JP2012130125A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置を構成する回路の小型化を図るとともに、消費電力を低減することのできる電力変換装置を提供する。
【解決手段】各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をそれぞれ２つずつ直列に接続した２つのハーフブリッジ回路１，２から成り、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子Ｇ１には、それぞれ駆動回路１０，１１，２０，２１が接続され、制御端子Ｇ２には、それぞれ保持回路１２，１３，２２，２３が接続され、一方の第１のハーフブリッジ回路１の高電位側の保持回路１２のコンデンサＣ１２を、他方の第２のハーフブリッジ回路２の高電位側のスイッチング素子Ｑ３がオン状態のときに充電用コンデンサＣ２０により充電し、他方の第２のハーフブリッジ回路２の高電位側の保持回路２２のコンデンサＣ２２を、一方の第１のハーフブリッジ回路１の高電位側のスイッチング素子Ｑ１がオン状態のときに充電用コンデンサＣ１０により充電する。
【選択図】図１

Description

本発明は、双方向素子を用いた電力変換装置に関する。

従来から、双方向素子を用いたインバータ（電力変換装置）が知られており、例えば特許文献１に開示されているようなものがある。この特許文献１には、第一ゲート端子、第二ゲート端子を各々オン／オフすることで４つの動作モードを有する双方向スイッチ（スイッチング素子）を直列接続したハーフブリッジ回路に適用するゲート駆動回路が開示されている。このゲート駆動回路は、第一ゲート端子を常時オンとする保持回路を備え、第一ゲート端子を常時オン、第二ゲート端子をＰＷＭ制御するものである。

特開２０１０−５７２６３号公報

しかしながら、上記従来例では、各スイッチング素子の駆動用電源となるコンデンサの容量を大きくする必要があるため、装置を構成する回路の大型化を招くという問題があった。また、各スイッチング素子の駆動用電源となるコンデンサの容量の肥大化に伴って、消費電力が増大するという問題があった。

本発明は、上記の点に鑑みて為されたもので、装置を構成する回路の小型化を図るとともに、消費電力を低減することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明の電力変換装置は、２つのスイッチング素子を直列に接続して成る２つのハーフブリッジ回路を並列に接続して成り、外部から入力される電力を変換して前記各ハーフブリッジ回路の２つのスイッチング素子の接続点の間に接続される負荷に交番電力を供給し、前記各スイッチング素子は、それぞれ１対の主端子と１対の制御端子とを有し、前記各制御端子に駆動信号を与えることで前記１対の主端子間を流れる主電流の向きを制御する双方向素子から成り、前記各スイッチング素子の一方の制御端子には、それぞれ駆動信号を供給する駆動回路が接続され、前記各スイッチング素子の他方の制御端子には、それぞれ駆動信号を供給する保持回路が接続され、前記各保持回路はそれぞれコンデンサを有し、当該コンデンサにより前記各スイッチング素子の他方の制御端子に供給する駆動電力を保持し、前記各保持回路は、自身が駆動信号を供給する前記スイッチング素子が属する前記ハーフブリッジ回路において、少なくとも他方の前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替わってから所定期間の間に駆動電力を供給し、前記各駆動回路のうち高電位側の各駆動回路には、少なくとも制御電源からの電力を受けて充電するとともに高電位側の前記各スイッチング素子に駆動電力を供給する充電用コンデンサが設けられ、前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における高電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記他方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記スイッチング素子がオン状態のときに供給される電力によって駆動電力を充電することを特徴とする。

この電力変換装置において、前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における高電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記他方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記スイッチング素子がオン状態のときに前記他方のハーフブリッジ回路側の前記充電用コンデンサから電力が供給されることが好ましい。

この電力変換装置において、前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における高電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記他方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記スイッチング素子がオン状態のときに前記他方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記駆動回路から出力される駆動信号によって電力が供給されることが好ましい。

この電力変換装置において、前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における低電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記一方のハーフブリッジ回路側の充電用コンデンサから電力が供給されることが好ましい。

この電力変換装置において、前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における低電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記一方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記駆動回路から出力される駆動信号によって電力が供給されることが好ましい。

この電力変換装置において、前記各スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体で形成された双方向スイッチング素子から成ることが好ましい。

