JPS62233067A - 安定化電源装置 - Google Patents
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ｕ発明の目的コ
（産業上の利用分野）
本発明は、たとえばファクシミリや光学的文字読取装置
（以下、ＯＣＲと称する）に用いられる、直流出力段と
交流出力段とを共に備えた多出力型の安定化電源装置に
関する。
（以下、ＯＣＲと称する）に用いられる、直流出力段と
交流出力段とを共に備えた多出力型の安定化電源装置に
関する。
（従来の技術）
従来から、ファクシミリ−ｔ”ＯｃＲ等に用いられてい
る多出力型の安定化電源装置として、第３５図に示した
装置が知られている。
る多出力型の安定化電源装置として、第３５図に示した
装置が知られている。
同図においてＶｏは入力される直流、Ｑｌはスイッチン
グ用のトランジスタ、Ｔ１はインバータトランス、Ｎｐ
はその１次コイル、Ｃ１は平滑用゛のコンデンサ、Ｄｌ
およびＤ２は整流用のダイオード、Ｌｌはチョークコイ
ルである。
グ用のトランジスタ、Ｔ１はインバータトランス、Ｎｐ
はその１次コイル、Ｃ１は平滑用゛のコンデンサ、Ｄｌ
およびＤ２は整流用のダイオード、Ｌｌはチョークコイ
ルである。
またＩＮＶは２次コイルＮＳから直流を入力し、スイッ
チングを行なって交流を出力するインバータ、Ｔ２はイ
ンバータトランス（以下、単にトランスと称する）、Ｃ
２はフィルタ用のコンデン゛す、Ｒλは交流負仙である
。
チングを行なって交流を出力するインバータ、Ｔ２はイ
ンバータトランス（以下、単にトランスと称する）、Ｃ
２はフィルタ用のコンデン゛す、Ｒλは交流負仙である
。
ざらにＡ１は２次コイルＮｓから直流を入力して基準入
力電圧ＶＩ！と比較し、その差に応じた信号を出力する
誤Ｘ増幅回路、ＰＷＭは誤差増幅回路Ａ１から出力され
る信号と発振回路Ｏ８Ｃから出りされる三角波とのクロ
ス点に応じて幅が変化するパルスを出力するパルス幅変
調回路、ＤＲは前記パルスを増幅してトランジスタＱ１
のベースに印加するドライブ回路である。
力電圧ＶＩ！と比較し、その差に応じた信号を出力する
誤Ｘ増幅回路、ＰＷＭは誤差増幅回路Ａ１から出力され
る信号と発振回路Ｏ８Ｃから出りされる三角波とのクロ
ス点に応じて幅が変化するパルスを出力するパルス幅変
調回路、ＤＲは前記パルスを増幅してトランジスタＱ１
のベースに印加するドライブ回路である。
このような安定化電源装置では、直流出力Ｖ１を直流負
荷（図示せず）に印加する一方、前記直流出力Ｖ１をイ
ンバータＩＮＶでスイッチングして交流に変換し、トラ
ンスＴ２により変圧して、交流負荷Ｉｎに印加する。
荷（図示せず）に印加する一方、前記直流出力Ｖ１をイ
ンバータＩＮＶでスイッチングして交流に変換し、トラ
ンスＴ２により変圧して、交流負荷Ｉｎに印加する。
なお、インバータＩＮＶは、交流負荷Ｉｎに流れる電流
を検出抵抗Ｒｓにより検出して、電流が一定になるよう
にスイッチング動作を行なう。
を検出抵抗Ｒｓにより検出して、電流が一定になるよう
にスイッチング動作を行なう。
ところでファクシミリやＯＣＲでは、交流負荷Ｒλは蛍
光ランプであり、イメージセンサの光源として使用され
る。したがって高周波点灯を行なうことによって蛍光ラ
ンプのちらつきをなくし、発光効率を向上さける必要が
ある。
光ランプであり、イメージセンサの光源として使用され
る。したがって高周波点灯を行なうことによって蛍光ラ
ンプのちらつきをなくし、発光効率を向上さける必要が
ある。
このときインバータＩＮＶは次に示す条件を満たしてい
る必要がある。
る必要がある。
（ａ）蛍光ランプを始動させることができること蛍光ラ
ンプは、点灯時よりも高い電圧を加えなければ放電を開
始しない。したがってインバータＴＮＶは、この放電開
始電圧を発生させることができなければならない。
ンプは、点灯時よりも高い電圧を加えなければ放電を開
始しない。したがってインバータＴＮＶは、この放電開
始電圧を発生させることができなければならない。
（ｂ）蛍光ランプの電流を制限できること蛍光ランプは
負性抵抗時ｆ（を有しているので、蛍光ランプを安定化
さぼるためには、蛍光ランプに直列にインピーダンスを
接続する必要がある。
負性抵抗時ｆ（を有しているので、蛍光ランプを安定化
さぼるためには、蛍光ランプに直列にインピーダンスを
接続する必要がある。
従ってインバータは、この安定化用インピーダンスを備
えていなければならない。
えていなければならない。
（Ｃ）蛍光ランプの点灯寿命を縮めないこと一般に蛍光
ランプは、それに流れる電流が大き過ぎても小さ過ぎて
も寿命が短くなってしまうので、インバータＩＮＶは蛍
光ランプに流れる電流を所定の範囲に保持していなけれ
ばならない。
ランプは、それに流れる電流が大き過ぎても小さ過ぎて
も寿命が短くなってしまうので、インバータＩＮＶは蛍
光ランプに流れる電流を所定の範囲に保持していなけれ
ばならない。
上述したような要求を満たすことができ、ざらにインバ
ータとして回路の変換効率が高く、また発生ノイズが小
さく、しかもコストが安いものとして、０級プッシュプ
ルインバータ、０級シリーズインバータが知られている
が、前述したような事情から、蛍光ランプ用のインバー
タ部は、直流出力用のコンバータ部とは異なる要件を満
たす必要があるため、直流出力用のコンバータ部から独
立させて構成している。
ータとして回路の変換効率が高く、また発生ノイズが小
さく、しかもコストが安いものとして、０級プッシュプ
ルインバータ、０級シリーズインバータが知られている
が、前述したような事情から、蛍光ランプ用のインバー
タ部は、直流出力用のコンバータ部とは異なる要件を満
たす必要があるため、直流出力用のコンバータ部から独
立させて構成している。
そして第３５図に示した構成の安定化電源装置によれば
、直流負荷には定電圧を、交流負荷には定電流を、それ
ぞれ供給することができるが、こ・ のような安定化
電源装置は、直流出力用と交流出力用とでスイッチング
回路を２組備えているため、回路構成が榎雑で部品点数
が多く、製造コストが高くなっているという問題があっ
た。
、直流負荷には定電圧を、交流負荷には定電流を、それ
ぞれ供給することができるが、こ・ のような安定化
電源装置は、直流出力用と交流出力用とでスイッチング
回路を２組備えているため、回路構成が榎雑で部品点数
が多く、製造コストが高くなっているという問題があっ
た。
（発明が解決しようとする問題点）
本発明は、このような従来の安定化電源装置の問題点を
解決すべくなされたもので、回路構成が単純で部品点数
が少なく、製造コストが低い安定化電源装置を提供しよ
うとしている。
解決すべくなされたもので、回路構成が単純で部品点数
が少なく、製造コストが低い安定化電源装置を提供しよ
うとしている。
［発明の構成］
（問題点を解決するための手段）
本発明の安定化電源装置は、直流電源をスイッチングし
て交流電圧に変換するスイッチング用トランジスタと、
生成された交流電圧を印加するフライバックコンバータ
用絶縁トランスの２次コイルと、前記絶縁トランスの２
次側に設けられた直流出力用コイルと、同じく２次側に
設けられた交流出力用コイルと、前記直流出力用コイル
に設Ｃノられた平滑コンデンサと、この平滑コンアン１
ノーに並列に設（プられた直流負荷と、前記交流出力用
コイルに直列に設けられた電流制限用インピーダンスお
よび交流負荷と、前記直流負荷の出力電圧を検出して基
準電圧と比較し、その差に応じた信号を出力する誤差増
幅回路と、三角波を出力する発振回路と、この三角波を
入力して同じ周波数のパルスに変換し、かつ前記三角波
の立上がり傾斜と前記誤差増幅回路の出力する信号との
クロス点の移動に応じて前記パルスのパルス幅を変化さ
せるパルス幅変調回路と、前記パルスを増幅して前記ス
イッチング用トランジスタのベースに印加するドライブ
回路とを具備している。
て交流電圧に変換するスイッチング用トランジスタと、
