JPS6271476A - 共振形インバ−タ回路 - Google Patents
共振形インバ−タ回路Info
- Publication number
- JPS6271476A JPS6271476A JP60211424A JP21142485A JPS6271476A JP S6271476 A JPS6271476 A JP S6271476A JP 60211424 A JP60211424 A JP 60211424A JP 21142485 A JP21142485 A JP 21142485A JP S6271476 A JPS6271476 A JP S6271476A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- resonant
- capacitor
- inverter circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/523—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit
- H02M7/5233—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement
- H02M7/5236—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with LC-resonance circuit in the main circuit the commutation elements being in a push-pull arrangement in a series push-pull arrangement
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/305—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M3/315—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は複数個の半導体スイッチを有する共振形イン
バータ回路に関する。
バータ回路に関する。
複数個のサイリスタ等の半導体スイッチにより 。
共撮用コンデンサの充放電を制御する並列共振形インバ
ータは、大きな負荷変動に対応できるという特徴から、
誘導加熱炉や各種電源装置に多用されている。
ータは、大きな負荷変動に対応できるという特徴から、
誘導加熱炉や各種電源装置に多用されている。
並列共振形インバータが安定に動作する必要条件は、ス
イッチに流れる電流波形が共振用コンデンサの端子電圧
波形に対し一定の進み位相になっていることである。共
振用コンデンサの端子電圧波形に対するスイッチの電流
波形の位相角（以下、単に進み位相角という）は定常運
転時にはスイッチの駆動周期、共振回路の素子値、負荷
インピーダンス等によって定まる一定の値となる。しか
し、起動時にはインバータ回路の各素子における電圧。
イッチに流れる電流波形が共振用コンデンサの端子電圧
波形に対し一定の進み位相になっていることである。共
振用コンデンサの端子電圧波形に対するスイッチの電流
波形の位相角（以下、単に進み位相角という）は定常運
転時にはスイッチの駆動周期、共振回路の素子値、負荷
インピーダンス等によって定まる一定の値となる。しか
し、起動時にはインバータ回路の各素子における電圧。
電流が定常運転時と異なるため、スイッチの駆動周期が
定常運転時と同じでも、進み位相角は定常運転時よりも
大幅に前接する。
定常運転時と同じでも、進み位相角は定常運転時よりも
大幅に前接する。
第７図はこの様子を示す波形図であり、（ａ）は共振用
コンデンサの端子電圧波形、（ｂ）（Ｃ）は半導体スイ
ッチである２つのサイリスタのゲートに印加されるトリ
ガパルスの波形、（ｄ）（ｅ）はそれらのサイリスタの
７ノード電圧波形である。
コンデンサの端子電圧波形、（ｂ）（Ｃ）は半導体スイ
ッチである２つのサイリスタのゲートに印加されるトリ
ガパルスの波形、（ｄ）（ｅ）はそれらのサイリスタの
７ノード電圧波形である。
起動時においては共振用コンデンサの端子電圧波形の振
幅は図のように大きく変動し、それに伴ない前記の進み
位相角、すなわちサイリスタの逆電圧印加時間がτ１．
τ２．τ３．・・・のように変動する。ここで、スイッ
チがサイリスタの場合、起動時に大幅に変動する逆電圧
印加時間τ１．τ２゜τ３．・・・のなかで、サイリス
タが逆特性を回復するのに要する時間よりも短いものが
あると、サイリスタは再びターンオンしてしまい、イン
バータの動作は停止する。
幅は図のように大きく変動し、それに伴ない前記の進み
位相角、すなわちサイリスタの逆電圧印加時間がτ１．
τ２．τ３．・・・のように変動する。ここで、スイッ
チがサイリスタの場合、起動時に大幅に変動する逆電圧
印加時間τ１．τ２゜τ３．・・・のなかで、サイリス