本発明は、装置を構成する回路の小型化を図ることができるとともに、消費電力を低減することができるという効果を奏する。

本発明に係る電力変換装置の実施形態１を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置の実施形態２を示す回路図である。 同上の他の構成を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置の実施形態３を示す回路図である。 本発明に係る電力変換装置の基本形態を示す回路図である。 同上に用いる双方向スイッチング素子を示す図で、（ａ）は概略図で、（ｂ）はゲート信号と導通状態との相関図である。 （ａ），（ｂ）は基本形態及び各実施形態で用いる双方向スイッチング素子の他の構成を示す図である。

（基本形態）
以下、本発明に係る電力変換装置の各実施形態を説明するにあたって、先ず基本形態について図面を用いて説明する。本基本形態は、図５に示すように、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列に接続して成る第１のハーフブリッジ回路１を備える。また、本基本形態は、２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を直列に接続して成る第２のハーフブリッジ回路２を備え、第１のハーフブリッジ回路１と並列に接続することでフルブリッジ回路を構成している。

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御回路３から与えられる駆動信号によって各々オン／オフを切り替えるように駆動する。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間の接続点Ａ１と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の間の接続点Ａ２との間に、例えば放電灯から成る負荷４が接続される。したがって、外部の直流電源（入力電源）ＤＣ１からの直流電力を各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４から成るフルブリッジ回路によって高周波電力に変換して負荷４に供給するようになっている。

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、何れも双方向に流れる電流のオン／オフを切り替える双方向素子である。なお、本基本形態及び以下で説明する各実施形態では、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、何れもワイドギャップ半導体で形成された双方向スイッチング素子から成る。

以下、双方向スイッチング素子について説明する。双方向スイッチング素子は、図６（ａ）に示すように、端子間に主電流が流れる２つの主端子Ｓ１，Ｓ２と、主電流のオン／オフを制御する２つの制御端子Ｇ１，Ｇ２とを有し、主電流の流れる向きを制御端子Ｇ１，Ｇ２に与える信号によって制御するものである。

ここで、双方向スイッチング素子の導通状態について図６（ｂ）を用いて説明する。制御端子Ｇ１，Ｇ２の何れもが電圧が印加されないＬレベルである場合、双方向スイッチング素子はオフ状態となり、主電流は流れない。この双方向スイッチング素子の状態を「第１のモード」と呼ぶ。

また、制御端子Ｇ１が、主端子Ｓ１の電位を基準とした所定電圧が印加されるＨレベルであり、且つ制御端子Ｇ２が、主端子Ｓ２の電位を基準とした所定電圧が印加されるＨレベルである場合、双方向スイッチング素子は双方向に主電流を流すことができる。すなわち、当該導通状態では、双方向スイッチング素子は、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１、及び主端子Ｓ１→主端子Ｓ２の何れの方向にも主電流を流すことができる両極性のオン状態となる。この双方向スイッチング素子の状態を「第２のモード」と呼ぶ。

次に、制御端子Ｇ１がＨレベルであって、制御端子Ｇ２がＬレベルである場合には、双方向スイッチング素子は、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１方向にのみ主電流を流すことのできる単極性のオン状態となる。この双方向スイッチング素子の状態を「第３のモード」と呼ぶ。また、制御端子Ｇ１がＬレベルであって、制御端子Ｇ２がＨレベルである場合には、双方向スイッチング素子は、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向にのみ主電流を流すことのできる単極性のオン状態となる。この双方向スイッチング素子の状態を「第４のモード」と呼ぶ。

なお、本基本形態及び各実施形態では、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は何れも双方向スイッチング素子から成るが、双方向に電流を流す構成であれば他の構成であってもよい。例えば図７（ａ）に示すように、電流を単方向のみ制御可能なトランジスタＴＲ１とダイオードＤ１００とから成る並列回路を２つ設け、これら並列回路を互いに逆極性となるように直列に接続した構成であってもよい。また、例えば図７（ｂ）に示すように、トランジスタＴＲ１とダイオードＤ１００とから成る直列回路を２つ設け、これら直列回路を互いに逆極性となるように並列に接続した構成であってもよい。

