JPS6013472A - 共振負荷を有する制御スイツチ電源回路 - Google Patents

共振負荷を有する制御スイツチ電源回路

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JPS6013472A
JPS6013472A JP59114359A JP11435984A JPS6013472A JP S6013472 A JPS6013472 A JP S6013472A JP 59114359 A JP59114359 A JP 59114359A JP 11435984 A JP11435984 A JP 11435984A JP S6013472 A JPS6013472 A JP S6013472A
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JP59114359A
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タマス・エス・シユツエペシ
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
    • H05B41/3927—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by pulse width modulation

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 同調、負荷、すなわち共振負荷がパワーエレクトロニク
スにおいて回路効率を改善てる手段として、更に高周波
において放射を減少せしめるために用いられている。ス
イッチ電力制御エレメントを用いてエネルギを負荷に適
用しているが、斯かるニレメン）Ｋよると、電力レベル
の制御が可能になる。制御は電力制御段の供給電圧を変
調する（５） ことによって達成できろ。斯かる電圧制御は最も良く知
られており一般的に用いられる方法である。
しかし、斯かる制御方法は、高価な半導体パワーデバイ
スを必要とする。別の制御方法は、電力制御エレメント
の周波数変調（ＦＭ）又はパルス幅変ｍ（ＰＷＭ）を用
いることによって達成できる。
しかし、これらのたいていのシステムでは、共振外の駆
動に関連した位相シフト効果によってスイッチング損失
が生じてしまう。スイッチングデバイスがゼロ電流交差
において作動する場合は、斯かるスイッチングを極小に
できることが理想的であるが、これは１組の制御条件の
場合にしか可能でない。
本発明の目的は、ＦＭをＰＷＭに結合することによって
、スイッチング損失を極小にするべく電力の流れを制御
てるスイッチング駆動による同調てなわち共振負荷を提
供することにある。
本発明の別の目的は、ＰＷＭ制御スイッチから駆動され
る共振負荷電流を検知し且つフェーズロックループを用
いることにより、駆動信号を発生（６） してこれにより駆動信号を位相調整して最適のスイッチ
ング性能を得て且つＰＷＭを用いて電力の流れを調整す
るごとにある。
上記及び他の目的は以下のようにして達成される。即ち
、パワースイッチを用いることにより直流源から共」辰
負荷を駆動して、これにより直流入力を交流駆動に変換
するのである。このパワースイッチは電力の流れを制御
するべくパルス幅変調される。負荷を流れる電流は検知
されて、サンプルがＰＬＬの入力に結合される。システ
ム内の信号源であるＰ　Ｔ、　Ｔ、中の発振器がこのよ
うにして負荷電流に位相ロックされる。このＰＬＬは、
これも直流制御電圧に応答する入力を有てるパルス幅変
調器を駆動する。この変調器は駆動器回路を作動せしめ
、この駆動器回路はパワースイッチを作動てるのに好適
な駆動波形を供給する。この合成体は負荷に駆動波形を
生成するため、これによりパワースイッチが負荷電流の
ゼロ交差において作！＃］−ｆる。これは駆動のパルス
巾が変化すると、電圧制御発振器ｖＣＯの調波数が変化
するよってて（７） るためにＰＬＬ出力位相が自動的に補償てるよ５に駆動
されることを意味する。
必要に応じて、整流器とフィルタとの結合体を共振負荷
に結合することにより直流電力供給を行うことができる
。この場合、直流出力の一部を誤差増幅器を通してパル