タが逆特性を回復するのに要する時間よりも短いものが
あると、サイリスタは再びターンオンしてしまい、イン
バータの動作は停止する。
そこで従来では、インバータの起動から定常状態に至る
間に時々刻々変動する逆電圧印加時間のうちで、最も短
い時間τｍの下でもサイリスタが確実にターンオフでき
るように、定常運転時の逆電圧印加時間τを予め設定す
る方法がとられて（＼る。しかしながら、このように設
定される逆電圧印加時間τは、最短時間τｍの２〜３倍
と長くなり、無効電力の大きい運転をインバータに強い
ることになる。
間に時々刻々変動する逆電圧印加時間のうちで、最も短
い時間τｍの下でもサイリスタが確実にターンオフでき
るように、定常運転時の逆電圧印加時間τを予め設定す
る方法がとられて（＼る。しかしながら、このように設
定される逆電圧印加時間τは、最短時間τｍの２〜３倍
と長くなり、無効電力の大きい運転をインバータに強い
ることになる。
また、この起動時から定常状態に至るまでの間は特に無
効電力が大きく、負荷へ伝達される実効電力が小さいた
めに、起動開始から定常状態に至るまでの時間が長くな
る。これは立上がりの早さが要求される負荷の場合、大
きな問題となる。
効電力が大きく、負荷へ伝達される実効電力が小さいた
めに、起動開始から定常状態に至るまでの時間が長くな
る。これは立上がりの早さが要求される負荷の場合、大
きな問題となる。
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたもので、共振
用コンデンサの端子電圧波形とスイッチの電流波形の位
相差を常に一定に保つことができ、もって動作が安定で
、且つ起動時および定常時とも無効電力の小さい運転が
可能な並列共振形インバータ回路を提供することを目的
とする。
用コンデンサの端子電圧波形とスイッチの電流波形の位
相差を常に一定に保つことができ、もって動作が安定で
、且つ起動時および定常時とも無効電力の小さい運転が
可能な並列共振形インバータ回路を提供することを目的
とする。
この発明は共振用コンデンサの電圧を検出し、この端子
電圧波形に同期して少なくとも２個の半導体スイッチを
交互にオン、オフさせる構成とすることにより、共振用
コンデンサの端子電圧波形と半導体スイッチの電流波形
の位相差を常に一定にするものである。
電圧波形に同期して少なくとも２個の半導体スイッチを
交互にオン、オフさせる構成とすることにより、共振用
コンデンサの端子電圧波形と半導体スイッチの電流波形
の位相差を常に一定にするものである。
この発明によれば、インバータの起動時から定常状態に
至るまで、共振用コンデンサの端子電圧波形と半導体ス
イッチの電流波形との位相差を一定に保つことができる
ため、半導体スイッチがサイリスタの場合、一定の転流
余裕時間を保持できることにより、インバータの安定な
動作が得られる。
至るまで、共振用コンデンサの端子電圧波形と半導体ス
イッチの電流波形との位相差を一定に保つことができる
ため、半導体スイッチがサイリスタの場合、一定の転流
余裕時間を保持できることにより、インバータの安定な
動作が得られる。
また、起動時の転流余裕時間の乱れがないことにより、
サイリスタの逆特性回復時間までインバータの運転周期
を短くすることができる。この結果、起動時および定常
運転時とも無効電力の少ない運転が可能となる。特に起
動時の無効電力が小さいことは、起動開始から定常状態
に至るまでの時間が短縮されることにより、早い立上が
り速度が要求される負荷に好適である。
サイリスタの逆特性回復時間までインバータの運転周期
を短くすることができる。この結果、起動時および定常
運転時とも無効電力の少ない運転が可能となる。特に起
動時の無効電力が小さいことは、起動開始から定常状態
に至るまでの時間が短縮されることにより、早い立上が
り速度が要求される負荷に好適である。
さらに、サイリスタの逆特性回復時間を位相に換算した
値からπ／２ラジアンまでの間は、無効電力が制御でき
ると同時に出力電力の制御も可能となる。また、起動時
から定常状態に至る時間も、自然の成行きにまかせる従
来の場合と異なり、強制的に一定の転流余裕時間で駆動
されることにより、半分以下に短縮される。
値からπ／２ラジアンまでの間は、無効電力が制御でき
ると同時に出力電力の制御も可能となる。また、起動時
から定常状態に至る時間も、自然の成行きにまかせる従
来の場合と異なり、強制的に一定の転流余裕時間で駆動
されることにより、半分以下に短縮される。
以下、図面を参照してこの発明の詳細な説明する。第１
図はこの発明の一実施例に係る共振形インバータ回路を
示すものである。
図はこの発明の一実施例に係る共振形インバータ回路を
示すものである。
第１図において、入力直流電［１にはチョークコイル２
を介して４つのサイリスタ３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂ
で構成されるブリッジ回路が接続され、このブリッジ回
路の中点Ａ、Ａ’間に共振用コンデンサ５とインダクタ