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子Ｇ１には、それぞれ駆動回路１０，１１，２０，２１を介して制御回路３からＨレベル及びＬレベルの２値信号である駆動信号が与えられる。また、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子Ｇ２には、それぞれ後述する保持回路１２，１３，２２，２３が接続されており、これら保持回路１２，１３，２２，２３から駆動電力が供給されることで、常時Ｈレベルの駆動信号が入力されるようになっている。したがって、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、制御回路３からの駆動信号によって双方向に主電流を流すことのできる第２のモードと、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２の方向に主電流を流すことのできる第４のモードとを交互に切り替えるように制御される。

ここで、本基本形態では、対角線上にあるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン／オフと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン／オフとを交互に切り替えることで入力電源ＤＣ１からの直流電力を高周波電力に変換して負荷４に供給している。このとき、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、主に主端子Ｓ２→主端子Ｓ１方向に流れる主電流についてスイッチング制御を行うのが一般的である。ところで、負荷４として通常用いられる放電灯等は、インダクタ成分を含む誘導性負荷であり、このような誘導性負荷を負荷４として用いる場合には、インダクタ成分に蓄えられたエネルギーを入力電源ＤＣ１に回生する回生電流に留意する必要がある。

以下、第１のハーフブリッジ回路１を例に挙げて回生電流について簡単に説明する。第１のハーフブリッジ回路１において、一方のスイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に切り替わると、それまでオフ状態であった他方のスイッチング素子Ｑ２側に主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向の回生電流が瞬時に流れ出す。このため、一方のスイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に切り替わる直前には、他方のスイッチング素子Ｑ２の制御端子Ｇ２にＨレベルの駆動信号を入力し、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向に電流が流れるようにする必要がある。本基本形態では、後述するように各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子Ｇ２に常時Ｈレベルの駆動信号を入力しているので、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向には常に電流が流せるようになっている。

駆動回路１１，２１は、それぞれ周知の電流増幅回路１１０，２１０から成り、制御回路３から出力される駆動信号を増幅して各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の制御端子Ｇ１に入力する。駆動回路１０，２０は、それぞれ周知の電流増幅回路１００，２００と、周知のレベルシフト回路１０１，２０１とを備え、制御回路３から出力される駆動信号をレベルシフトした後に増幅して各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の制御端子Ｇ１に入力する。また、駆動回路１０，２０の後段には、高電位側の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の制御端子Ｇ１に駆動電力を供給するための駆動電源として充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０が接続されている。

保持回路１２，１３，２２，２３は、それぞれ定電圧ダイオードＤ１２，Ｄ１３，Ｄ２２，Ｄ２３及びコンデンサＣ１２，Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ２３の並列回路から成る。各保持回路１２，１３，２２，２３のコンデンサＣ１２，Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ２３は、制御電源ＶＣ１又は充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０から電力を供給されることで充電される。各コンデンサＣ１２，Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ２３は、その蓄積された電荷によって各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子Ｇ２に常時Ｈレベルの駆動信号を入力するようになっている。すなわち、各コンデンサＣ１２，Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ２３は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子Ｇ２に駆動電力を供給するための駆動電源となっている。

なお、本基本形態では、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動電源を簡素化するために、入力電源ＤＣ１の低電位側の端子と駆動電源の低電圧側の端子とを共通グランドとした制御電源ＶＣ１を用いている。

以下、この本基本形態の動作について図５を用いて説明する。なお、第１のハーフブリッジ回路１と第２のハーフブリッジ回路２とは対称形であり動作も同じであるので、ここでは第１のハーフブリッジ回路１の動作についてのみ説明し、第２のハーフブリッジ回路２の動作については説明を省略する。先ず、高電位側のスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ１がＬレベルでオフ状態のとき、制御回路３から低電位側のスイッチング素子Ｑ２の制御端子Ｇ１にＨレベルの駆動信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ２が第２のモードに切り替わってオン状態となる。スイッチング素子Ｑ２がオン状態になると、接続点Ａ１の電位がグランド電位まで低下するため、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ１、充電用コンデンサＣ１０、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で電流が流れ、充電用コンデンサＣ１０が充電される。同時に、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ１，Ｄ３、スイッチング素子Ｑ２を通る経路にも電流が流れ、保持回路１３のコンデンサＣ１３が充電される。