ス幅変調器の入力に結合することによって電力供給を制
御することができる。
別の応用例によると、共振負荷は螢光灯安定抵抗と螢光
灯管の結合体から成っており、これにより１つの電源で
複数の螢光灯に電力を供給することができるようになっ
ている。パルス幅変調器の直流入力は螢光灯始動プログ
ラミング及び／又は減光制御に用いることができる。
第１図は本発明に係る基本概念を示す。直流入力が端子
１０及び１１に、供給されている。パワスイッチ１２に
よって入力から共振負荷１３へのエネルギの流れが制御
される。別個には示していないが、負荷１３は入力エネ
ルギを吸収てる電力消費エレメントを含んでいる。一般
的なことではあるが、パワスイッチ１２は直流入力を負
荷１３の（８） 共振周波数より僅かに高い周波数の交流パルスに変換で
る。エネルギの流れは適用されたパルスの巾によって決
定される。これらのパルスはドライバ１４及びパルス巾
変調装置１５を通して得られる。この回路の基本パルス
周波数はＰＬＬ１７の中の発振器によって設定される。
負荷１６は共振しており且つパワスイッチ１２によって
その共振周波数の近くに駆動されているため、流れる電
流は正弦波に近くなる。例えば、１００ＫＨｚ回路なら
ば、高使用サイクルでもって１２５　ＫＨｚのパルス発
振して準正弦波の電流を生成するととができる。ＰＷＭ
の直流制御入力を通してパルス巾を変えると負荷電流の
位相と振幅が単調に変化する。本発明に係る回路は作動
周波数を自動的に変化せしめるが、これはパルス巾によ
る負荷電流の位相の変化が同調された負荷の位相シフト
の反対の符号変化によって常に補償されるようにするた
めである。この補償作用は以下のようにして行なわれる
。即ち、抵抗１８が負荷電流を検知してこれを正弦波電
圧としてシェーバ１９（９） に適用でる。シェーバ１９の出力は負荷電流と同位相で
あり且つＰＬＬ１７の一方の入力に適用されるパルス列
である。ＰＬＬの他方の入力ばＰＬＬ出力からライン２
０を通して得られる。図示の回路では、ＰＬＬ１７は積
分器型ループフィルタを有しており且つ負荷電流とＰＬ
Ｌ１７の出力との間の位相差がゼロになるまでその出力
周波数を調節てる。
負荷１３に供給されるエネルギの量は端子１６に適用さ
れる直流電位によって制御される。これは、制御電位を
用いると電力の実質量の流れを制御できることを意味す
る。使用周波数をＦＭ制御すると負荷電流の位相が制御
されるため、パワースイッチングを非常に効率的に行う
ことができる。
実際は、パワースイッチングは負荷電流のゼロ交差の時
点においてオンになる。この制御はフィードバックルー
プを用いて得られるため、斯かる条件は全てのパルス巾
状態に対して得られる。
従来のパルス巾変調装置では、最大電力状態に対してゼ
ロ交差状態を設定てることか多かった。
（１０） こ」ｔば、他のいかなるパルス巾状態に対しても、スイ
ッチングはゼロ交差時には行なわれず従ってスイッチン
グ効率が損なわれることを意味する。
第２図はＰ　Ｔ、　Ｌ　１７とＰＷＭ１５の結合体を示
す論理図である。括弧の文字は第３図の波形を示してい
る。
Ｐ　Ｔ、　Ｌ　１７の中心部は電圧制御発振器（ＶＣＯ
）２２である。その基本周波数は２Ｆｏｌ’２ｒｌち負
荷１６（第１図）の共振周波数の２倍である。ＶＣＱの
タイミングコンデンサ２６はのこぎり歯形出力を生成し
、抵抗２４が対称制御のために含まれる。
即ち、のこぎり歯形出力は、第６図に示すように非対称
形にすることができる。ＶＣＯ２２の出力は２分周（÷
２）カウンタ２５に結合されており、カウンタ２５はノ
ード２６にＰＬＬ１７のＦＯ出力を供給している。
メモリ型位相比較器２７と積分器型低域フィルタ２８に
よってＰＬＬ１７が構成されている。これらはＰＬＬ技
術分野では周知のありふれたエレメントである。端子２
９ばＦｏ　にて作動する入力（１１） を表わしでおり、且つ、第１図に示すように、波シェー
バ１９から共振負荷１６の電流に関連した信号を受ける
。
ＰＷＭ１５は比較器３０５２つのＡＮＤゲート６１及び
６２、並びに論理インバータ６３を含む。
コンデンサ２６からののこぎり歯形信号は比較器３０の
変換入力に結合されている。この信号は第６図の波形（
Ｄ）で示される。端子１６に現われる直流電圧はＶｃｏ