７（変成器６の一次側コイル）とが並列に接続される。
を介して４つのサイリスタ３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂ
で構成されるブリッジ回路が接続され、このブリッジ回
路の中点Ａ、Ａ’間に共振用コンデンサ５とインダクタ
７（変成器６の一次側コイル）とが並列に接続される。
変成器６の二次側コイル８ａ、 ８ｂには、整流回路９
ａ、９ｔ）を介して負荷１０が接続される。
ａ、９ｔ）を介して負荷１０が接続される。
サイリスタ３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂを交互にオン、
オフＭ１するための制御手段は、発振回路からなる駆動
回路１１と、この駆動回路１１をｉ＋ｌＪ ｍするＩＩ
Ｊ Ｉ１１回路１２とにより構成されている。
オフＭ１するための制御手段は、発振回路からなる駆動
回路１１と、この駆動回路１１をｉ＋ｌＪ ｍするＩＩ
Ｊ Ｉ１１回路１２とにより構成されている。
制御回路１２は共振用コンデンサ４の端子電圧を検出し
、その端子電圧波形に同期してサイリスタ３ａ、３ｂお
よび４ａ、４ｂがオン、オフされるように、駆動回路１
１をＩＩｉＩＪｗＪするものである。また、共振用コン
デンサ５０両端にはざらに起動回路１３が接続される。
、その端子電圧波形に同期してサイリスタ３ａ、３ｂお
よび４ａ、４ｂがオン、オフされるように、駆動回路１
１をＩＩｉＩＪｗＪするものである。また、共振用コン
デンサ５０両端にはざらに起動回路１３が接続される。
第２図はＭ１図における制御回路１２の具体的な構成の
一例を示すもので、共振用コンデンサ５の端子電圧を整
流する全波整流回路２１と、整流回路２１の出力のピー
ク電圧を保持するピーク電圧保持回路２２と、ピーク電
圧保持回路２２の出力電圧を基準電圧として受け、この
基準電圧と整流回路２１の出力電圧とを比較するコンパ
レータ２４とにより構成され、コンパレータ２４の出力
パルスが第１図における駆動回路１１に同期パルスとし
て与えられる。
一例を示すもので、共振用コンデンサ５の端子電圧を整
流する全波整流回路２１と、整流回路２１の出力のピー
ク電圧を保持するピーク電圧保持回路２２と、ピーク電
圧保持回路２２の出力電圧を基準電圧として受け、この
基準電圧と整流回路２１の出力電圧とを比較するコンパ
レータ２４とにより構成され、コンパレータ２４の出力
パルスが第１図における駆動回路１１に同期パルスとし
て与えられる。
次に、この実施例の共感形インバータ回路の動。
−を第３図の波形図を用いて説明する。第３図において
、（ａ）は共振用コンデンサ５の端子電圧波形、（ｂ）
は全波整流回路２１の出力波形、（ｃ’）はピーク電圧
保持回路２２の出力波形、（ｄ）は分圧回路２３の出力
波形、（ｅ）コンパレータ２４の出力波形、（ｆ）（Ｑ
）は駆動回路１１からサイリスタ３ａ、３ｂおよび４ａ
、４ｂのゲートにそれぞれ印加されるトリガパルスの波
形、（ｈ ） （ｉ ） ＧＬｆイ！Ｊスタ３ａ、３
ｂおよび４ａ、４ｂのアノード電圧波形である。
、（ａ）は共振用コンデンサ５の端子電圧波形、（ｂ）
は全波整流回路２１の出力波形、（ｃ’）はピーク電圧
保持回路２２の出力波形、（ｄ）は分圧回路２３の出力
波形、（ｅ）コンパレータ２４の出力波形、（ｆ）（Ｑ
）は駆動回路１１からサイリスタ３ａ、３ｂおよび４ａ
、４ｂのゲートにそれぞれ印加されるトリガパルスの波
形、（ｈ ） （ｉ ） ＧＬｆイ！Ｊスタ３ａ、３
ｂおよび４ａ、４ｂのアノード電圧波形である。
起動を正確にするために、最初サイリスタ３ａ。
３ｂおよび４ａ、４ｂの全部を導通状態にし、チョーク
コイル２に定常時に必要な電流１ｄが流れるようになる
まで、その導通を継続させる。チョークコイル２を流れ
る電流がｌｄに達したとき、起動回路１３に信号を送り
、共振用コンデンサ５に起動に必要な電圧ＥＳを動作周
波数に比べて十分短い時間で充電する。このときの共振
用コンデンサ５の充電極性を図示の向きにすれば、サイ
リスタ３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂのうち３ａ。
コイル２に定常時に必要な電流１ｄが流れるようになる
まで、その導通を継続させる。チョークコイル２を流れ
る電流がｌｄに達したとき、起動回路１３に信号を送り
、共振用コンデンサ５に起動に必要な電圧ＥＳを動作周
波数に比べて十分短い時間で充電する。このときの共振
用コンデンサ５の充電極性を図示の向きにすれば、サイ
リスタ３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂのうち３ａ。
３ｂが逆電圧ＥＳが印加されることによってターンオフ
する。これによりサイリスタ３ａ、３ｂのアノード電圧
ｖ３は第３図（ｄ）に示すように、共振用コンデンサ５
と変成器６の励磁インダクタンスＬｐ、ｌｌれインダク
タンス１ｅおよび負荷１０のインピーダンスによって決
まる共振の弧を描きながら上昇する。