次に、制御回路３からスイッチング素子Ｑ２の制御端子Ｇ１にＬレベルの駆動信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ２が第４のモードに切り替わってオフ状態となる。スイッチング素子Ｑ２がオフ状態のときには、スイッチング素子Ｑ２がオン状態のときに充電用コンデンサＣ１０に蓄積された電荷をスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ１の駆動電源として用いる。このとき、接続点Ａ１が高電位となっているため、制御電源ＶＣ１から充電用コンデンサＣ１０には電力が供給されない。なお、ダイオードＤ１によって充電用コンデンサＣ１０から制御電源ＶＣ１への電流の逆流が防止されている。

そして、制御回路３からスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ１にＨレベルの駆動信号が入力されると、スイッチング素子Ｑ１が第２のモードに切り替わってオン状態となる。スイッチング素子Ｑ１がオン状態になると、接続点Ａ１の電位が入力電源ＤＣ１の高電位側と略同電位となる。そして、充電用コンデンサＣ１０に蓄積された電荷がダイオードＤ２を介して放電され、保持回路１２のコンデンサＣ１２が充電される。同時に、充電用コンデンサＣ１０に蓄積された電荷はダイオードＤ３を介して放電され、保持回路１３のコンデンサＣ１３が充電される。

したがって、保持回路１２，１３のコンデンサＣ１２，Ｃ１３に蓄積された電荷が各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端子Ｇ２に常時駆動電力を供給するための駆動電源として用いられる。このため、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、何れも主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向に電流を常時流すことができるようになっている。

ここで、本基本形態における保持回路１２のコンデンサＣ１２は、上述のように高電位側のスイッチング素子Ｑ１がオン状態のときのみ充電される。そして、コンデンサＣ１２は、低電位側のスイッチング素子Ｑ２がオン状態の期間と、負荷４から入力電源ＤＣ１側に回生電流が流れている期間とでは、スイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ２をＨレベルに保持する必要がある。このため、コンデンサＣ１２は、自身を充電できない期間においてその両端電圧の低下を抑制するために容量を大きくする必要がある。同様に、保持回路２２のコンデンサＣ２２についても容量を大きくする必要がある。

また、本基本形態では、上述のように低電位側のスイッチング素子Ｑ２がオフ状態であるとき、充電用コンデンサＣ１０は制御電源ＶＣ１からの電力の供給を受けない。この状態であっても、充電用コンデンサＣ１０は、高電位側のスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ１を駆動させるだけでなく、各保持回路１２，１３のコンデンサＣ１２，Ｃ１３を充電させる必要がある。このため、充電用コンデンサＣ１０は、自身を充電できない期間においてその両端電圧の低下を抑制するために容量を大きくする必要がある。同様に、充電用コンデンサＣ２０についても容量を大きくする必要がある。

このように、保持回路１２，２２のコンデンサＣ１２，Ｃ２２、及び充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０の容量が肥大化することにより、装置を構成する回路が大型化するという問題がある。また、保持回路１２，２２のコンデンサＣ１２，Ｃ２２、及び充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０の容量が肥大化することにより、消費電力が増大するという問題がある。

（実施形態１）
以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態１について図面を用いて説明する。なお、本実施形態の基本的な構成は基本形態と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態では、図１に示すように、充電用コンデンサＣ１０の高電位側の一端がダイオードＤ２を介して保持回路２２に接続されるとともに、充電用コンデンサＣ２０の高電位側の一端がダイオードＤ５を介して保持回路１２に接続される。すなわち、一方の第１のハーフブリッジ回路１における高電位側の保持回路１２のコンデンサＣ１２を、他方の第２のハーフブリッジ回路２における充電用コンデンサＣ２０により充電することに特徴がある。また、同様に、他方の第２のハーフブリッジ回路２における高電位側の保持回路２２のコンデンサＣ２２を、一方の第１のハーフブリッジ回路１における充電用コンデンサＣ１０により充電することに特徴がある。

以下、本実施形態の動作について図１を用いて説明する。先ず、各スイッチング素子Ｑ１をインバータとして動作させる前に、制御回路３は低電位側の各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の制御端子Ｇ１にＨレベルの駆動信号を与え、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオン状態に切り替える。すると、接続点Ａ１，Ａ２は何れも入力電源ＤＣ１の低電位、すなわちグランド電位と同電位となる。このとき、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ１、充電用コンデンサＣ１０、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で電流が流れ、充電用コンデンサＣ１０が充電される。また、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ４、充電用コンデンサＣ２０、スイッチング素子Ｑ４を通る経路にも電流が流れ、充電用コンデンサＣ２０が充電される。同時に、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ１，Ｄ３、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で電流が流れ、保持回路１３のコンデンサＣ１３が充電される。また、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ４，Ｄ６、スイッチング素子Ｑ４を通る経路にも電流が流れ、保持回路２３のコンデンサＣ２３が充電される。