生成された交流電圧を印加するフライバックコンバータ
用絶縁トランスの２次コイルと、前記絶縁トランスの２
次側に設けられた直流出力用コイルと、同じく２次側に
設けられた交流出力用コイルと、前記直流出力用コイル
に設Ｃノられた平滑コンデンサと、この平滑コンアン１
ノーに並列に設（プられた直流負荷と、前記交流出力用
コイルに直列に設けられた電流制限用インピーダンスお
よび交流負荷と、前記直流負荷の出力電圧を検出して基
準電圧と比較し、その差に応じた信号を出力する誤差増
幅回路と、三角波を出力する発振回路と、この三角波を
入力して同じ周波数のパルスに変換し、かつ前記三角波
の立上がり傾斜と前記誤差増幅回路の出力する信号との
クロス点の移動に応じて前記パルスのパルス幅を変化さ
せるパルス幅変調回路と、前記パルスを増幅して前記ス
イッチング用トランジスタのベースに印加するドライブ
回路とを具備している。
（作 用）
本発明の安定化電源装置は、２次側でスイッチングを行
なわず、１次側のみでスイッチングを行なっているので
、回路構成が単純であり、部品点数が少ない。
なわず、１次側のみでスイッチングを行なっているので
、回路構成が単純であり、部品点数が少ない。
（実施例）
以下、本発明の実施例の詳細を図面に基づいて説明する
。
。
第１図は本発明の一実施例の構成を示す回路図であり、
第３５図と共通する部分には共通の符号が付されている
。
第３５図と共通する部分には共通の符号が付されている
。
同図においてＶｏは入力される直流、Ｑｌはスイッチン
グ用トランジスタ、Ｔ３はフライバックコンバータ用１
〜ランス、Ｎｐはその１次コイル、ＮＳ＋は１次コイル
ＮＰと磁気結合された直流出力用の２次コイル、ＮＳ２
は同じく１次コイルＮＰと磁気結合された交流出力用の
２次コイルである。
グ用トランジスタ、Ｔ３はフライバックコンバータ用１
〜ランス、Ｎｐはその１次コイル、ＮＳ＋は１次コイル
ＮＰと磁気結合された直流出力用の２次コイル、ＮＳ２
は同じく１次コイルＮＰと磁気結合された交流出力用の
２次コイルである。
またＤｌは２次コイルＮｓ＋の整流用のダイオード、Ｃ
１は平滑用のコンデンサ、Ｌ２は２次コイルＮＳ２に直
列に介挿されたチョークコイル、Ｃ３は同フィルタ用の
コンデンサ、Ｋｂはリレー接点、Ｒλは交流負荷である
。
１は平滑用のコンデンサ、Ｌ２は２次コイルＮＳ２に直
列に介挿されたチョークコイル、Ｃ３は同フィルタ用の
コンデンサ、Ｋｂはリレー接点、Ｒλは交流負荷である
。
ざらにＡ１は２次コイルＮｓ＋の出力する直流と基準電
圧ＶＲＩとを比較してその差に応じた信号を出力する誤
差増幅回路（補助電源はＶｏ＋からとる）、ＰＣはフＡ
トカプラ、Ｒは電流制限用抵抗、Ｏ２０は三角波を発生
する発振回路、ＰＷＭは誤差増幅回路Ａ１が出力する信
号と発振回路Ｏ８Ｃが出力する三角波とを比較し、両信
号のクロス点の移動に応じて幅が変化するようなパルス
を出力するパルス幅変調回路、ＤＲは前記パルスを増幅
して、スイッチング１〜ランジスタＱ１のベースに加え
るドライブ回路である。
圧ＶＲＩとを比較してその差に応じた信号を出力する誤
差増幅回路（補助電源はＶｏ＋からとる）、ＰＣはフＡ
トカプラ、Ｒは電流制限用抵抗、Ｏ２０は三角波を発生
する発振回路、ＰＷＭは誤差増幅回路Ａ１が出力する信
号と発振回路Ｏ８Ｃが出力する三角波とを比較し、両信
号のクロス点の移動に応じて幅が変化するようなパルス
を出力するパルス幅変調回路、ＤＲは前記パルスを増幅
して、スイッチング１〜ランジスタＱ１のベースに加え
るドライブ回路である。
本実施例装置では、トランジスタＱ１のデユーティ・フ
ッ・フタが、直流出力電圧■１が一定になるようにフィ
ードバック制御される。これはトランジスタＱ１のＯＮ
時間をパルス幅変調することにより行なわれる。
ッ・フタが、直流出力電圧■１が一定になるようにフィ
ードバック制御される。これはトランジスタＱ１のＯＮ
時間をパルス幅変調することにより行なわれる。
まずトランスＴ３の動作について説明する。本実施例に
おいて、トランスＴ３はチョークコイルとして働いてい
る。
おいて、トランスＴ３はチョークコイルとして働いてい
る。
トランジスタＱ１がＯＮ状態の時、トランスＴ３にはエ
ネルギが蓄えられる。そしてトランスＴ３に蓄えられた
エネルギは、トランジスタＱ１がＯＦＦ状態の時に２次
コイルＮｓ＋を介して直流負荷に供給される。
ネルギが蓄えられる。そしてトランスＴ３に蓄えられた
エネルギは、トランジスタＱ１がＯＦＦ状態の時に２次
コイルＮｓ＋を介して直流負荷に供給される。
第２図はトランジスタＱ１のメイン電流Ｉｃと交流コイ
ル電圧Ｅ２の波形を示す。
ル電圧Ｅ２の波形を示す。
ここでトランスＴ３は定常状態の時、１周期の磁束の変
化がＯである。でのため、 （Ｎｓ ＋ ／ＮＰ ） ・Ｖｏ ・ＴＯｎ＝Ｖ＋ ＊
Ｔ−ｏｆｆが成立つ。また、 Ｖｏ ＝Ｖ工（Ｖｏは定格入力電圧） においで、ＴＯｎとＴｏｆｆとが等しくなるようにＴＯ
ｎを選ぶと、 Ｔｏｎ＝ （Ｖｏ ／Ｖｏ ＋Ｖｏ ） Ｔと表すこと
ができる。
化がＯである。でのため、 （Ｎｓ ＋ ／ＮＰ ） ・Ｖｏ ・ＴＯｎ＝Ｖ＋ ＊
Ｔ−ｏｆｆが成立つ。また、 Ｖｏ ＝Ｖ工（Ｖｏは定格入力電圧） においで、ＴＯｎとＴｏｆｆとが等しくなるようにＴＯ
ｎを選ぶと、 Ｔｏｎ＝ （Ｖｏ ／Ｖｏ ＋Ｖｏ ） Ｔと表すこと
ができる。
このときＥ２の波形をフーリエ級数に展開すると、
Ｅ２＝Ａ１’ Ｓ ｉ ｎωｔ
＋Ａ２’ Ｓ ｉ ｎ２ωｔ
＋Ａ３’ Ｓ ｉ ｎ３ωｔ＋−−−−＋Ａ１” Ｃ
Ｏ５ωし ＋Ａ２” ＣＯ３２ωｔ ＋Ａ３” ＣＯ５３ωｔ＋・・・ となる。
Ｏ５ωし ＋Ａ２” ＣＯ３２ωｔ ＋Ａ３” ＣＯ５３ωｔ＋・・・ となる。
ここでに次調波の娠幅をＡｋとすると、Ａｋ＝Ｊ［（Ａ
ｋ’”）２＋（Ａｋ”＞２］である。
ｋ’”）２＋（Ａｋ”＞２］である。
そしてトランジスタＱ１のデユーティ・ファクタをλと
すると、 となる。したがってＡｋは、 Ａｋ−（１／にπ） （Ｎｓ ２ ／Ｎｐ ） Ｖ。
すると、 となる。したがってＡｋは、 Ａｋ−（１／にπ） （Ｎｓ ２ ／Ｎｐ ） Ｖ。
ｘＪ［１−Ｃｏ５ （２にπλ））２
＋（Ｖｏ ＋Ｖｏ ） ２Ｓ ！ ｎ２（２に７ｒλ）
］と表わづことができる。そして、 Ｖｏ＝０．８５Ｖｏ〜１．１５Ｖ。
］と表わづことができる。そして、 Ｖｏ＝０．８５Ｖｏ〜１．１５Ｖ。
に対して基本振幅幅を求めると、第３図に示したように
なる。この結果から、 Ｖｏ ＝０．８５Ｖｏ 〜１．１５Ｖ。
なる。この結果から、 Ｖｏ ＝０．８５Ｖｏ 〜１．１５Ｖ。
に対しては、交流負荷電圧の基本波振幅は数％の変動を
無視すれば、はぼ一定とみなすことができる。
無視すれば、はぼ一定とみなすことができる。
次に本実施例の動作について説明する。
第４図は２次コイルＮＳ２側から交流負荷Ｒ℃を児た場
合における入力インピーダンスＺと周波数［との関係を
示す図である。ここで入力インピーダンスＺは、 Ｚ＝ｊ（１）Ｌ２＋’ｌ／’＜ｊωＣ３）＋Ｒ１で表わ
すことができる。
合における入力インピーダンスＺと周波数［との関係を
示す図である。ここで入力インピーダンスＺは、 Ｚ＝ｊ（１）Ｌ２＋’ｌ／’＜ｊωＣ３）＋Ｒ１で表わ
すことができる。
また共振周波数４°ｒは、
ｆｒ＝１／２π・１／ＪＬ２ ・Ｃ３
で求めることかできる。
第１図においてトランジスタＱ１のスイッチング周波数
は、発振回路Ｏ８Ｃで決定される。
は、発振回路Ｏ８Ｃで決定される。
このスイッチング周波数を第４図の点Ｐ１に定める。こ
こでトランスＴ３の２次コイルＮＳ２に誘起される交流
電圧は方形波である。この電圧がインピーダンスＺに印
加されると、第４図かられかるように点Ｐ２よりも高い
周波数に対しては、インピーダンスが大となり、流れる
電流を抑える。
こでトランスＴ３の２次コイルＮＳ２に誘起される交流
電圧は方形波である。この電圧がインピーダンスＺに印
加されると、第４図かられかるように点Ｐ２よりも高い