する。これによりサイリスタ３ａ、３ｂのアノード電圧
ｖ３は第３図（ｄ）に示すように、共振用コンデンサ５
と変成器６の励磁インダクタンスＬｐ、ｌｌれインダク
タンス１ｅおよび負荷１０のインピーダンスによって決
まる共振の弧を描きながら上昇する。
次に、第３図（ｆ）に示すようにサイリスタ３ａ、３ｂ
にトリガパルス＋Ｖｇが印加されると、サイリスタ３ａ
、３ｂはターンオンし、アノード電圧■３が零になる。
にトリガパルス＋Ｖｇが印加されると、サイリスタ３ａ
、３ｂはターンオンし、アノード電圧■３が零になる。
このとき、同時にサイリスタ４ａ、４ｂ’が、逆電圧が
印加されることによりターンオフし、そのアノード電圧
■４が共振の弧を描いて下降する。次に、サイリスタ４
ａ、４ｂにトリガパルス−■９が印加され、サイリスタ
４ａ、４ｂがターンオンすると同時にサイリスタ３ａ、
３ｂが逆電圧が印加されることによりターンオフし、同
様の動作を繰返す。このような動作の結果、共振用コン
デンサ５の端子電圧波形は第３図（ａ）に示すように摂
動する。そして、このような動作を何周用か繰返して定
常状態に至る。
印加されることによりターンオフし、そのアノード電圧
■４が共振の弧を描いて下降する。次に、サイリスタ４
ａ、４ｂにトリガパルス−■９が印加され、サイリスタ
４ａ、４ｂがターンオンすると同時にサイリスタ３ａ、
３ｂが逆電圧が印加されることによりターンオフし、同
様の動作を繰返す。このような動作の結果、共振用コン
デンサ５の端子電圧波形は第３図（ａ）に示すように摂
動する。そして、このような動作を何周用か繰返して定
常状態に至る。
ここで、第１図における制御回路１２のない従来の共振
形インバータ回路では、第７図に示したようにサイリス
タのトリガパルスが発振回路の自動発振周波数で決まる
一定周期で発生されるため、共振用コンデンサの端子電
圧波形の振幅変動に伴ないサイリスタの逆電圧印加時間
が変動するという問題があったが、本発明によれば制御
回路１２を用いて駆動回路１１から発生されるトリガパ
ルスを共振層コンデンサ５の１子電圧波形に強制同期さ
せることにより、このような問題が解決される。
形インバータ回路では、第７図に示したようにサイリス
タのトリガパルスが発振回路の自動発振周波数で決まる
一定周期で発生されるため、共振用コンデンサの端子電
圧波形の振幅変動に伴ないサイリスタの逆電圧印加時間
が変動するという問題があったが、本発明によれば制御
回路１２を用いて駆動回路１１から発生されるトリガパ
ルスを共振層コンデンサ５の１子電圧波形に強制同期さ
せることにより、このような問題が解決される。
この動作を以下説明する。第３図（ａ）に示す共振層コ
ンデンサ５の端子電圧Ｖｃは制御回路１２内の全波整流
回路２１に入力され、同図（ｂ）に示すように整流され
る。整流回路２１の出力電圧ＶＣ’ はピーク電圧保持
回路２２に入力され、そのピーク電圧が保持される。整
流回路２１の出力電圧Ｖｃ’がピーク電圧に達した侵、
下降して所定の電圧値以下になると、ピーク電圧保持回
路２２は自己リセットし、その出力電圧Ｖｐは零に復帰
する。従って、ピーク電圧保持回路２２の出力電圧Ｖｐ
は第３図（Ｃ）に示すような波形となる。分圧回路２３
はこのピーク電圧保持回路２２の出力電圧Ｖｐ′を第３
図（ｄ）に示すように分圧する。コンパレータ２４はこ
の分圧回路２３の出力電圧ＶＤ’基準電圧とし、これと
整流回路２１の出力電圧Ｖｃ’ とを比較して、第３図
（ｅ）に示すような出力パルスＶＳを発生する。そして
、このコンパレータ２４の出力パルスＶＳが発振回路で
構成される駆動回路１１に同期パルスとして入力される
ことにより、駆動回路１１から第３図（ｅ）（ｆ）に示
すトリガパルス＋ＶＪ、−Ｖａが発生される。これらの
トリガパルス＋ｖｏ、−ｖ。
ンデンサ５の端子電圧Ｖｃは制御回路１２内の全波整流
回路２１に入力され、同図（ｂ）に示すように整流され
る。整流回路２１の出力電圧ＶＣ’ はピーク電圧保持
回路２２に入力され、そのピーク電圧が保持される。整
流回路２１の出力電圧Ｖｃ’がピーク電圧に達した侵、
下降して所定の電圧値以下になると、ピーク電圧保持回
路２２は自己リセットし、その出力電圧Ｖｐは零に復帰
する。従って、ピーク電圧保持回路２２の出力電圧Ｖｐ
は第３図（Ｃ）に示すような波形となる。分圧回路２３
はこのピーク電圧保持回路２２の出力電圧Ｖｐ′を第３
図（ｄ）に示すように分圧する。コンパレータ２４はこ
の分圧回路２３の出力電圧ＶＤ’基準電圧とし、これと
整流回路２１の出力電圧Ｖｃ’ とを比較して、第３図
（ｅ）に示すような出力パルスＶＳを発生する。そして
、このコンパレータ２４の出力パルスＶＳが発振回路で
構成される駆動回路１１に同期パルスとして入力される
ことにより、駆動回路１１から第３図（ｅ）（ｆ）に示
すトリガパルス＋ＶＪ、−Ｖａが発生される。これらの
トリガパルス＋ｖｏ、−ｖ。
は共振用コンデンサ５の端子電圧波形に対して一定の位
相差を持っているので、サイリスタ３ａ。