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動電源としての各コンデンサＣ１０，Ｃ２０，Ｃ１３，Ｃ２３が十分に充電されると、制御回路３は各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング制御を開始する。先ず、制御回路３が各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン状態に切り替え、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフ状態に切り替えるものとする。このとき、充電用コンデンサＣ１０を駆動電源として、制御回路３から出力される駆動信号が駆動回路１０においてレベルシフトした後に増幅され、スイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ１に入力される。また、制御電源ＶＣ１を駆動電源として、制御回路３から出力される駆動信号が駆動回路２１で増幅され、スイッチング素子Ｑ４の制御端子Ｇ１に入力される。これにより、負荷４には入力電源ＤＣ１から各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を介して接続点Ａ１→接続点Ａ２方向で出力電流が流れる。

このとき、充電用コンデンサＣ１０に蓄積された電荷により、ダイオードＤ３、保持回路１３のコンデンサＣ１３を通る経路で電流が流れることで、コンデンサＣ１３が充電される。同時に、充電用コンデンサＣ１０に蓄積された電荷により、ダイオードＤ２、保持回路２２のコンデンサＣ２２、スイッチング素子Ｑ１を通る経路で電流が流れることで、コンデンサＣ２２が充電される。一方、スイッチング素子Ｑ４がオン状態に切り替わることで接続点Ａ２の電位がグランド電位となるので、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ４、充電用コンデンサＣ２０、スイッチング素子Ｑ４を通る経路で電流が流れ、充電用コンデンサＣ２０が充電される。同時に、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ４，Ｄ６、保持回路２３のコンデンサＣ２３、スイッチング素子Ｑ４を通る経路で電流が流れ、コンデンサＣ２３が充電される。

次に、負荷４に供給する出力電流の極性を反転させる際には、第１のハーフブリッジ回路１の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、及び第２のハーフブリッジ回路２の各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が同時にオン状態となるのを防ぐ必要がある。そこで、制御回路３は、先ず各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオフ状態に切り替え、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフ状態とするデッドタイムを設けている。ここで、負荷４がインダクタンス成分を含む誘導性負荷であれば、接続点Ａ１→接続点Ａ２方向に電流が流れ続けようとする。

このとき、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４はオフ状態であるため、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４では、主端子Ｓ２→主端子Ｓ１方向に電流を流すことができない。一方、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３では、各保持回路１３，２２のコンデンサＣ１３，Ｃ２２が充電されていることから、これらコンデンサＣ１３，Ｃ２２を駆動電源として各制御端子Ｇ２にＨレベルの駆動信号が入力される。これにより、各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は第４のモードで動作するため、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向に電流を流すことができるようになっている。したがって、負荷４を流れる接続点Ａ１→接続点Ａ２方向の電流は、スイッチング素子Ｑ３、入力電源ＤＣ１、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で流れ、入力電源ＤＣ１に回生される。

ここで、接続点Ａ１の電位がグランド電位に低下する一方、接続点Ａ２の電位が入力電源ＤＣ１の高電位まで上昇するため、充電用コンデンサＣ１０からダイオードＤ２を通る経路で電流が流れなくなり、保持回路２２のコンデンサＣ２２への電力供給が停止する。したがって、コンデンサＣ２２は、スイッチング素子Ｑ３を流れる回生電流が流れ終わるまでスイッチング素子Ｑ３の制御端子Ｇ２をＨレベルに保持できる程度の電荷を蓄積できる容量を必要とする。なお、保持回路１３のコンデンサＣ１３は、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ１，Ｄ３を通る経路で電流が流れることで充電されるので、スイッチング素子Ｑ２の制御端子Ｇ２のＨレベルを保持することができる。

回生電流が流れている間に、制御回路３は各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオン状態に切り替える。このとき、制御電源ＶＣ１を駆動電源として、制御回路３から出力される駆動信号が駆動回路１１で増幅され、スイッチング素子Ｑ２の制御端子Ｇ１に入力される。また、充電用コンデンサＣ２０を駆動電源として、制御回路３から出力される駆動信号が駆動回路２０においてレベルシフトした後に増幅され、スイッチング素子Ｑ３の制御端子Ｇ１に入力される。これにより、回生電流が流れ終わった直後に、負荷４には入力電源ＤＣ１から各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を介して接続点Ａ２→接続点Ａ１方向で逆極性の出力電流が流れる。