周波数に対しては、インピーダンスが大となり、流れる
電流を抑える。
すなわら、インピーダンスＺを流れる電流のうち、高調
波成分が減衰さけられる。これによってチョークコイル
Ｌ２、コンデンサＣ３には、はぼ基本渡分が流れる。
波成分が減衰さけられる。これによってチョークコイル
Ｌ２、コンデンサＣ３には、はぼ基本渡分が流れる。
またスイッチング周波数として点Ｐ１の代わりに点Ｐ２
に選ぶと、同様に高調波成分に対してはインピーダンス
Ｚが基本波ｆよりも人となり高調波電流を減衰ざぜるこ
とかできる。このようにして交流負荷Ｒβには、はぼ基
本波電流が流れる。
に選ぶと、同様に高調波成分に対してはインピーダンス
Ｚが基本波ｆよりも人となり高調波電流を減衰ざぜるこ
とかできる。このようにして交流負荷Ｒβには、はぼ基
本波電流が流れる。
なお交流負荷Ｒぶでも配線に高調波電流が流れるとノイ
ズが発生し、電源・ロジックその他の妨害磁界に弱い電
子回路に悪影響を及ぼす。
ズが発生し、電源・ロジックその他の妨害磁界に弱い電
子回路に悪影響を及ぼす。
すなわらチョークコイルＬ２、コンデンサＣ３からなる
フィルタは、高調波電流を抑えることによって、このノ
イズを抑制する。
フィルタは、高調波電流を抑えることによって、このノ
イズを抑制する。
チョークコイルＬ２とコンデンサＣ３の他の機能は、コ
イルＮＳ２に発生する電圧Ｅ２のうち、かなりの部分を
負担することである。
イルＮＳ２に発生する電圧Ｅ２のうち、かなりの部分を
負担することである。
そして交流負荷Ｒ℃が蛍光ランプのような放電ランプで
ある場合には、放電ガスの負性抵抗特性のため、放電電
流を安定にする安定器が必要である。
ある場合には、放電ガスの負性抵抗特性のため、放電電
流を安定にする安定器が必要である。
チョークコイルＬ２とコンデンサＣ３とがＥ２のかなり
の部分を負担することによって、蛍光ランプのインピー
ダンスが変化しても、蛍光ランプ電流の変化を小さな値
に抑えることができる。
の部分を負担することによって、蛍光ランプのインピー
ダンスが変化しても、蛍光ランプ電流の変化を小さな値
に抑えることができる。
ずなわちチョークコイルＬ２とコンデンサＣ３は蛍光ラ
ンプ電流の安定器の役割もなす。
ンプ電流の安定器の役割もなす。
次に蛍光ランプの始動方法を述べる。交流負荷Ｒ１：並
列にリレー接点ＫＬ＋を接続することによって、蛍光ラ
ンプを始動させることができる。
列にリレー接点ＫＬ＋を接続することによって、蛍光ラ
ンプを始動させることができる。
最初はリレー接点Ｋｂが閉じているが、始動時にこのリ
レー接点Ｋｂを聞くと、まだ放電電流が流れないため、
コイルＮＳ２のの電圧Ｅ２はすべて交流負荷Ｒ℃にかか
る。
レー接点Ｋｂを聞くと、まだ放電電流が流れないため、
コイルＮＳ２のの電圧Ｅ２はすべて交流負荷Ｒ℃にかか
る。
この電圧Ｅ２が蛍光ランプの放電開始電圧よりも高くな
るようにコイルＮＳ２の巻回数を設定しておく。その結
果、接点Ｋｂを開くと、蛍光ランプが放電を開始する。
るようにコイルＮＳ２の巻回数を設定しておく。その結
果、接点Ｋｂを開くと、蛍光ランプが放電を開始する。
蛍光ランプに交流電圧を印加する方法を述べる。
トランジスタＱ１がＯＮ状態のとき、コイルＮＳ２の電
圧Ｅ２の正の半波がチョークコイルし−２、コンデンサ
Ｃ３を通して蛍光ランプに印加される。
圧Ｅ２の正の半波がチョークコイルし−２、コンデンサ
Ｃ３を通して蛍光ランプに印加される。
トランジスタＱ１がＯＦＦすると、コイルＮｓ２の電圧
により、電圧Ｅ２の負の半波が蛍光ランプにかかる。
により、電圧Ｅ２の負の半波が蛍光ランプにかかる。
そして本実施例では、周波数を初期設定して交流負荷Ｒ
Ｊ２に流れる電流が規定の値になるようにする。
Ｊ２に流れる電流が規定の値になるようにする。
例えば発振回路Ｏ８Ｃに可変抵抗を設け、発娠周波数ｆ
を調整することにより、インピーダンスＺのばらつきを
補正することができる。
を調整することにより、インピーダンスＺのばらつきを
補正することができる。
本実施例装置では、トランジスタＱ１のデユーティ・フ
ァクタを制御することによって直流出力電圧を安定化し
ている。そして２次コイルＮｓ＋に発生する電圧 （Ｎｓ ＋ ／Ｎｐ ） ・Ｖ。
ァクタを制御することによって直流出力電圧を安定化し
ている。そして２次コイルＮｓ＋に発生する電圧 （Ｎｓ ＋ ／Ｎｐ ） ・Ｖ。
と、トランジスタＱ１のＯＮ時間との積が出力電圧Ｖ１
とＯＦＦ時間の積に等しい。
とＯＦＦ時間の積に等しい。
交流コイルＮＳ２に関しても変圧器の作用によって、誘
起電圧とその時間の積が正の半波とで等しくなる。ここ
で入力電圧・負荷の変化範囲が小さければ、１次側で発
生するパルスのデユーティ・ファクタの制御範囲が少な
くて済む。この場合には、Ｎ３２コイルに生じる交流電
圧の実行値もほぼ一定とみなでことができる。
起電圧とその時間の積が正の半波とで等しくなる。ここ
で入力電圧・負荷の変化範囲が小さければ、１次側で発
生するパルスのデユーティ・ファクタの制御範囲が少な
くて済む。この場合には、Ｎ３２コイルに生じる交流電
圧の実行値もほぼ一定とみなでことができる。
チョークコイルＬ２およびコンデンサＣ３を選定するこ
とによって入力電圧や負荷の変化に影響されず、はぼ一
定の電流を交流負荷ＲＪ２．に流すことができる。
とによって入力電圧や負荷の変化に影響されず、はぼ一
定の電流を交流負荷ＲＪ２．に流すことができる。
次に交流負荷ｆｌが蛍光ランプである場合の実施例を示
す。
す。
第５図において蛍光ランプのヒータには、変圧器のＮｓ
３ 、Ｎｓ ４である２つのヒータ用コイルから所定
のヒータ電圧が供給される。
３ 、Ｎｓ ４である２つのヒータ用コイルから所定
のヒータ電圧が供給される。
第６図はヒータ用変圧器Ｔｈを別に設けた例である。利
点としては、ヒータコイルの設計の自由度が高くなり、
ヒータ電圧の微調整が可能になる。
点としては、ヒータコイルの設計の自由度が高くなり、
ヒータ電圧の微調整が可能になる。
第７図ではヒータ電圧を所定の値に設定することができ
るように、ヒータに直列にインピーダンスとしてコンデ
ンサＣＭ ＋ 、ＣＨ２を接続している。
るように、ヒータに直列にインピーダンスとしてコンデ
ンサＣＭ ＋ 、ＣＨ２を接続している。
第５図の場合には、ヒータコイルが１〜２タ一ン程度で
済む。すると１ターン当たり数ボルトになる。コイルを
整数単位で設定すると、発生電圧が大幅に変わってしま
うことがあるが、第６図あるいは第７図に示した回路に
よると、これを改善することができる。
済む。すると１ターン当たり数ボルトになる。コイルを
整数単位で設定すると、発生電圧が大幅に変わってしま
うことがあるが、第６図あるいは第７図に示した回路に
よると、これを改善することができる。
続いて本実施例の変形例について説明する。
第８図に示した回路では、フィードバック電圧をトラン
スＴ３に設けたコイルＮＦからとる。
スＴ３に設けたコイルＮＦからとる。
同図においてＤｓは整流器、Ｃｓはフィルタ用のコンデ
ンサである。これにより１次〜２次間を絶縁するフォト
カプラが不要になる。
ンサである。これにより１次〜２次間を絶縁するフォト
カプラが不要になる。
また先の例では、蛍光ランプ点灯用のリレー接点を交流
負荷１’ｌと並列に接続したが、第９図に示したように
直列に接続することも可能である。
負荷１’ｌと並列に接続したが、第９図に示したように
直列に接続することも可能である。
この例においては、リレー接点Ｋａは蛍光ランプを点灯
させない間には、開放状態にしておく。
させない間には、開放状態にしておく。
そして蛍光ランプを点灯させるときには、接点を閉じる
。
。
このとき蛍光ランプは放電していないため、蛍光ランプ
に流れる電流はＯであり、コイルＮＳ２の電圧Ｅ２は全
部蛍光ランプに印加される。
に流れる電流はＯであり、コイルＮＳ２の電圧Ｅ２は全
部蛍光ランプに印加される。