相差を持っているので、サイリスタ３ａ。
３ｂおよび４ａ、４ｂの逆電圧印加時間τ１゜τ３．・
・・およびτ２．τ４．・・・は第３図（ｈ）（Ｉ）に
示すように、共振層コンデンサ５の端子電圧波形の振幅
変動に対して一定に保持される。−また、トリガパルス
＋ｖｇ、−ｖｇは常に共振用コンデンサ５の端子電圧波
形がピーク値を過ぎてから発生されるので、ピーク値に
達する前にトリガパルスが発生される場合、例えば第６
図（ｄ）のトリガパルス＋Ｖ（＋の最初のパルスが発生
される場合と異なり、共振電流の向きとチョークコイル
２を流れる電流１ｄの向きとが互いに逆となり、電流１
ｄによる共振層コンデンサ５と変成器６からなる共成回
路への負荷１０に応じた電力注入が効率的に行なわれる
。
・・およびτ２．τ４．・・・は第３図（ｈ）（Ｉ）に
示すように、共振層コンデンサ５の端子電圧波形の振幅
変動に対して一定に保持される。−また、トリガパルス
＋ｖｇ、−ｖｇは常に共振用コンデンサ５の端子電圧波
形がピーク値を過ぎてから発生されるので、ピーク値に
達する前にトリガパルスが発生される場合、例えば第６
図（ｄ）のトリガパルス＋Ｖ（＋の最初のパルスが発生
される場合と異なり、共振電流の向きとチョークコイル
２を流れる電流１ｄの向きとが互いに逆となり、電流１
ｄによる共振層コンデンサ５と変成器６からなる共成回
路への負荷１０に応じた電力注入が効率的に行なわれる
。
以上説明したように、本実施例の共振形インバータ回路
ではサイリスタの逆電圧印加時間が一定化されるので、
無効電力の少ない運転が可能となる。また、起動時から
定常状態に至るまでの期間も定常時と同様な動作を維持
するので、立上がり速度が改善されるという利点がある
。
ではサイリスタの逆電圧印加時間が一定化されるので、
無効電力の少ない運転が可能となる。また、起動時から
定常状態に至るまでの期間も定常時と同様な動作を維持
するので、立上がり速度が改善されるという利点がある
。
この発明は上記の実施例に限定されるものではなく、種
々変形して実施できる。例えば第１図中の制御回路１２
は、第４図あるいは第５図に示すように構成することも
可能である。第４図において、共振用コンデンサ５の端
子電圧を整流する全波整流回路４１の出力はピーク検出
回路４２に入力され、このピーク検出回路４２の出力パ
ルスは遅延回路４３を介して第１図における駆動回路１
１に同期パルスとして供給される。すなわち、この場合
には共振用コンデンサ５の端子電圧がピーク値に達した
時点から遅延回路４３の遅延時間に相当する一定時間後
に、サイリスタ３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂのトリガパ
ルスが発生される。
々変形して実施できる。例えば第１図中の制御回路１２
は、第４図あるいは第５図に示すように構成することも
可能である。第４図において、共振用コンデンサ５の端
子電圧を整流する全波整流回路４１の出力はピーク検出
回路４２に入力され、このピーク検出回路４２の出力パ
ルスは遅延回路４３を介して第１図における駆動回路１
１に同期パルスとして供給される。すなわち、この場合
には共振用コンデンサ５の端子電圧がピーク値に達した
時点から遅延回路４３の遅延時間に相当する一定時間後
に、サイリスタ３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂのトリガパ
ルスが発生される。
このようにしても先の実施例と同様に、共振用コンデン
サ５の端子電圧波形とサイリスタ３ａ。
サ５の端子電圧波形とサイリスタ３ａ。
３ｂおよび４ａ、４ｂの電流波形の位相差を常に一定に
保つことができる。
保つことができる。
一方、第５図は制御回路１２をＰＬＬ （フェーズロッ
クループ）を用いて構成した例であり、共振層コンデン
サ５の端子電圧とＶＣＯ（ｍ圧制御発振器）５４の出力
とを借相比較器５１で比較し、その出力を増幅器５２お
よびローパスフィルタ５３を通してＶＣＯ５４に制御電
圧として与え、ＶＣＯ５４の出力を遅延回路５５で遅延
してす偵リスク３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂのトリガパ
ルスを発生するようにしたものである。この構成によっ
ても以上の実施例と同様の効果が得られる。
クループ）を用いて構成した例であり、共振層コンデン
サ５の端子電圧とＶＣＯ（ｍ圧制御発振器）５４の出力
とを借相比較器５１で比較し、その出力を増幅器５２お
よびローパスフィルタ５３を通してＶＣＯ５４に制御電
圧として与え、ＶＣＯ５４の出力を遅延回路５５で遅延
してす偵リスク３ａ、３ｂおよび４ａ、４ｂのトリガパ
ルスを発生するようにしたものである。この構成によっ
ても以上の実施例と同様の効果が得られる。
また、第１図の共振形インバータ回路はフルブリッジ回
路で実施されているが、第６図に示すようなプッシュプ
ル回路にも本発明を適用でき、その作用効果は全く同様
である。
路で実施されているが、第６図に示すようなプッシュプ