このとき、充電用コンデンサＣ２０に蓄積された電荷により、ダイオードＤ６、保持回路２３のコンデンサＣ２３を通る経路で電流が流れることで、コンデンサＣ２３が充電される。同時に、充電用コンデンサＣ２０に蓄積された電荷により、ダイオードＤ５、保持回路１２のコンデンサＣ１２、スイッチング素子Ｑ３を通る経路で電流が流れることで、コンデンサＣ１２が充電される。一方、スイッチング素子Ｑ２がオン状態に切り替わることで接続点Ａ１の電位がグランド電位となるので、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ１、充電用コンデンサＣ１０、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で電流が流れ、充電用コンデンサＣ１０が充電される。同時に、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ１，Ｄ３、保持回路１３のコンデンサＣ１３、スイッチング素子Ｑ２を通る経路で電流が流れ、コンデンサＣ１３が充電される。

そして、負荷４に供給する出力電流の極性を更に反転させる際には、制御回路３は各スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオフ状態に切り替える。このとき、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４では、各保持回路１２，２３のコンデンサＣ１２，Ｃ２３が充電されていることから、これらコンデンサＣ１２，Ｃ２３を駆動電源として各制御端子Ｇ２にＨレベルの駆動信号が入力される。これにより、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は第４のモードで動作するため、主端子Ｓ１→主端子Ｓ２方向に電流を流すことができるようになっている。したがって、負荷４を流れる接続点Ａ２→接続点Ａ１方向の電流は、スイッチング素子Ｑ１、入力電源ＤＣ１、スイッチング素子Ｑ４を通る経路で流れ、入力電源ＤＣ１に回生される。

ここで、接続点Ａ２の電位がグランド電位に低下する一方、接続点Ａ１の電位が入力電源ＤＣ１の高電位まで上昇するため、充電用コンデンサＣ２０からダイオードＤ５を通る経路で電流が流れなくなり、保持回路１２のコンデンサＣ１２への電力供給が停止する。したがって、コンデンサＣ１２は、スイッチング素子Ｑ１を流れる回生電流が流れ終わるまでスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ２をＨレベルに保持できる程度の電荷を蓄積できる容量を必要とする。なお、保持回路２３のコンデンサＣ２３は、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ４，Ｄ６を通る経路で電流が流れることで充電されるので、スイッチング素子Ｑ４の制御端子Ｇ２のＨレベルを保持することができる。

回生電流が流れている間に、制御回路３は各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオン状態に切り替える。これにより、回生電流が流れ終わった直後に、負荷４には入力電源ＤＣ１から各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を介して接続点Ａ１→接続点Ａ２方向で出力電流が流れる。上記の一連の動作により、入力電源ＤＣ１からの直流電力を高周波電力に変換して負荷４に供給することができる。また、上記の一連の動作により、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動電源として用いられる各コンデンサＣ１２，Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ２３、及び各充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０を充電することができる。

以下、本実施形態の効果について第１のハーフブリッジ回路１に基づいて説明する。なお、第１のハーフブリッジ回路１と第２のハーフブリッジ回路２とは対称形であり動作も同じであるので、ここでは第１のハーフブリッジ回路１の動作についてのみ説明し、第２のハーフブリッジ回路２の動作については説明を省略する。第１のハーフブリッジ回路１において回生電流が流れるのは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の何れか一方がオン状態からオフ状態に切り替わってから所定期間のみである。本実施形態では、一方のスイッチング素子がオン状態である期間に他方のスイッチング素子の保持回路のコンデンサを充電することで、一方のスイッチング素子がオフ状態に切り替わった直後から他方のスイッチング素子に回生電流を流すことができる。回生電流は負荷４のインダクタ成分に蓄えられたエネルギーが入力電源ＤＣ１に戻れば終了するため、その後は他方のスイッチング素子の制御端子Ｇ２はＨレベルに保持する必要はない。