そしてこの電圧は放電開始電圧よりも高いので、蛍光ラ
ンプは放電を開始する。蛍光ランプ電流が流れ始め、イ
ンピーダンスＺにより電圧Ｅ２が降下りる。従ってあら
かじめチョークコイルＬ２とコンデンサＣ３の伯を決め
てお（すば、蛍光ランプに所定の点灯電圧を印加するこ
とができる。
ンプは放電を開始する。蛍光ランプ電流が流れ始め、イ
ンピーダンスＺにより電圧Ｅ２が降下りる。従ってあら
かじめチョークコイルＬ２とコンデンサＣ３の伯を決め
てお（すば、蛍光ランプに所定の点灯電圧を印加するこ
とができる。
なお上述した例においては、交流負荷用の直列インピー
ダンスとして、チョークコイルし２およびコンデンナＣ
３を用いているが、これらの代りに、例えば第１０図に
示したように１つのチョークコイルＬ２だけ、あるいは
第１１図に示したように２つのチョークコイルＬｌ、ｌ
−２とコンデン゛すＣｓとを１字形に組合Ｕたものを用
いてもよい。
ダンスとして、チョークコイルし２およびコンデンナＣ
３を用いているが、これらの代りに、例えば第１０図に
示したように１つのチョークコイルＬ２だけ、あるいは
第１１図に示したように２つのチョークコイルＬｌ、ｌ
−２とコンデン゛すＣｓとを１字形に組合Ｕたものを用
いてもよい。
なおチョークコイルＬ２だけの場合には、負荷電流は正
弦波にはならない。
弦波にはならない。
また第１１図においてチョークコイルＬ２は電流を制限
するインピーダンスとして作用する。またコンデンサＣ
３とチョークコイルＬ３とは並列共振回路を構成する。
するインピーダンスとして作用する。またコンデンサＣ
３とチョークコイルＬ３とは並列共振回路を構成する。
並列共振回路の共振周波数・をスイッチング周波数に合
わせることにより、交流負荷Ｒ℃にはほぼ正弦波状の電
流を流すことができる。
わせることにより、交流負荷Ｒ℃にはほぼ正弦波状の電
流を流すことができる。
次に本発明の第２の実施例について説明する。
第１２図は、本発明の第２の実施例装置の構成を示ず回
路図であり、第３５図と共通する部分には、共通の符号
が付されている。
路図であり、第３５図と共通する部分には、共通の符号
が付されている。
同図においてＶｏは入力される直流、Ｑｌはスイッチン
グ１〜ランジスタ、Ｔ３はインバータトランス、Ｎｐは
その１次コイル、Ｎｓ＋は１次コイルＮｐと磁気結合さ
れた直流出力用の２次コイル、ＮＳ２は、同じく１次コ
イルＮｐと磁気結合された交流出力用の２次コイルであ
る。
グ１〜ランジスタ、Ｔ３はインバータトランス、Ｎｐは
その１次コイル、Ｎｓ＋は１次コイルＮｐと磁気結合さ
れた直流出力用の２次コイル、ＮＳ２は、同じく１次コ
イルＮｐと磁気結合された交流出力用の２次コイルであ
る。
またＤｌおよびＤｌは２次コイルＮｓ＋の整流用のタイ
オード、Ｌｌはチョークコイル、Ｃ１は平滑用のコンデ
ンサ、Ｌ２は２次コイル、ＮＳ２のチョークコイル、Ｃ
３はフィルタ用のコンデンサ、Ｋｂはリレー接点、８℃
は交流負荷（蛍光ランプ）である。
オード、Ｌｌはチョークコイル、Ｃ１は平滑用のコンデ
ンサ、Ｌ２は２次コイル、ＮＳ２のチョークコイル、Ｃ
３はフィルタ用のコンデンサ、Ｋｂはリレー接点、８℃
は交流負荷（蛍光ランプ）である。
さらにＡ１は２次コイルＮｓ＋の出力する直流と基準電
圧ＶＰ１とを比較してその差に応じた信号を出力する誤
差増幅回路、Ｏ２０は三角波を発生する発振回路、ＰＷ
Ｍは誤差増幅回路Ａ１の出力する信号と発振回路Ｏ８Ｃ
の出力する三角波とを比較し、両信号のクロス点の移動
に応じて幅が変化するようなパルスを出力するパルス幅
変調回路、ＤＲは前記パルスを増幅してトランジスタＱ
１のベースに加えるドライブ回路である。
圧ＶＰ１とを比較してその差に応じた信号を出力する誤
差増幅回路、Ｏ２０は三角波を発生する発振回路、ＰＷ
Ｍは誤差増幅回路Ａ１の出力する信号と発振回路Ｏ８Ｃ
の出力する三角波とを比較し、両信号のクロス点の移動
に応じて幅が変化するようなパルスを出力するパルス幅
変調回路、ＤＲは前記パルスを増幅してトランジスタＱ
１のベースに加えるドライブ回路である。
本実施例の安定化電源装置では、トランジスタＱ１のデ
ユーティ・ファクタが直流出力電圧Ｖ１を一定にするよ
うに制御される。この点に関しては第１の発明と同様で
ある。
ユーティ・ファクタが直流出力電圧Ｖ１を一定にするよ
うに制御される。この点に関しては第１の発明と同様で
ある。
まず蛍光ランプに交流電圧を印加する方法を述べる。
トランジスタＱ１がＯＮ状態のとき、コイルＮｓ２の電
圧Ｅ２の正の半波がチョークコイルＬ２、コンデンサＣ
３を通して蛍光ランプにかかる。トランジスタＱ１がＯ
ＦＦ状態になると、トランスＴ３の逆起電力によってＥ
２の電圧の負の半波が蛍光ランプにかかる。
圧Ｅ２の正の半波がチョークコイルＬ２、コンデンサＣ
３を通して蛍光ランプにかかる。トランジスタＱ１がＯ
ＦＦ状態になると、トランスＴ３の逆起電力によってＥ
２の電圧の負の半波が蛍光ランプにかかる。
なお負の半波ではトランジスタＱ１がＯＦＦ状態である
ため、入力からはエネルギをもらうことができない。ま
た負の半波の電圧は、トランスＴ３の励磁エネルギと、
正の期間の終りにチョークコイルＬ２とコンデンナＣ３
とに蓄積された磁電および静電エネルギとによって作ら
れる。
ため、入力からはエネルギをもらうことができない。ま
た負の半波の電圧は、トランスＴ３の励磁エネルギと、
正の期間の終りにチョークコイルＬ２とコンデンナＣ３
とに蓄積された磁電および静電エネルギとによって作ら
れる。
正の期間の終りにあった励磁エネルギとチョークコイル
Ｌ２およびコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギとが、
負の半波期間ですへて蛍光ランプに吸収されるとは限ら
ない。
Ｌ２およびコンデンサＣ３に蓄えられたエネルギとが、
負の半波期間ですへて蛍光ランプに吸収されるとは限ら
ない。
余分なエネルギは負の期間の終りに再びチョークコイル
Ｌ２とコンデンサＣ３とに蓄えられるが、一部は負の期
間中に１次側に設りたスナバ回路５Ｎ（１〜ランジスタ
にかかるストレスを減らすために設けたコンデンナ、抵
抗、コイルとからなる緩衝回路）にＪ：り消費される。
Ｌ２とコンデンサＣ３とに蓄えられるが、一部は負の期
間中に１次側に設りたスナバ回路５Ｎ（１〜ランジスタ
にかかるストレスを減らすために設けたコンデンナ、抵
抗、コイルとからなる緩衝回路）にＪ：り消費される。
なおスナバ回路ＳＮのロスを低減するには、第１３図に
示したように１次コイルＮＰ ＋と結合したリセットコ
イルＮＰ ３を設け、このリセットコイルＮＰ ３を経
由してエネルギを入力ラインに戻す方法を使うとよい。
示したように１次コイルＮＰ ＋と結合したリセットコ
イルＮＰ ３を設け、このリセットコイルＮＰ ３を経
由してエネルギを入力ラインに戻す方法を使うとよい。
正の半波と負の半波とで蛍光ランプの電圧波形を等しく
したい場合には、負の半波にも１次側からエネルギを供
給する。
したい場合には、負の半波にも１次側からエネルギを供
給する。
このためにはトランスＴ３の磁路にギャップを設けて励
磁エネルギを大きくし、このエネルギで負の半波期間に
必要なコイルＮＳ２の電力を賄うようにする。
磁エネルギを大きくし、このエネルギで負の半波期間に
必要なコイルＮＳ２の電力を賄うようにする。
ブツシュ・プル型、ハーフ・ブリッジ型等、トランスＴ
３の１次側のスイッチング回路が２石式である場合には
、正の半波と負の半波のエネルギは、２個のトランジス
タを交互にＯＮさせることによって、入力から供給する
ことができる。
３の１次側のスイッチング回路が２石式である場合には
、正の半波と負の半波のエネルギは、２個のトランジス
タを交互にＯＮさせることによって、入力から供給する
ことができる。
したがって励磁エネルギに頼る必要はなく、前述したよ
うな磁路のギャップは不要である。
うな磁路のギャップは不要である。
２石式の一例として、第１４図および第１５図にプッシ