ル回路にも本発明を適用でき、その作用効果は全く同様
である。
第１図はこの発明の一実施例に係る共振形インバータ回
路の回路構成図、第２図はその要部である制御回路の一
構成例を示す図、第３図は同実施例の動作′を説明する
ための各部波形図、第４図および第５図は制御回路の他
の構成例を示す図、第６図は本発明の他の実施例に係る
共振形インバータ回路の回路構成図、第７図は従来の共
振形インバータ回路の動作を示す波形図である。 １・・・入力直流電源、２・・・チョークコイル、３ａ
、３ｂ、４ａ、４ｂ・・・サイリスタ（半導体スイッチ
）、５・・・共振用コンデンサ、６・・・変成器、７・
・・−次コイル、８ａ、８ｂ・・・二次コイル、９ａ。 ９ｂ・・・整流器、１０・・・負荷、１１・・・駆動回
路、１２・・・制御回路、１３・・・起動回路、２１・
・・全波整流回路、２２・・・ピーク電圧保持回路、２
３・・・分圧回路、２４・・・コンパレータ、４１・・
・全波整流回路、４２・・・ピーク検出回路、４３・・
・遅延回路、５１・・・位相比較器、５２・・・増幅器
、５３・・・ローパスフィルタ、５４・・・電圧制御発
振器、５５・・・遅延回路。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図 第２図 第５図 第６図 第７図
路の回路構成図、第２図はその要部である制御回路の一
構成例を示す図、第３図は同実施例の動作′を説明する
ための各部波形図、第４図および第５図は制御回路の他
の構成例を示す図、第６図は本発明の他の実施例に係る
共振形インバータ回路の回路構成図、第７図は従来の共
振形インバータ回路の動作を示す波形図である。 １・・・入力直流電源、２・・・チョークコイル、３ａ
、３ｂ、４ａ、４ｂ・・・サイリスタ（半導体スイッチ
）、５・・・共振用コンデンサ、６・・・変成器、７・
・・−次コイル、８ａ、８ｂ・・・二次コイル、９ａ。 ９ｂ・・・整流器、１０・・・負荷、１１・・・駆動回
路、１２・・・制御回路、１３・・・起動回路、２１・
・・全波整流回路、２２・・・ピーク電圧保持回路、２
３・・・分圧回路、２４・・・コンパレータ、４１・・
・全波整流回路、４２・・・ピーク検出回路、４３・・
・遅延回路、５１・・・位相比較器、５２・・・増幅器
、５３・・・ローパスフィルタ、５４・・・電圧制御発
振器、５５・・・遅延回路。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図 第２図 第５図 第６図 第７図
Claims (5)
- （１）少なくとも２個の半導体スイッチと、これらの半
導体スイッチのオン、オフにより充放電する共振用コン
デンサと、この共振用コンデンサに並列接続されたイン
ダクタとを有する共振形インバータ回路において、前記
共振用コンデンサの端子電圧を検出し、この端子電圧波
形に同期して前記スイッチを交互にオン、オフさせる制
御手段を備えたことを特徴とする共振形インバータ回路
。 - （２）前記半導体スイッチはサイリスタであることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の共振形インバータ
回路。 - （３）前記制御手段は、前記共振用コンデンサの端子電
圧のピーク電圧を検出し、このピーク電圧より低く且つ
該ピーク電圧に比例した基準電圧を発生する手段と、こ
の基準電圧と前記端子電圧とを比較して前記端子電圧に
対して一定の位相差を持つパルスを発生するコンパレー
タと、このコンパレータの出力パルスにより駆動され前
記スイッチをオンさせるためのトリガパルスを発生する
手段とを有するものであることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の共振形インバータ回路。 - （４）前記制御手段は、前記共振用コンデンサの端子電
圧のピーク電圧を検出する手段と、このピーク検出信号
を一定時間遅延する遅延手段と、この遅延手段の出力に
より駆動され前記スイッチをオンさせるためのトリガパ
ルスを発生する手段とを有するものであることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の共振形インバータ回路
。 - （５）前記制御手段は、前記共振用コンデンサの端子電
圧を入力とするフェーズロックループと、このフェーズ
ロックループの出力を一定時間遅延する遅延手段とを有
するものであることを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載の共振形インバータ回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60211424A JPS6271476A (ja) | 1985-09-25 | 1985-09-25 | 共振形インバ−タ回路 |