特に、高電位側のスイッチング素子Ｑ１における制御端子Ｇ２の駆動電源である保持回路１２のコンデンサＣ１２は、回生電流が流れる原因であるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオン状態のときに充電され、スイッチング素子Ｑ３がオフ状態のときには充電されない。このとき、スイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ２への入力電圧は低下していくが、回生電流が流れ終わるまでの間Ｈレベルを保持していればよい。したがって、保持回路１２のコンデンサＣ１２は、基本形態のように低電位側のスイッチング素子Ｑ２がオン状態の期間にスイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ２をＨレベルに保持する必要がない。このため、基本形態と比較してコンデンサＣ１２の容量を低減することができる。また、第２のハーフブリッジ回路２においても、上記と同様の理由から保持回路２２のコンデンサＣ２２の容量を低減することができる。

上述のように、本実施形態では、高電位側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３における制御端子Ｇ２の駆動電源である保持回路１２，２２のコンデンサＣ１２，２２の充電のタイミングを適切にすることで、各コンデンサＣ１２，Ｃ２２の容量を低減することができる。また、各コンデンサＣ１２，Ｃ２２の容量の低減に伴って、充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０が各コンデンサＣ１２，Ｃ２２に供給する必要のある電荷も低減されるため、充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０の容量も低減することができる。したがって、保持回路１２，２２のコンデンサＣ１２，Ｃ２２、及び充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０の容量の低減により、装置を構成する回路の小型化を図ることができる。また、コンデンサの容量の低減に伴って、消費電力を低減することもできる。

（実施形態２）
以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態２について図面を用いて説明する。なお、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、一方の高電位側のスイッチング素子がオン状態のときに、当該スイッチング素子の駆動回路の出力により他方の高電位側の保持回路のコンデンサを充電することに特徴がある。

以下、本実施形態の動作について第１のハーフブリッジ回路１に基づいて説明する。なお、第１のハーフブリッジ回路１と第２のハーフブリッジ回路２とは対称形であり動作も同じであるので、ここでは第１のハーフブリッジ回路１の動作についてのみ説明し、第２のハーフブリッジ回路２の動作については説明を省略する。実施形態１では、高電位側のスイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、充電用コンデンサＣ１０に蓄積された電荷により、ダイオードＤ２、保持回路２２のコンデンサＣ２２、スイッチング素子Ｑ１を通る経路で電流が流れることで、コンデンサＣ２２が充電される。しかしながら、充電用コンデンサＣ１０による保持回路２２のコンデンサＣ２２の充電は、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態に切り替わり回生電流が流れている期間にも継続され、無駄な充電となる。

そこで、本実施形態では、図２に示すように、駆動回路１０の出力端子をダイオードＤ２を介して保持回路２２に接続している。このため、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のとき、駆動回路１０の出力がダイオードＤ２を介して保持回路２２のコンデンサＣ２２に入力され、コンデンサＣ２２が充電するようになっている。なお、駆動回路１０の出力はダイオードＤ３を介して保持回路１３のコンデンサＣ１３にも入力され、コンデンサＣ１３も充電するようになっている。

上述のように、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態に切り替わると駆動回路１０の出力によるコンデンサＣ２２の充電が停止するため、回生電流が流れている期間にコンデンサＣ２２が充電されることがない。したがって、実施形態１と比較して無駄な充電を行う必要がなく、更に消費電力を低減することができる。なお、第２のハーフブリッジ回路２側においても同様の構成を設ければよい。すなわち、駆動回路２０の出力端子をダイオードＤ５を介して保持回路１２に接続すればよい。

ところで、上記構成では、保持回路１３のコンデンサＣ１３は駆動回路１０の出力によってのみ充電されるようになっている。しかしながら、この構成では、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態に切り替わると駆動回路１０の出力によるコンデンサＣ１３の充電が停止する。このため、低電位側のスイッチング素子Ｑ２の制御端子Ｇ２をＨレベルに保持するためには、コンデンサＣ１３の容量を大きくする必要が出てくる。

そこで、図３に示すように、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ７を介して保持回路１３のコンデンサＣ１３に電流を流す経路を設けるのがよい。この構成では、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態に切り替わると、制御電源ＶＣ１によりコンデンサＣ１３が充電されるので、コンデンサＣ１３の容量を大きくする必要がない。なお、第２のハーフブリッジ回路２側においても同様の構成を設ければよい。すなわち、制御電源ＶＣ１からダイオードＤ８を介して保持回路２３のコンデンサＣ２３に電流を流す経路を設ければよい。