ｎｔｒｏｌ　で示される。波形（Ｄ）で示されるように
、のこぎり歯形信号は抵抗２４によって非対称形になっ
ている。波形（Ｅ）は比較器３０の出力を表わしている
。比較器６０はのこぎり歯形信号（Ｄ）が端子１６のＶ
ｃｏｎｔｒｏｌ　のレベルを交差した時に切換わる。こ
れは波形Ｅによって示される。Ｖｃｏｎ　ｔ　ｒｏ　Ｉ
　が変化すると、比較器によって発生するパルスの巾が
変化する。ＡＮＤゲート６１には入力波形（Ａ）、（Ｂ
）及び（Ｅ）が供給されているため、その入力は端子３
４における（Ｆ）によって表わされる。これは可変巾の
正パルスである。破蘇の部分は得られる最大中の（１２
） パルスを示している。第５図から分かるようにパルス巾
の限度はＶＣＯ２２の比対称性によって決定される。
インバータ６６によって、波形（Ａ）の補形波（Ｃ）が
波形（Ｂ）及び（Ｅ）と共にＡＮＤゲート６２に供給さ
れている。端子６５に現われる出力は波形（Ｇ）である
。波形（Ｇ）も可変巾の正パルスであることが分かる。
この波形は端子６４における最大中パルス後縁の後に発
生する前縁及び波形（Ｆ）の正パルスの前縁のすぐ手前
にある後縁の最大を有している。か（して、出力波形（
Ｆ）及び（Ｇ）を用いると最大パルスにおける出力間の
適当な時間遅れでもってパワースイッチエレメントを交
互にゲートしてスイッチエレメントが絶対に同時には導
通しないようにすることができる。斯かる効果は、かな
りの蓄積時間を有するバイポーラトランジスタが用いら
れている場合には重要となる。パワーＦＥＴスイッチが
用いられる時にはターンオフ遅延は無視でき、より簡単
な回路が応用できる。ｖＣＯはＦｏ　において動作（１
３） し、分割器は省略される。
第４図は第２図のＶＣＯ２２をＣＭＯ８で実施した例の
略図である。２つのインバータゲート６８及びろ９が結
合されており且つフリップフロップ４０によって交弘に
切り換わるようになって〜・る。
インバータゲート出力間に結合されたコンデンサ２６は
主ＶＣＯ周波数を決定するエレメントである。端子４１
はフリップフロップ４０のＱ出力からバッファ４２を通
して駆動されている。、Ｑが低レベルにある時コンデン
サ２６の右手のプレートはインバータ３９によって大地
にプルダウンされ、従ってこのコンデンサはインバータ
３８の上部のエレメントを流れる電流によって充電され
る。抵抗２４の値によって決定される充電電流によって
電流ミラー４６に反映される電流が設定される。
斯かる状態では、インバータ４７はトランジスタ４４を
オフにする。電圧がフリップフロップ４０σ）リセット
レベルに上昇すると、この回路は切換るため、Ｑは低レ
ベルになり且つζは高レベルになる。こうするとコンデ
ンサ２６が放電し反対の（１４） 極性に充電する。するとコンデンサ２６はその右手のプ
レートがインバータ６９によってプルアップされるため
その左手のプレートはインバータ３８によって大地のレ
ベル近くに引かれる。しかし、ζが高レベルにあるため
抵抗２４を流れる電流が中断し且つ抵抗４５を流れる充
電電流がインバータ４７によって附勢される。この方向
を流れるコンデンサ２３の充電電流はトランジスタ４４
（及び抵抗４５）の導通によって制御される。この充電
方向はフリップフロップ４０のセットレベルに達して発
振サイクルが繰り返されるまで継続でる。
トランジスタ４４の電流は端子４６に現われる直流入力
によって設定される。従って、ミラー４３に反映される
電流及びコンデンサ２３の充電時間は入力電圧の関数と
なる。抵抗４５はトランジスタ４４を流れることができ
る最大電流を制限するためのものである。
第５図は制御Ｄｃ／ｎｃｆ換器に適用された本発明を示
す。図示の成分は第１図に示で成分に類似しているが、
第５図では回路を少し詳しく説明（１５） している点が異なっている。端子４８及び４９は交流主
ライン即ち交流電源入力ラインを表わしている。このラ
インは１２０ボルトＲＭＳを供給するものであり得ろ。
ブリッジ整流器５０は交流入力を脈流直流に変換し、こ
の直流はバッファコンデンサ５１によって部分的にｐｍ
される。かくして、１２０Ｈｚのかなりのリップル成分
をｌｊｆる尖頭値整流電圧がコンデンサ５１０両端に現
われる。
パワートランジスタ５２及び５３は、その２つのパルス
出力が電気的に隔離されるように従来の構造を有するド