| US06/910,979 US4698743A (en) | 1985-09-25 | 1986-09-24 | Resonance inverter with control means for detecting peak voltage and having a starting circuit |
| DE19863632508 DE3632508A1 (de) | 1985-09-25 | 1986-09-24 | Schwingkreiswechselrichter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60211424A JPS6271476A (ja) | 1985-09-25 | 1985-09-25 | 共振形インバ−タ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6271476A true JPS6271476A (ja) | 1987-04-02 |
Family
ID=16605724
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60211424A Pending JPS6271476A (ja) | 1985-09-25 | 1985-09-25 | 共振形インバ−タ回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4698743A (ja) |
| JP (1) | JPS6271476A (ja) |
| DE (1) | DE3632508A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10115326B4 (de) * | 2001-03-28 | 2009-10-15 | Sms Elotherm Gmbh | Verfahren zur Ansteuerung eines Schwingkreis-Wechselrichters, Schwingkreis-Wechselrichter und Regler |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2003363A6 (es) * | 1986-10-02 | 1988-11-01 | Gh Ind Sa | Perfeccionamientos en generadores de alta frecuencia para aplicaciones de calentamiento por induccion laser plasma y similares |
| US4908489A (en) * | 1988-03-31 | 1990-03-13 | Food Rethermalization Ltd. | Induction heating driver circuit |
| US5132890A (en) * | 1991-01-09 | 1992-07-21 | Koss Corporation | Power supply based on normally parasitic resistance of solid state switch |
| JP2776086B2 (ja) * | 1991-02-07 | 1998-07-16 | 三菱電機株式会社 | 活線交換用電源装置 |
| GB2265505B (en) * | 1992-03-19 | 1995-10-11 | Chen Su Min | Dual push-pull induction heating drive circuit |
| US6002603A (en) * | 1999-02-25 | 1999-12-14 | Elliott Energy Systems, Inc. | Balanced boost/buck DC to DC converter |
| US20050213634A1 (en) * | 2002-11-19 | 2005-09-29 | Avraham Sadeh | Remote measurement and control for a heating element |
| US11936373B2 (en) | 2021-06-24 | 2024-03-19 | Cirrus Logic Inc. | Pre-conditioning a node of a circuit |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL6515205A (ja) * | 1965-11-24 | 1967-05-25 | ||
| JPS5426423A (en) * | 1977-07-30 | 1979-02-28 | Fuji Electric Co Ltd | Starting controller for parallel resonance inverter |
| JPS58112478A (ja) * | 1981-12-24 | 1983-07-04 | Toshiba Corp | インバ−タの制御回路 |