ュプル型およびハーフブリッジ型の場合を示す。
ュプル型およびハーフブリッジ型の場合を示す。
なお図中１−ランジスタＱ＋ 、Ｃ２に並列に接続され
たダイオードＤ３、Ｄ４は交流回路のエネルギを入力端
に帰還させるためのものである。
たダイオードＤ３、Ｄ４は交流回路のエネルギを入力端
に帰還させるためのものである。
すなわち従来では、交流負荷ＲＪ２には定電流を流した
が、本実施例ではスイッチング周波数を初期設定して交
流負荷Ｒβに流れる電流が規定の値になるＪ：うにする
。
が、本実施例ではスイッチング周波数を初期設定して交
流負荷Ｒβに流れる電流が規定の値になるＪ：うにする
。
例えば発振回路Ｏ８Ｃに可変抵抗を設け、発振周波ｖｌ
ｆを調整することにより、インピーダンスＺのばらつき
を補正することができる。
ｆを調整することにより、インピーダンスＺのばらつき
を補正することができる。
本実施例の方式では、デユーティ・ファクタを制御する
ことによって直流出力電圧を安定化している。２次コイ
ルＮｓ＋に発生する電圧とトランジスタＱ１のＯＮ時間
との積が、入力電圧・負荷の変化によらず、はぼ一定に
なるように制御していることになる。
ことによって直流出力電圧を安定化している。２次コイ
ルＮｓ＋に発生する電圧とトランジスタＱ１のＯＮ時間
との積が、入力電圧・負荷の変化によらず、はぼ一定に
なるように制御していることになる。
交流電圧用の２次コイルＮｓ２に関しても、トランスＴ
３の作用によって誘起電圧とＯＮ時間との積が一定にな
る。
３の作用によって誘起電圧とＯＮ時間との積が一定にな
る。
入力電圧・負荷の変化範囲が小さければ、１次側で発生
するパルスのデユーティ・ファクタの制御範囲が狭くな
る。この場合には、コイルＮＳ２に生じる交流電圧の実
効値もほぼ一定とみなすことができる。チョークコイル
Ｌ２およびコンデンサＣ３を選定することにより、入力
電圧や負荷の変化に影響されず、はぼ所定の電流を交流
負荷に流すことができる。
するパルスのデユーティ・ファクタの制御範囲が狭くな
る。この場合には、コイルＮＳ２に生じる交流電圧の実
効値もほぼ一定とみなすことができる。チョークコイル
Ｌ２およびコンデンサＣ３を選定することにより、入力
電圧や負荷の変化に影響されず、はぼ所定の電流を交流
負荷に流すことができる。
次に交流負荷Ｒ℃が蛍光ランプである場合の実施例を示
す。
す。
第１６図において蛍光ランプのヒータには、変圧器のＮ
Ｓ ３ 、Ｎｓ ４である２つのヒータ用コイルから所
定のヒータ電圧が供給される。
Ｓ ３ 、Ｎｓ ４である２つのヒータ用コイルから所
定のヒータ電圧が供給される。
第１７図はヒータ用変圧器Ｔｈを別に設けた例である。
利点としては、ヒータコイルの設計の自由度が高くなり
、ヒータ電圧の微調整が可能になる。
、ヒータ電圧の微調整が可能になる。
第１８図ではヒータ電圧を所定の値に設定することがで
きるにうに、ヒータに直列にインピーダンスとしてコン
デン’ｆｃＨ＋ 、ＣＨ２を接続した例を示す。
きるにうに、ヒータに直列にインピーダンスとしてコン
デン’ｆｃＨ＋ 、ＣＨ２を接続した例を示す。
第１６図の場合には、ヒータコイルが１〜２タ一ン程度
で済む。すると１ターン当たり数ボルトになる。コイル
を整数単位で設定すると、発生電圧が大幅に変わってし
まうことがあるが、第１７図あるいは第１８図に示した
回路によるとこれを改善することができる。
で済む。すると１ターン当たり数ボルトになる。コイル
を整数単位で設定すると、発生電圧が大幅に変わってし
まうことがあるが、第１７図あるいは第１８図に示した
回路によるとこれを改善することができる。
なお本実施例では１次コイル側の構成が、いわゆるフォ
ワード型のインバータにされているが、本発明はこれに
限定されることなく、第１４図に示したプッシュプル型
や第１５図に示したハーフブリッジ型のインバータある
いはフルブリッジ型のインバータに対しても同様に適用
することができる。
ワード型のインバータにされているが、本発明はこれに
限定されることなく、第１４図に示したプッシュプル型
や第１５図に示したハーフブリッジ型のインバータある
いはフルブリッジ型のインバータに対しても同様に適用
することができる。
先の実施例では、蛍光ランプ点灯用のリレー接点を交流
負荷Ｒ℃と並列に接続したが、第１９図に示したように
直列に接続することも可能である。
負荷Ｒ℃と並列に接続したが、第１９図に示したように
直列に接続することも可能である。
この例においては、リレー接点Ｋａは蛍光ランプを点灯
させない間には、開放状態にしておく。
させない間には、開放状態にしておく。
そして蛍光ランプを点灯させるときには、接点を閉じる
。
。
このとぎ蛍光ランプは放電していないため、蛍光ランプ
に流れる電流はＯであり、コイルＮＳ２の電圧Ｅ２は全
部蛍光ランプに印加される。
に流れる電流はＯであり、コイルＮＳ２の電圧Ｅ２は全
部蛍光ランプに印加される。
そしてこの電圧は放電開始電圧より・ｂ高いので、蛍光
ランプは放電を開始する。蛍光ランプ電流が流れ始め、
インピーダンスＺにより電圧Ｅ２が硬化する。
ランプは放電を開始する。蛍光ランプ電流が流れ始め、
インピーダンスＺにより電圧Ｅ２が硬化する。
従ってあらかじめチョークコイルＬ２とコンデンサＣ３
の値を決めておけば、蛍光ランプに所定の点灯電圧を印
加することができる。
の値を決めておけば、蛍光ランプに所定の点灯電圧を印
加することができる。
なお上述した例においては、交流負荷用の直列インピー
ダンスとして、チョークコイルＬ２およびコンデンナＣ
３を用いているが、これらの代りにチョークコイル１つ
だけにしたり、あるいは第２０図に示したように２つの
チョークコイルＬ１、Ｌ２とコンデンーリＣ３とをＬ字
形に組合せたものを用いてもよい。
ダンスとして、チョークコイルＬ２およびコンデンナＣ
３を用いているが、これらの代りにチョークコイル１つ
だけにしたり、あるいは第２０図に示したように２つの
チョークコイルＬ１、Ｌ２とコンデンーリＣ３とをＬ字
形に組合せたものを用いてもよい。
なおチョークコイルが１つだけの場合には、負荷電流は
正弦波にはならない。
正弦波にはならない。
また第２０図においてチョークコイルＬ２は電流を制限
するインピーダンスとして作用し、コンデンサＣ３とチ
ョークコイルＬ３とは並列共振回路を構成する。
するインピーダンスとして作用し、コンデンサＣ３とチ
ョークコイルＬ３とは並列共振回路を構成する。
並列共振回路の共振周波数をスイツヂング周波数に合わ
せることにより、交流角ＲＲｆ！、には、はぼ正弦波状
の電流を流すことができる。
せることにより、交流角ＲＲｆ！、には、はぼ正弦波状
の電流を流すことができる。
ところで一般的な安定化電源装置において、出力電圧を
フィードバックしない出力チャンネルでは、チョークコ
イルの電流が断続すると、出力電圧の変動が大きくなる
。これを改善するために、負荷変動の大きな出力チャン
ネルについては、チョークコイルのインダクタンスを大
きくするなどの対策が必要である。
フィードバックしない出力チャンネルでは、チョークコ
イルの電流が断続すると、出力電圧の変動が大きくなる
。これを改善するために、負荷変動の大きな出力チャン
ネルについては、チョークコイルのインダクタンスを大
きくするなどの対策が必要である。
ところがチョークコイルはすべての出力チャンネルに必
要であり、チョークコイルの合計のサイズが大きくなる
という欠点がある。これらに対する解決策として、電流
型コンバータが必げられる。
要であり、チョークコイルの合計のサイズが大きくなる
という欠点がある。これらに対する解決策として、電流
型コンバータが必げられる。
電流型コンバータは各出力チャンネルのチョークコイル
をスイッチングトランジスタの入力側に移した方式であ
り、チョークコイルが１つで済む。
をスイッチングトランジスタの入力側に移した方式であ
り、チョークコイルが１つで済む。