ライバ１４によって交互に導通するように駆動される。
これはトランジスタベースを駆動てるパルスが関連のエ
ミッタと関係することを意味している。かくして第３図
の波形（Ｆ）及び（Ｇ）はトランジスタ５２及び５３を
交互に駆動するように作動する。
各パワートランジスタは並列に接続されたダイオード（
５４及び５５）を有している。このダイオードは逆の方
向に電流を流すように極性を付け（１６） られておりこれにより逆電流シンクを提供している。か
くしてコンデンサ５６の入力は交互に接地されたりコン
デンサ５１の全電圧に切換えられたりてる。これによっ
て脈流駆動が与えられる。コンデンサ５６は交流のみが
変圧器１３を流れるようにするために直流入力を阻止し
ている。トランジスタ５２がオンになると、コンデンサ
５６はコンデンサ５１の両端の電位の方向に充電する。
かくして、電流が変圧器１６を通って下方に流れる。
トランジスタ５２がオフになると、ダイオード５４が負
荷電流を導通する。次にトランジスタ５３がオンになる
と（トランジスタ５２がオフになった後）、コンデンサ
５６は電流が変圧器１３を通って上方に流れるようにす
るために放電する。次にトランジスタ５６がオフになる
と、ダイオード５５が負荷電流を導通する。実際は、ト
ランジスタ５２及び５３が交流電位をコンデンサ５６を
通して変圧器１６に適用し、結合された電力の量は期間
中のトランジスタの関数となる。
コンデンサ５７及びインダクタは負荷回路を（１７） ＰＬＬ１７に生じる信号周波数より僅かに低い周波数に
同調せしめるように作動する。電流変圧器５９は同調し
た負荷電流に応答して信号を波形整形器１９に適用てる
。抵抗６Ｄはその出力が同調された負荷電流と同位相に
ある電圧となるように電流変圧器５９に負荷を与える。
同調された９荷はエネルギを整流器６１、フィルタ６２
及び端子６３と６４の間に接続された任意の直流負荷に
結合する変圧器１３を含むことを了解すべきである。
図面では従来の変圧器として示されているが、変圧器１
３は自動車用変圧器型の構造を有することができる。変
圧器１３は端子４８及び４９における電源周波数よりか
なり高い周波数で作動し得るため、かなり小型の安価な
部品を用いて直流出力をよくＰ彼できる。従来のオフラ
イン電源では変圧器とフィルタ成分をかなり大型にしな
げればならず重量もかなり重くなり且つかなり高価なも
のになってしまう。
端子６６における直流出力は検知ライン６５を（１８） 通しで誤差増幅器６６に送られ、ＰＷＭ１５を上記のよ
うに作動する。誤差増幅器は検知ライン６５に現われろ
電位がパルス巾変調によって制御されるようにするため
に極性付けられている。ここで分かるように、出力が上
昇するとＰＷＭは変圧器１３に供給されるエネルギが少
なくなるようにパルスを駆動器１４に絞る。出力電圧が
下降才ろと−ＰＶ１７Ｍ１５の入力が上昇才ろがこれは
スイッチに適用さｈろパルスが拡大され従って変圧器１
ろに供給されるエネルギが多くなるようにでるためであ
る。誤差増幅器６６には基準人力６７が配設されている
か、この基準人力は端子６６における出力電圧σ）調節
を行うものである。
コンデンサ６８は負帰還制御ループの周波数補償エレメ
ントである。その機能はシステムが安定化するように周
波数でもって誤差増幅器６６のオ（１得をロールオフて
ることにある。
第６図は代替の共振負荷スイッチングの応用例を示す。
この図には螢光灯励磁器が示されている。
第５図θ）部品と同じ部品に対しては同じ符号が用（１
９） いられている。人力ライン端子４８及び４９、ブリツチ
整流器５０、バッファコンデンサ５１、スイッチ５２及
び５６、逆ダイオード５４及び５５、並びに直流ブロッ
キングコンデンサ５６が同じである。またスイッチ駆動
器１４、ＰＷＭ１５及びＰＬＬ１７、更に波形整形器１
９及び電流変圧器５８も共に同じとなっている。
２つの螢光灯管７０及び７１が示されているが、破線の
延長部で示されるように他にも螢光灯管を接続できろこ
とを了解すべきである。螢光灯にはインタツタ７２及び
７３が直列に結合されておりこれらのインダクタは結合
コンデンサ５６によって並列に駆動されている。螢光灯
のフィラメントを経由して結合されているコンデンサ７
４及び７５は直列インダクタを共振させるように作動す