（実施形態３）
以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態３について図面を用いて説明する。なお、本実施形態の基本的な構成は実施形態１と共通であるので、共通する部位には同一の番号を付して説明を省略する。本実施形態は、図４に示すように、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御端子Ｇ２にそれぞれ駆動回路１４，１５，２４，２５を介して制御回路３からＨレベル及びＬレベルの２値信号である駆動信号が与えられるようになっている。したがって、回生電流が流れる期間のみ各スイッチング素子Ｑ１の制御端子Ｇ２にＨレベルの駆動信号を与えるように制御することができる。

ここで、本実施形態では、実施形態１と同様に、高電位側の保持回路１２，２２のコンデンサＣ１２，Ｃ２２を、それぞれ他方のハーフブリッジ回路側の充電用コンデンサＣ２０，Ｃ１０により充電する構成となっている。また、低電位側の保持回路１３，２３のコンデンサＣ１３，２３は、それぞれ同じハーフブリッジ回路側の充電用コンデンサＣ１０，Ｃ２０により充電される構成となっている。勿論、実施形態２のように、高電位側の保持回路１２，２２のコンデンサＣ１２，Ｃ２を、それぞれ他方のハーフブリッジ回路側の駆動回路２０，１０の出力により充電する構成であってもよい。

なお、上記各実施形態は、直流電源を入力電源とし、高周波電圧を出力するブリッジ構成のインバータ回路であるが、交流電源を入力電源とし、直流電圧を出力するブリッジ構成のコンバータ回路であってもよい。このような構成であっても、上記各実施形態と同様の効果を奏することができる。

１ 第１のハーフブリッジ回路
１０，２０，１１，２１ 駆動回路
１２，１３，２２，２３ 保持回路
２ 第２のハーフブリッジ回路
３ 制御回路
４ 負荷
Ａ１，Ａ２ 接続点
Ｃ１０，Ｃ２０ 充電用コンデンサ
Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ２２，Ｃ２３ コンデンサ
ＤＣ１ 入力電源
Ｇ１，Ｇ２ 制御端子
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２ 主端子
ＶＣ１ 制御電源

Claims (6)

1. ２つのスイッチング素子を直列に接続して成る２つのハーフブリッジ回路を並列に接続して成り、外部から入力される電力を変換して前記各ハーフブリッジ回路の２つのスイッチング素子の接続点の間に接続される負荷に交番電力を供給し、前記各スイッチング素子は、それぞれ１対の主端子と１対の制御端子とを有し、前記各制御端子に駆動信号を与えることで前記１対の主端子間を流れる主電流の向きを制御する双方向素子から成り、前記各スイッチング素子の一方の制御端子には、それぞれ駆動信号を供給する駆動回路が接続され、前記各スイッチング素子の他方の制御端子には、それぞれ駆動信号を供給する保持回路が接続され、前記各保持回路はそれぞれコンデンサを有し、当該コンデンサにより前記各スイッチング素子の他方の制御端子に供給する駆動電力を保持し、前記各保持回路は、自身が駆動信号を供給する前記スイッチング素子が属する前記ハーフブリッジ回路において、少なくとも他方の前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り替わってから所定期間の間に駆動電力を供給し、前記各駆動回路のうち高電位側の各駆動回路には、少なくとも制御電源からの電力を受けて充電するとともに高電位側の前記各スイッチング素子に駆動電力を供給する充電用コンデンサが設けられ、前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における高電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記他方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記スイッチング素子がオン状態のときに供給される電力によって駆動電力を充電することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における高電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記他方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記スイッチング素子がオン状態のときに前記他方のハーフブリッジ回路側の前記充電用コンデンサから電力が供給されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における高電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記他方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記スイッチング素子がオン状態のときに前記他方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記駆動回路から出力される駆動信号によって電力が供給されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における低電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記一方のハーフブリッジ回路側の充電用コンデンサから電力が供給されることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記各ハーフブリッジ回路のうち何れか一方における低電位側の前記保持回路のコンデンサは、前記一方のハーフブリッジ回路における高電位側の前記駆動回路から出力される駆動信号によって電力が供給されることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記各スイッチング素子は、ワイドギャップ半導体で形成された双方向スイッチング素子から成ることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の電力変換装置。

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