このため出力直流電源において、チョークコイルの寸法
を小さく済ませられるという利点がある。
を小さく済ませられるという利点がある。
こうした事実を前提として本発明の第３の実施例として
の安定化電源装置について説明する。
の安定化電源装置について説明する。
第２１図は本発明の第３の実施例の構成を示す回路図で
あり、第３５図と共通する部分には共通の符号がイ」さ
れている。
あり、第３５図と共通する部分には共通の符号がイ」さ
れている。
同図において、Ｖｏは入力される直流、［４は入力用チ
ョークコイル、ＮＬｌはチョークコイルＬ４の１次コイ
ル、Ｎｌ２はチョークコイルＬ４の２次コイル、Ｄ３は
Ｎｌ２に直列に接続されたダイオード、Ｑｌ、Ｃ２はス
イッチングトランジスタ、Ｔ３はインバータトランス、
ＮＰ １、ＮＰ２はその１次コイルであり、Ｎｓ ｓ
、Ｎｓ ６は１次コイルＮＰ ＋ 、Ｎｐ ２と磁気結
合された直流出力用の２次コイル、ＮＳ２は同じく１次
コイルＮＰ１およびＮｐ ２と磁気結合された交流出力
用の２次コイルである。
ョークコイル、ＮＬｌはチョークコイルＬ４の１次コイ
ル、Ｎｌ２はチョークコイルＬ４の２次コイル、Ｄ３は
Ｎｌ２に直列に接続されたダイオード、Ｑｌ、Ｃ２はス
イッチングトランジスタ、Ｔ３はインバータトランス、
ＮＰ １、ＮＰ２はその１次コイルであり、Ｎｓ ｓ
、Ｎｓ ６は１次コイルＮＰ ＋ 、Ｎｐ ２と磁気結
合された直流出力用の２次コイル、ＮＳ２は同じく１次
コイルＮＰ１およびＮｐ ２と磁気結合された交流出力
用の２次コイルである。
またＤｌおよびＤ２は、２次コイルＮｓｓおよびＮＳｓ
の整流タイオード、Ｃ１は平滑用コンデンサ、Ｌ２は２
次コイルＮＳ２のチョークコイル、Ｃ３はフィルタ用の
コンデンサ、Ｋｂはリレーの接点、Ｒβは交流負荷であ
る。
の整流タイオード、Ｃ１は平滑用コンデンサ、Ｌ２は２
次コイルＮＳ２のチョークコイル、Ｃ３はフィルタ用の
コンデンサ、Ｋｂはリレーの接点、Ｒβは交流負荷であ
る。
さらにＡ１は２次コイルＮＳ ５ 、Ｎｓ ６の出力す
る直流と基準電圧ＶＩ！１とを比較してその外に応じた
信号を出力する誤差増幅回路、Ｏ２０は三角波を発生す
る発振回路、ＰＷＭは誤差増幅回路Ａ１が出力する信号
と発振回路Ｏ８Ｃが出力する三角波とを比較し、両信号
のクロス点の移動に応じて幅が変化するようなパルスを
出力するパルス幅変調回路、ＤＲ＋ 、ＤＲ２は前記パ
ルスを増幅してトランジスタＱ１、Ｃ２のベースに加え
るドライブ回路である。
る直流と基準電圧ＶＩ！１とを比較してその外に応じた
信号を出力する誤差増幅回路、Ｏ２０は三角波を発生す
る発振回路、ＰＷＭは誤差増幅回路Ａ１が出力する信号
と発振回路Ｏ８Ｃが出力する三角波とを比較し、両信号
のクロス点の移動に応じて幅が変化するようなパルスを
出力するパルス幅変調回路、ＤＲ＋ 、ＤＲ２は前記パ
ルスを増幅してトランジスタＱ１、Ｃ２のベースに加え
るドライブ回路である。
そして本実施例の安定化電源装置においては、トランジ
スタＱ１、Ｃ２のデユーティ・ファクタが、直流出力電
圧■１を一定にするように制御される。これはトランジ
スタＱ＋ 、Ｃ２のＯＮ時間をパルス幅変調することに
より行なう。
スタＱ１、Ｃ２のデユーティ・ファクタが、直流出力電
圧■１を一定にするように制御される。これはトランジ
スタＱ＋ 、Ｃ２のＯＮ時間をパルス幅変調することに
より行なう。
まずチョークコイルＬ４の動作を説明する。
チョークコイルＬ４は入力電流を一定にするＪ：うに電
流を抑える働きがある。トランジスタがＯＮ状態のとき
、チョークコイルＬ４にエネルギが蓄えられる。そして
チョークコイルＬ４に蓄えられたエネルギは１〜ランジ
スタＱ＋ 、Ｃ２が共にＯＦＦ状態のとき、エネルギ帰
還コイルＮＬ２を介して入力電源ｖｏに戻される。
流を抑える働きがある。トランジスタがＯＮ状態のとき
、チョークコイルＬ４にエネルギが蓄えられる。そして
チョークコイルＬ４に蓄えられたエネルギは１〜ランジ
スタＱ＋ 、Ｃ２が共にＯＦＦ状態のとき、エネルギ帰
還コイルＮＬ２を介して入力電源ｖｏに戻される。
このようにしてトランスＴ３の１次コイルに印加する電
圧が一定になり、各２次コイルには巻数比に比例した電
圧が誘起され、比例した直流出力電圧が生じる。
圧が一定になり、各２次コイルには巻数比に比例した電
圧が誘起され、比例した直流出力電圧が生じる。
これらの直流出力電圧は、負荷の大小に関係なく、はぼ
一定になる。
一定になる。
このように入力チョークコイルは全出力分を一括して電
流を抑えている。
流を抑えている。
本実施例の動作は先に述べた第１および第２の発明装置
のそれとほぼ同様であり、トランジスタＱ１およびＣ２
のデユーディ・ファクタを制御することによって直流出
力電圧を安定化している。
のそれとほぼ同様であり、トランジスタＱ１およびＣ２
のデユーディ・ファクタを制御することによって直流出
力電圧を安定化している。
すなわ５２次コイルＮｓ ｓ 、Ｎｓ ６に発生する電
圧と、トランジスタＱ１、Ｃ２のＯＮ時間との積が、入
力電圧・負荷の変化ににらザはぼ一定になるように制御
している。
圧と、トランジスタＱ１、Ｃ２のＯＮ時間との積が、入
力電圧・負荷の変化ににらザはぼ一定になるように制御
している。
交流電圧コイルＮＳ２に関しても、トランスＴ３の作用
によって誘起電圧とＯＮ時間の積が一定になる。入力電
圧・負荷の範囲が小さければ、１次側で発生するパルス
のデユーティ・）７クタの制御範囲が狭くて済む。
によって誘起電圧とＯＮ時間の積が一定になる。入力電
圧・負荷の範囲が小さければ、１次側で発生するパルス
のデユーティ・）７クタの制御範囲が狭くて済む。
この場合には、Ｎ３２コイルに生じる交流電圧の実効値
はぼ一定とみなすことができる。チョークコイルＬ２、
コンデンナＣ３を適宜選択することにより、入力電圧や
負荷の変化に影響されず、はぼ所定の電流を交流負荷Ｒ
Ｊ２に流すことができる。
はぼ一定とみなすことができる。チョークコイルＬ２、
コンデンナＣ３を適宜選択することにより、入力電圧や
負荷の変化に影響されず、はぼ所定の電流を交流負荷Ｒ
Ｊ２に流すことができる。
次に交流負荷Ｒλが蛍光ランプでおる場合の実施例を示
す。
す。
第２２図において蛍光ランプのヒータには、変圧器のＮ
Ｓ３、ＮＳ４である２つのヒータ用コイルから所定のヒ
ータ電圧が供給される。
Ｓ３、ＮＳ４である２つのヒータ用コイルから所定のヒ
ータ電圧が供給される。
第２３図はヒータ用変圧器Ｔｈを別に設けた例である。
利点としては、ヒータコイルの設計の自由度が高くなり
、ヒータ電圧の微調整が可能になる。
、ヒータ電圧の微調整が可能になる。
第２４図ではヒータ電圧を所定の値に設定することがで
きるように、ヒータに直列にインピーダンスとしてコン
デンサ゛（１＋ 、ＣＨ２を接続した例を示す。
きるように、ヒータに直列にインピーダンスとしてコン
デンサ゛（１＋ 、ＣＨ２を接続した例を示す。
第２２図の場合には、ヒータコイルが１〜２タ一ン程度
で済む。づると１ターン当たり数ボルトになる。コイル
を整数単位で設定すると、発生電圧が大幅に変わってし
まうことがあるが、第２３図あるいは第２４図に示した
回路によるとこれを改正することができる。
で済む。づると１ターン当たり数ボルトになる。コイル
を整数単位で設定すると、発生電圧が大幅に変わってし
まうことがあるが、第２３図あるいは第２４図に示した
回路によるとこれを改正することができる。
本実施例の変形例について説明する。
第２５図では、チョークコイルＴ３のエネルギは、トラ
ンジスタＱ＋ 、Ｑ２がＯＦＦ状態のとき、ｖｌから出
力される。
ンジスタＱ＋ 、Ｑ２がＯＦＦ状態のとき、ｖｌから出
力される。
第２６図の例では、チョークコイルＬ４には帰還コイル
を設けていない。この場合、トランジスタＱ＋ 、Ｑ２
は必ずデユーディ・）７クタが５０％〜１００％の間で
ドライブされる。
を設けていない。この場合、トランジスタＱ＋ 、Ｑ２
