および第４の自己消弧素子の接続点
   に、かつカソードが前記直流電圧源の零電圧端子に接続
   された第９のダイオードと、 カソードが前記第４の自己消弧素子の負側端子に接続さ
   れた第１０のダイオードと、 前記第５のダイオードに並列に接続された第１の抵抗
   と、 前記第５のダイオードのカソードと前記第６のダイオー
   ドのアノードとの間に接続された第１のコンデンサと、 前記第６のダイオードのアノードと前記第７のダイオー
   ドのアノードとの間に接続された第２のコンデンサと、 前記第８のダイオードのカソードと前記第９のダイオー
   ドのカソードとの間に接続された第３のコンデンサと、 前記第９のダイオードのカソードと前記第１０のダイオ
   ードのアノードとの間に接続された第４のコンデンサ
   と、 前記第７のダイオードのアノードと前記直流電圧源の負
   側端子との間に接続された第２の抵抗と、 前記第８のダイオードのカソードと前記直流電圧源の正
   側端子との間に接続された第３の抵抗と、 前記第１０のダイオードに並列に接続された第４の抵抗
   とを具備したことを特徴とする中性点クランプ式電力変
   換器。