る。
変圧器５９は全負荷電流を検知する一次巻線を有する。
抵抗７６と並列コンデンサ７７はラインから回路に流れ
る′電力に関連した直流電位を生じる。
この電位はスイッチ７８が作動の位置にある時、ＰＷＭ
１５の直流制御大刀を制御すべく誤差増幅（２０） 器６３に適用される。かくして検知ライン６２に現われ
る電位が上昇すると、パルス中変調によって巾の狭いパ
ルスが生成されるため共振負荷に供給される電力が減少
する。検知ライン６２に現われる電位が下降すると、パ
ルス巾変調によってパルスが拡大されるため電力が増加
する。かくして、回路の入力電力が誤差増幅器６６の非
変換入力におけろ直流電位によって調整され且つ制御さ
れろことが分かる。本明細書の場合に見られるように、
制御回路のスイッチングエレメント及び他の部品におけ
ろ世失が低い場合は、これは負荷、この場合は螢光灯に
おける電力が制御されろことを意味する。回路のコンデ
ンサ５１に現われる直流入力電圧が伺加的な電圧安定器
によって安定化される場合は、螢光灯の電力は主電力ラ
インの変動に対しても安定化される。
スイッチ７８は別々のプログラムによって自動制御ルー
プが破壊され且つ蛍光灯電流が制御されるようにするた
めに配設されている。スイッチ７８が始動位置にある時
は、誤差増幅器制御と断接さく２１） れているためＰＷＭ１５に適用される制御′電圧がブロ
ック７９内にある回路に生成するようになっている。
第７図は螢光灯制御に対する好ましいプログラムのグラ
フである。このグラフは延長された発光灯寿命時間に対
する所望のＰＷＭ制御電圧を示す。
始動及び予熱回路７９がスイッチ７８を作動せしめると
自動シーケンスが確立される。先ず予熱サイクルがｔｏ
からｔｌにかげて行なわれる。このインターバル中、螢
光灯は始動に備えるために低レベルのフィラメント電流
にて作動する。このインターバルは低温においては最も
重要となる。次に１１からｔ２Ｋかけて蛍光灯電流が通
常レベルよりも高いレベルに上昇し柔かい始動を行う。
次にインターバル１２〜ｔ３が経過する。すると螢光灯
は点灯でる。ｔ３の後、蛍光灯電流は通常の作動状態に
減少てる。始動スイッチ７８がその作動位置に戻ると制
御器６７は弱強度即ち減光用の可変電圧を与えることが
できろ。これは第７図の曲線の破線部分に示されている
。温度検仰器８ｏを用（２２） いると周囲温度を検知してこれによりｔＯ〜ｔ２　Ｋお
ける始動条件を修正することができる。この場合、温度
が低い場合には余熱インターバルｔｏ−１ｌを長くてる
ことができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に係る基本構成のブロック図、第２図は
パルス巾変調装置とＰＬＬの結合体のブロック図、第３
図は第２図の波形を示す図、第４図は第２図のブロック
図における使用に好適なＣＭＯ８電圧制御発振器の略図
、第５図は共振負荷を有する制御ＤＣ／ＤＣ変換器の略
ブロック図、第６図は共振負荷を有する螢光灯ドライバ
の略ブロック図、第７図は第６図の回路のプログラミン
グを示す図である。 １３・・・・・・共振角　荷 特許出願人　ナショナル・セミコンダクター・コーポレ
ーション （２３） 口ぐ Ｌ（ め 〉　頃 ８宇Ｆ間−〇− Ｆｉｇ−７ 手　続　補　正　書。 昭和４年　（曝ｌ１日 特許庁長官　志　賀　半数 １、事件の表示 昭和８年特許願第　／１１３１　号 ２、発明の名称 り五″？Ｊ符孟彷寸３信・Ｊ宇仔又イ、ケミ５厚０跡ろ
、補正をする者 事件との関係　特許出願人 住所 各　ｆ箔　ｆ＞？Ｉす１し・七ミフンタ′りター・コー
寸０レーンコ／４、代理人 ５、補正の対象

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）直流制御電位でもって実質的な電力出力を制御す
    るための回路において、 同調された回路が準正弦波状電流波形を電力消費エレメ
    ントに与える共振負荷、 直流入力電力源、 上記入力電力源と上記共振負荷との間に結合されたスイ
    ッチング手段であってこれにより上記負荷に電流パルス
    が供給されるスイッチング手段、上記パルスの巾を変調
    でることにより上記共振負荷に送られる電力を変化せし