| DE3331690A1 (de) * | 1983-09-02 | 1985-04-04 | Aeg Elotherm Gmbh | Parallelschwingkreisumrichter |
| FR2567693B1 (fr) * | 1984-07-13 | 1986-11-14 | Saphymo Stel Applic Phys Mod E | Convertisseur de frequence statique de puissance |
-
1985
- 1985-09-25 JP JP60211424A patent/JPS6271476A/ja active Pending
-
1986
- 1986-09-24 US US06/910,979 patent/US4698743A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-09-24 DE DE19863632508 patent/DE3632508A1/de active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10115326B4 (de) * | 2001-03-28 | 2009-10-15 | Sms Elotherm Gmbh | Verfahren zur Ansteuerung eines Schwingkreis-Wechselrichters, Schwingkreis-Wechselrichter und Regler |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3632508C2 (ja) | 1990-07-19 |
| US4698743A (en) | 1987-10-06 |
| DE3632508A1 (de) | 1987-04-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0595232B1 (en) | Controlling apparatus for high frequency high voltage power source | |
| US4370703A (en) | Solid state frequency converter | |
| JPS6013472A (ja) | 共振負荷を有する制御スイツチ電源回路 | |
| JPS6271476A (ja) | 共振形インバ−タ回路 | |
| JPH09201060A (ja) | 共振型コンバータ制御システム | |
| JP2000125550A (ja) | 自動同期ｄｃ／ｄｃコンバ―タおよびその作動方法 | |
| US4589059A (en) | Method of starting a current-fed inverter with self-excitation | |
| US3376493A (en) | Inverter circuit having improved control frequency compensating means for producing a regulated a.c. output | |
| JPS5829711B2 (ja) | トランジスタインバ−タの制御方式 | |
| JP2000152652A (ja) | 系統連系インバータ制御装置 | |
| JP3825870B2 (ja) | ア−ク加工用電源装置 | |
| JP2540466B2 (ja) | 振動回路の充放電状態の制御方法および回路装置 | |
| JPH1174057A (ja) | 無声放電用電源装置 | |
| JP2678266B2 (ja) | 高周波高電圧電源の制御装置 | |
| JPS6181180A (ja) | 並列形インバ−タの駆動方法 | |
| US4896255A (en) | Power pack comprising resonant converter | |
| JP2705108B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0992447A (ja) | インバータ装置 | |
| JPH02131364A (ja) | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH10117478A (ja) | コンデンサ充電装置 | |
| JP2512531B2 (ja) | 誘導加熱調理器 | |
| JP2931075B2 (ja) | レーザ用高周波電源の制御方法 | |
| JP2002260834A (ja) | 誘導加熱装置 | |
| SU875581A1 (ru) | Способ регулировани выходного напр жени инвертора | |
| JPH04247269A (ja) | 圧電振動子駆動回路 |