は必ずデユーディ・）７クタが５０％〜１００％の間で
ドライブされる。
このためトランジスタＱ１、Ｑ２は同時にＯＮ状態にな
る期間がある。この期間にはトランス゛「３の１次コイ
ルは２つの１〜ランジスタで短絡され、入力電圧を負担
せずにチョークコイルＬ４がすべてＶｏを負担する。ト
ランジスタＱ１、Ｑ２がＯＦＦ状態になると、チョーク
コイルＬ４のエネルギが入力エネルギと加算されて、ト
ランスＴ３の１次コイルに印加され、２次側へ伝達され
る。
る期間がある。この期間にはトランス゛「３の１次コイ
ルは２つの１〜ランジスタで短絡され、入力電圧を負担
せずにチョークコイルＬ４がすべてＶｏを負担する。ト
ランジスタＱ１、Ｑ２がＯＦＦ状態になると、チョーク
コイルＬ４のエネルギが入力エネルギと加算されて、ト
ランスＴ３の１次コイルに印加され、２次側へ伝達され
る。
先の実施例では、蛍光ランプ点灯用のリレー接点を交流
負荷Ｒβと並列に接続したが、第２７図に示したように
直列に接続することも可能である。
負荷Ｒβと並列に接続したが、第２７図に示したように
直列に接続することも可能である。
この例においては、リレー接点Ｋａは蛍光ランプを点灯
させない間には開放状態にしておく。そして蛍光ランプ
を点灯させるとぎには、接点を閉じる。
させない間には開放状態にしておく。そして蛍光ランプ
を点灯させるとぎには、接点を閉じる。
このとき蛍光ランプは放電していないため、蛍光ランプ
に流れる電流はＯでおり、コイルＮＳ２の圧Ｅ２は全部
蛍光ランプに印加される。
に流れる電流はＯでおり、コイルＮＳ２の圧Ｅ２は全部
蛍光ランプに印加される。
そしてこの電圧は放電開始電圧よりも高いので、蛍光ラ
ンプは放電を開始する。蛍光ランプ電流が流れ始め、イ
ンピーダンスＺにより電圧Ｅ２が降下する。従ってあら
かじめチョークコイルＬ２とコンデンサ゛Ｃ３の値を決
めておりば、蛍光ランプに所定の点灯電圧を印加するこ
とができる。
ンプは放電を開始する。蛍光ランプ電流が流れ始め、イ
ンピーダンスＺにより電圧Ｅ２が降下する。従ってあら
かじめチョークコイルＬ２とコンデンサ゛Ｃ３の値を決
めておりば、蛍光ランプに所定の点灯電圧を印加するこ
とができる。
なお上述した例においては、交流負荷用の直列インピー
ダンスとして、チョーク−１イルし２およびコンデンサ
Ｃ３を用いているが、こ机らの代りに例えば第２８図に
示したようにチョークコイル１−２を１つだけ、あるい
は第２９図に示したように２つのチョークコイルＬｌ、
Ｌ２とコンデンサＣ３とを１字形に組合せたものを用い
てもよい。
ダンスとして、チョーク−１イルし２およびコンデンサ
Ｃ３を用いているが、こ机らの代りに例えば第２８図に
示したようにチョークコイル１−２を１つだけ、あるい
は第２９図に示したように２つのチョークコイルＬｌ、
Ｌ２とコンデンサＣ３とを１字形に組合せたものを用い
てもよい。
なおチョークコイルＬ２だけの場合には、負荷電流は正
弦波にはならない。
弦波にはならない。
また第２９図においてチョークコイルＬ２は電流を制限
するインピーダンスとしても作用する。
するインピーダンスとしても作用する。
またコンデンサＣ３とチョークコイルＬ３とは並列共振
回路を構成する。
回路を構成する。
並列共振回路の共振周波数をスイッチング周波数にあわ
′Ｕることにより、交流負荷Ｒλには、はぼ正弦波状の
電流を流すことができる。
′Ｕることにより、交流負荷Ｒλには、はぼ正弦波状の
電流を流すことができる。
第３０図はスイッチングトランジスタが１個であるフＡ
ワードコンバータに本実施例を適用した場合を示す図で
ある。
ワードコンバータに本実施例を適用した場合を示す図で
ある。
同図において［４は入力用チョーク」イルであり、他は
第２１図と同様な構成であるが、この場合、トランスＴ
３はトランジスタＱ１がＯＮ状態になったとき、コイル
ＮＰ ＋によって励磁されるが、Ｂ −Ｈカーブ上でＯ
から片方向にしか磁化されない。この点がスイッチング
トランジスタを２個用いている第２１図の場合と異なっ
ている。
第２１図と同様な構成であるが、この場合、トランスＴ
３はトランジスタＱ１がＯＮ状態になったとき、コイル
ＮＰ ＋によって励磁されるが、Ｂ −Ｈカーブ上でＯ
から片方向にしか磁化されない。この点がスイッチング
トランジスタを２個用いている第２１図の場合と異なっ
ている。
トランジスタＱ１がＯＦＦ状態になった後、トランスＴ
３の励磁エネルギはコイルＮＰ２からダイオードＤ２を
介して負荷チャンネルＶ１に移される。このとぎ励磁エ
ネルギの一部はコイルＮｓ２を通して交流負荷Ｒβにも
供給される。このようにして交流負荷１’ｌにはコイル
ＮＳ２により交流電圧波形が生じる。交流電圧波形は正
の半波にはコイルＮＳｓを通して、負の半波にはコイル
ＮＰ２を通して共にＶｌでクランプされる。
３の励磁エネルギはコイルＮＰ２からダイオードＤ２を
介して負荷チャンネルＶ１に移される。このとぎ励磁エ
ネルギの一部はコイルＮｓ２を通して交流負荷Ｒβにも
供給される。このようにして交流負荷１’ｌにはコイル
ＮＳ２により交流電圧波形が生じる。交流電圧波形は正
の半波にはコイルＮＳｓを通して、負の半波にはコイル
ＮＰ２を通して共にＶｌでクランプされる。
コイルＮＳ２の電圧波形は、正負に応じて、（Ｎｓ ２
／Ｎｓ ｓ ） Ｖ＋、（Ｎｓ ２ ／ＮＰ ｚ ）
ｖｌとなる。そして巻回数の間に、 Ｎｓ ｓ ＝ＮＰ ２ を成立さぼることによって、ＮＳ２の交流電圧波形を正
負で等しくすることができる。
／Ｎｓ ｓ ） Ｖ＋、（Ｎｓ ２ ／ＮＰ ｚ ）
ｖｌとなる。そして巻回数の間に、 Ｎｓ ｓ ＝ＮＰ ２ を成立さぼることによって、ＮＳ２の交流電圧波形を正
負で等しくすることができる。
第３１図ではトランスＴ３の励磁エネルギの放出をコイ
ルＮｓ６で行なっている。この場合、巻回数を、 ＮＳ ５ ＝ＮＳ ６ と選択することにより、コイルＮＳ２の交流電圧波形を
正負で等しくすることができる。
ルＮｓ６で行なっている。この場合、巻回数を、 ＮＳ ５ ＝ＮＳ ６ と選択することにより、コイルＮＳ２の交流電圧波形を
正負で等しくすることができる。
第３２図はトランスＴ３の励磁エネルギの一部を、ダイ
オードＤ５、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ５かうなる電圧ク
ランプ回路により吸収するようにした例である。
オードＤ５、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ５かうなる電圧ク
ランプ回路により吸収するようにした例である。
この例ではコンデンサＣ５、抵抗Ｒ５の定数を適当に選
ぶことにより、コイルＮＰの逆起電力を（Ｎｐ ／Ｎｓ
ｓ ） Ｖ＋とすることができる。
ぶことにより、コイルＮＰの逆起電力を（Ｎｐ ／Ｎｓ
ｓ ） Ｖ＋とすることができる。
これによってトランジスタＱ１がＯＮ状態の時のコイル
ＮＳｓの起電力がＶｌ、１〜ランジスタＱ１がＯＦＦ状
態の時のコイルＮｓの起電九が−ｖ１となる。
ＮＳｓの起電力がＶｌ、１〜ランジスタＱ１がＯＦＦ状
態の時のコイルＮｓの起電九が−ｖ１となる。
同様にコイルＮＳ２にも正負の振幅が等しい交流電圧波
形が生じる。
形が生じる。
なお第３０図の例では、トランジスタＱ１がＯＦＦ状態
になっているときには、交流コイルＮＳ２から交流負荷
Ｒλへ供給されるエネルギはすべてトランスＴ３の励磁
エネルギである。
になっているときには、交流コイルＮＳ２から交流負荷
Ｒλへ供給されるエネルギはすべてトランスＴ３の励磁
エネルギである。
このためトランスＴ３は、たとえば磁路に空隙を設ける
等の手段によって、交流負荷の半波の電力を賄えるだ【
ブの励磁エネルギを持たせるようにしなければならない
。
等の手段によって、交流負荷の半波の電力を賄えるだ【
ブの励磁エネルギを持たせるようにしなければならない
。
第３３図は、トランスＴ３のエネルギを、コイルＮｓｓ
を介して消費させる伯の方法を示す図である。