    めるための手段、及び 上記電流パルスの前縁が上記準正弦波状電流のゼロ交差
    と一致するように上記電流パルスのタイミングを制御す
    るだめの手段を含むことを特徴とする共振負荷を有する
    制御スイッチ電源回路。
  2. （２）前記電流パルスのスイッチング速度が前記（１） 共振負荷の共振周波数を僅かに越えることを特徴とする
    特許請求の範囲第１項に記載の回路。
  3. （３）前記のパルスのタイミングを制御するための手段
    が、内部発振器、メモリ型位相比較器、積分器型ループ
    フィルタ、出力、及び一方が上記出力に結合されている
    一対の入力をＷ−ｆるフェーズロックループであって、
    これにより上記出力位相が上記入力対の他方の入力に供
    給される信号の位相に一致するまで上記発振器の周波数
    が変化するフェーズロックループ、 前記共振負荷を流れる電流を検知するための手段、 上記検知手段から供給される信号を整形することにより
    前記の準正弦波と同位相のパルス信号を生成するための
    手段、及び 上記整形信号を上記入力対の上記の他方の入力に適用す
    るための手段を含むことを特徴とする特許請求の範囲第
    ２項に記載の回路。
  4. （４）　前記内部発振器が所望周波数の２倍の周波数に
    て作動し且つその後に２分周バッファが続く（２） ことを特徴とする特許請求の範囲第６項に記載σ）回路
    。
  5. （５）前記内部発振器が非対称形信号を生成″ｆろだめ
    の手段を含み且つパルス出力に加えてのとぎり歯形出力
    を生成することを特徴とする特許請求の範囲第４項に記
    載の回路。
  6. （６）前記のこぎり歯形出力が、 高利得比較器であってその他方の入力ＶＣ直流制御電圧
    が供給されその出力が上記直流制御によって決定される
    可変中を有するパルスである高利得比較器の一方の入力
    、 第−及び第二の６人力Ａ、　Ｎ　Ｄゲートの各々の一方
    の入力に上記比較器の出力を供給するための手段、 上記第−ＡＮＤゲートの第二人力に前記２分周バッファ
    の出力を供給し且つ上記第二Ａ、　Ｎ　Ｄゲートの第二
    人力にその部数を供給するための手段、及び 上記第−及び第二ＡＮＴ）ゲートの第三入力の各々に前
    記発振器の出力を供給するだめの手段、（３） に供給され、これにより上記ＡＮＤゲートが上記直流制
    御電圧によって決定される１〕に等しい巾をを再する交
    流出力パルスを生成するようにしたことを特徴とする特
    許請求の範囲第５項に記載の回路。
  7. （７）前記共振負荷が、整流器とフィルタとの結合体を
    附勢てることにより直流出力電圧を生成する変圧器を含
    むことを特徴とする特許請求の範囲第６項に記載の回路
    。
  8. （８）前記直流出力電圧の一部が、その出力が前記直流
    制御を与えるべく結合され且つその非変換入力が可変電
    圧源に結合された高利得差動誤差増幅器の変換入力に供
    給され、これにより前記直流出力が前記回路によって調
    整され且つ上記可変電圧源によって制御されることを特
    徴とする特許請求の範囲第７項に記載の回路。
  9. （９）前記共振負荷が、少なくとも一つの螢光灯、直列
    パラストインダクタ及び並列コンデンサの結合体から成
    る合成体を含み、これにより上記合成体に結合された電
    力が前記直流制御電圧によって（４） 制御されろことを特徴とする特許請・求の範囲第６項に
    記載の回路。
  10. （１０）前記スイッチング手段が前記合成体に供給され
    る電力に関係した直流電位を生成するための電流検知手
    段を含み且つ高利得誤差増幅器を用いることにより上記
    直流電位と基準電圧との差を前記比較器に結合し、これ
    により前記の電力を制御することを特徴とする特許請求
    の範囲第９項に記載の回路。 旧）前記直流制御電圧が前記螢光灯の電力比例減光を行
    うようにプログラムされることを特徴とする特許請求の
    範囲第９項に記載の回路。
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