を介して消費させる伯の方法を示す図である。
すなわちコイルＮＳｓに直列にダイオードブリッジＤＢ
をｎ渇プることにより、トランジスタＱ１がＯＮ状態に
なっている時も、トランジスタＱ１がＯＦＦ状態になっ
ているとぎも、コイル電圧を出力側へ導くことができる
。
をｎ渇プることにより、トランジスタＱ１がＯＮ状態に
なっている時も、トランジスタＱ１がＯＦＦ状態になっ
ているとぎも、コイル電圧を出力側へ導くことができる
。
ダイオードブリッジはその全波整流作用によって、コイ
ル電圧を、正の半波と負の半波とも負荷に供給すること
ができる。
ル電圧を、正の半波と負の半波とも負荷に供給すること
ができる。
これによってコイルＮｓｓの誘起電圧は正の半波および
負の半波ともに出力電圧Ｖ１にクランプされる。
負の半波ともに出力電圧Ｖ１にクランプされる。
したがってコイルＮＳ２に・し正負の等しい交流電圧を
発生さＵることかできる。
発生さＵることかできる。
第３４図はトランスの励磁エネルギの一部を入ノ〕に帰
還する方式を示す図である。
還する方式を示す図である。
同図においてＮＰ ２は帰還コイルであり、ダイオード
Ｄ５を介して励磁エネルギを入力へ帰還させる。
Ｄ５を介して励磁エネルギを入力へ帰還させる。
この例においてコイルＮＳ２に誘起する交流の正負の振
幅は等しくない。
幅は等しくない。
しかしながらこのようなコイル電圧に関して、正の電圧
時間積と負の電圧■）間積とは等しくなり、交流負荷Ｒ
ぶには正負の電圧のエネルギを等しくして電力をかける
ことができる。
時間積と負の電圧■）間積とは等しくなり、交流負荷Ｒ
ぶには正負の電圧のエネルギを等しくして電力をかける
ことができる。
［発明の効果］
以上説明したように本発明装置は、スイッチング回路が
１つにされているため回路構成が単純であり、製造コス
トが低い。
１つにされているため回路構成が単純であり、製造コス
トが低い。
第１図は本発明の第１の実施例を示１回路図、第２図は
同装置のスイッチング動作について説明する図、第３図
は同装置の入力電圧と基体波電圧振幅の関係を示す図、
第４図は同装置におけるインピーダンス回路の作用を示
す図、第５図・〜第７図は同装置における蛍光ランプ点
灯回路の構成例を示す回路図、第８図は第１の実施例の
変形例装置の構成を示す回路図、第９図は同装置にお【
ブるリレー接点の介挿位置の伯の例を示す回路図、第１
０図および第１１図は同装置の一部構成を具体的に示す
回路図、第１２図は本発明の第２の実施例装置の構成を
示す回路図、第１３図〜第１５図は第２の実施例の変形
例装置の構成を示す回路図、第１６図〜第１８図は同装
置における蛍光ランプ点灯回路の構成例を示す回路図、
第１９図は同装置におけるリレー接点の介挿装置の他の
例を示す回路図、第２０図は同装置におけるインピーダ
ンス回路の他の構成例を示す回路図、第２１図は本発明
の第３の実施例装置の構成を示す回路図、第２２図〜第
２４図は同装置における蛍光ランプ点灯回路の構成例を
承り回路図、第２５図および第２６図は第３の実施例装
置の変形例装置の構成を示１回路図、第２７図は同装置
の他の変形例装置の構成を示す回路図、第２８図（１３
Ｊ、び第２９図は同装置にお（プるインピーダンス回路
の他の構成例を示す回路図、第３０図〜第３４図は本発
明の第３の実施例装置のさらに他の変形例装置の半成を
示ず回路図、第３５図は従来の安定化電源装置の構成の
一例を示す回路図である。 Ｖｏ・・・・・・入力直流 Ｌ・・・・・・・・・チョークコイル ＮＰ・・・・・・１次コイル Ｎｓ・・・・・・２次コイル Ｄ・・・・・・・・・ダイオード Ｑ・・・・・・・・・スイッチングトランジスタＴ・・
・・・・・・・インバータトランスＣ・・・・・・・・
・コンデンサ Ｋ・・・・・・・・・リレー接点 Ｒλ・・・・・・交流負荷 Ａ１・・・・・・誤差増幅回路 Ｏ２０・・・発搬回路 ＰＷＭ・・・パルス幅変調回路 ＤＲ・・・・・・ドライブ回路 出願人 株式会社 東芝 第２図 （注） Ａｇｏ：Ｖｏ＝蛮における 基本放電圧振幅 へ１：邸波電圧振幅 第３図 第４図 第５図 − 」 へ ７１＋ 工 乙 乙 第１１図 第１６図 第６図 第２０図 第２２図 第２４図 第２７図 ′−Ｚ 第２８図 ｚ 第２９図 第３２図 第３３図 乏 第３４図 第３５図
同装置のスイッチング動作について説明する図、第３図
は同装置の入力電圧と基体波電圧振幅の関係を示す図、
第４図は同装置におけるインピーダンス回路の作用を示
す図、第５図・〜第７図は同装置における蛍光ランプ点
灯回路の構成例を示す回路図、第８図は第１の実施例の
変形例装置の構成を示す回路図、第９図は同装置にお【
ブるリレー接点の介挿位置の伯の例を示す回路図、第１
０図および第１１図は同装置の一部構成を具体的に示す
回路図、第１２図は本発明の第２の実施例装置の構成を
示す回路図、第１３図〜第１５図は第２の実施例の変形
例装置の構成を示す回路図、第１６図〜第１８図は同装
置における蛍光ランプ点灯回路の構成例を示す回路図、
第１９図は同装置におけるリレー接点の介挿装置の他の
例を示す回路図、第２０図は同装置におけるインピーダ
ンス回路の他の構成例を示す回路図、第２１図は本発明
の第３の実施例装置の構成を示す回路図、第２２図〜第
２４図は同装置における蛍光ランプ点灯回路の構成例を
承り回路図、第２５図および第２６図は第３の実施例装
置の変形例装置の構成を示１回路図、第２７図は同装置
の他の変形例装置の構成を示す回路図、第２８図（１３
Ｊ、び第２９図は同装置にお（プるインピーダンス回路
の他の構成例を示す回路図、第３０図〜第３４図は本発
明の第３の実施例装置のさらに他の変形例装置の半成を
示ず回路図、第３５図は従来の安定化電源装置の構成の
一例を示す回路図である。 Ｖｏ・・・・・・入力直流 Ｌ・・・・・・・・・チョークコイル ＮＰ・・・・・・１次コイル Ｎｓ・・・・・・２次コイル Ｄ・・・・・・・・・ダイオード Ｑ・・・・・・・・・スイッチングトランジスタＴ・・
・・・・・・・インバータトランスＣ・・・・・・・・
・コンデンサ Ｋ・・・・・・・・・リレー接点 Ｒλ・・・・・・交流負荷 Ａ１・・・・・・誤差増幅回路 Ｏ２０・・・発搬回路 ＰＷＭ・・・パルス幅変調回路 ＤＲ・・・・・・ドライブ回路 出願人 株式会社 東芝 第２図 （注） Ａｇｏ：Ｖｏ＝蛮における 基本放電圧振幅 へ１：邸波電圧振幅 第３図 第４図 第５図 − 」 へ ７１＋ 工 乙 乙 第１１図 第１６図 第６図 第２０図 第２２図 第２４図 第２７図 ′−Ｚ 第２８図 ｚ 第２９図 第３２図 第３３図 乏 第３４図 第３５図
Claims (1)
- （１）直流電源をスイッチングして交流電圧に変換する
スイッチング用トランジスタと、生成された交流電圧を
印加するフライバックコンバータ用絶縁トランスの２次
コイルと、前記絶縁トランスの２次側に設けられた直流
出力用コイルと、同じく２次側に設けられた交流出力用
コイルと、前記直流出力用コイルに設けられた平滑コン
デンサと、この平滑コンデンサに並列に設けられた直流
負荷と、前記交流出力用コイルに直列に設けられた電流
制限用インピーダンスおよび交流負荷と、前記直流負荷
の出力電圧を検出して基準電圧と比較し、その差に応じ
た信号を出力する誤差増幅回路と、三角波を出力する発
振回路と、この三角波を入力して同じ周波数のパルスに
変換し、かつ前記三角波の立上がり傾斜と前記誤差増幅
回路の出力する信号とのクロス点の移動に応じて前記パ
ルスのパルス幅を変化させるパルス幅変調回路と、前記
パルスを増幅して前記スイッチング用トランジスタのベ
ースに印加するドライブ回路とを具備していることを特
徴とする安定化電源装置。
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Publications (1)
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