DE102005010927B4

DE102005010927B4 - Verfahren zur Ansteuerung bzw. zum Betrieb eines Resonanzwandlers sowie entsprechende Schaltung

Info

Publication number: DE102005010927B4
Application number: DE200510010927
Authority: DE
Inventors: Bernd Pfeifer
Original assignee: PULS GmbH
Current assignee: PULS GmbH
Priority date: 2005-03-09
Filing date: 2005-03-09
Publication date: 2011-04-14
Anticipated expiration: 2025-03-10
Also published as: DE102005010927A1

Abstract

Verfahren zur Ansteuerung bzw. zum Betrieb eines Resonanzwandlers,
– bei dem ein Abklingen des Resonanzstroms anhand einer Induktivität detektiert wird, wobei die Induktivität als eine Hilfswicklung eines Übertragers ausgeführt ist,
– bei dem anhand des detektierten Abklingens des Resonanzstroms mindestens ein Schalter des Resonanzwandlers geschaltet wird,
– wobei das Abklingen des Resonanzstroms anhand einer Spannungsveränderung an der Induktivität ermittelt wird, wobei anhand der Induktivität die Stromänderung pro Zeit detektiert wird,
– wobei anhand der Induktivität eine Spannungsinformation von einer Resonanzdrossel des Resonanzwandlers abgegriffen wird.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung bzw. zum Betrieb eines Resonanzwandlers sowie eine entsprechende Schaltung.
US 4,535,399 betrifft im geregeltes Schaltnetzteil mit einer resonanten last. Die Kegelung geschieht über eine Spannung, deren Pulsweite verändert wird, wobei mittels eines Stromwandlers der Laststrom bestimmt wird.
Ein Resonanzwandler umfasst üblicherweise zwei Eingangsklemmen zum Anlegen einer Eingangsspannung, zwei Ausgangsklemmen zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung und einen Resonanzschwingkreis, der im Takt seiner Resonanzfrequenz an die Eingangsspannung angeschlossen werden kann. Die Spule des Resonanzschwingkreises koppelt induktiv an eine weitere Spule, die zweckmäßig über eine Gleichrichterschaltung mit zwei Ausgangsklemmen verbunden ist.
Gemäß [1] wird bei einem Resonanzwandler-Schaltnetzteil einem Schwingkreis, über einen ersten Schalter eine Gleichspannung zugeführt, wodurch der Schwingkreis angeregt wird. Nach einer halben Schwingungsperiode wird der erste Schalter geöffnet und der Schwingkreis über einen zweiten Schalter mit Masse verbunden, wodurch sich der Kondensator des Schwingkreises wieder entlädt und die Schwingung somit fortgesetzt wird. Durch abwechselndes Öffnen und Schließen der beiden Schalter läst sich eine Schwingung anregen.
Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises ist dabei bestimmt aus der Streuinduktivität des Transformators und der Kapazität des Kondensators. Über die Sekundärwicklung des Transformators wird die Energie über eine Gleichrichterschaltung zu einer Last übertragen. Die Energieübertragung erfolgt demgemäß durch periodisches Anregen des Schwingkreises, wobei umso mehr Leistung übertragen werden kann, je häufiger der Kreis angeregt wird.
Die Häufigkeit der Anregung, also die Frequenz mit der der erste Schalter geschlossen wird, wird in [1] durch einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO = „Voltage Controlled Oscillator”) bestimmt, der seinerseits durch einen Regelverstärker angesteuert wird. Dabei vergleicht der Regelverstärker die Ausgangsspannung des Schaltnetzteils mit einer Referenzspannung. Das Öffnen des ersten Schalters und das Schließen des zweiten Schalters wird durch einen Null-Durchgangsdetektor bewirkt, der den Übergang von positiven zu negativen Werten des Stroms durch den Schwingkreis ermittelt.
Im Falle des beschriebenen Schaltnetzteils kann die Ausgangsspannung durch Veränderung der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators geregelt werden. Bei Erhöhung der Frequenz kann jedoch der Fall eintreten, dass eine Anregung des Schwingkreises bereits erfolgt bevor der vorherige Durchschwingzyklus des Schwingkreises beendet ist, was dazu führt, dass dem Schwingkreis Energie entzogen wird, statt dass ihm Energie zugeführt wird.
Die Schaltung aus [1] löst das Problem dadurch, dass der Resonanzwandler über eine variable Pausenzeit geregelt wird. Durch solch eine Pausenzeit sinkt zwangsläufig der Wirkungsgrad, da während dieser Pause keine Energieübertragung erfolgt und in der verbleibenden Zeit der Strom höher sein muss, um die gleiche Leistung zu übertragen.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein effizientes Verfahren zur Ansteuerung bzw. zum Betrieb eines Resonanzwandlers und eine Schaltung, insbesondere einen Resonanzwandler, anzugeben, der die oben beschriebenen Pausezeiten minimiert und auch weitgehend verhindert, dass kein erneutes Einschalten des Schalters eines Resonanzwandlers auf einen noch fließenden Strom erfolgt.
Diese Aufgabe wird gemäß den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich auch aus den abhängigen Ansprüchen.
Zur Lösung der Aufgabe wird ein Verfahren zur Ansteuerung bzw. zum Betrieb eines Resonanzwandlers angegeben gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 1.
Hierbei ist es von Vorteil, dass anhand der Induktivität die Stromänderung pro Zeit detektiert werden kann und somit das Abklingen des Stroms im Resonanzkreis deutlich feststellbar ist.
Auch ist es eine Weiterbildung, dass das Schalten, insbesondere das Abschalten, des mindestens einen Schalters des Resonanzwandlers anhand einer Schaltfrequenz eines Oszillators vorgegeben wird.
Dabei kann der Oszillator ein spannungsgesteuerter Oszillator („VCO” „Voltage Controlled Oscillator”), insbesondere ein PLL-geregelter Oszillator, sein.
Auch ist es eine Weiterbildung, dass zusätzlich ein Komparator vorgesehen ist, anhand dessen das Abklingen des Resonanzstroms derart detektiert wird, dass das Spannungssignal der Induktivität mit einem vorgegebenen Wert verglichen wird. Erfolgt eine schnelle Änderung der Spannung über der Induktivität, wird der mindestens eine Schalter des Resonanzwandlers entsprechend angesteuert.
Auch wird zur Lösung der Aufgabe eine Anordnung zur Durchführung des oben beschriebenen Verfahrens angegeben.
Ferner wird zur Lösung der Aufgabe eine Schaltung, insbesondere ein Resonanzwandler gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 4 angegeben.
Eine Weiterbildung besteht darin, dass die Induktivität als eine Hilfswicklung eines Übertragers ausgeführt ist.
Hierbei ist es von Vorteil, dass bei Ausführung der Induktivität als Zusatzwicklung auf der Resonanzdrossel nur geringe Kosten für die Hilfswicklung anfallen und geringe Zusatzverluste auftreten.
Eine Weiterbildung besteht darin, dass der mindestens eine Schalter ein elektronischer Schalter, insbesondere mindestens ein Transistor oder mindestens ein Mosfet oder mindestens ein Thyristor oder mindestens ein IGBT ist. Auch kann jeder mindestens eine elektronische Schalter aus einer Vielzahl der vorstehend genannten elektronischen Schalter bestehen. Beispielsweise ist es möglich, dass der mindestens eine elektronische Schalter mindestens eine Mosfet oder mindestens einen (Bipolar-)Transistor und mindestens einen Mosfet umfasst.
Eine Ausgestaltung besteht darin, dass jeweils mindestens ein (elektronischer) Schalter für die positive Halbwelle und jeweils mindestens ein (elektronischer) Schalter für die negative Halbwelle der Eingangsspannung vorgesehen sind.
Eine Weiterbildung besteht darin, dass die Schaltung ferner umfasst:

– Einen Komparator, der eingangsseitig mit dem Spannungssignal über der Induktivität verbunden ist,
– ein Flip-Flop, dass eingangsseitig mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist,
– einen Tiefpass, der eingangsseitig mit dem Ausgang des Flip-Flops verbunden ist,
– einen spannungsgesteuerten Oszillator, der eingangsseitig mit dem Ausgang des Tiefpasses verbunden ist, und
– eine Steuerung des Resonanzwandlers, die eingangsseitig mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators verbunden ist, wobei die Steuerung einen Takt für das Flip-Flop bereithält und zur Ansteuerung des mindestens einen Schalters dient.

Der vorstehend genannte Komparator kann vorzugsweise in Form eines günstigen und allgemein verfügbaren Bauteils realisiert sein, da ein großes bzw. gut auswertbares Signal zur Verfügung steht.
Auch ist es eine Weiterbildung, dass die Schaltung in einer Stromversorgung eingesetzt wird, insbesondere in einem Netzteil bzw. in einem Schaltnetzteil.
Auch ist es eine Weiterbildung, dass die Stromversorgung auf einer Hutschiene und/oder in einem Metallschrank montierbar ist.
Zur Lösung der Aufgabe werden ferner ein Schaltnetzteil mit einem Resonanzwandler der vorstehend beschriebenen Art angegeben.
Eine Ausgestaltung besteht darin, dass besagter Resonanzwandler gemäß einem Verfahren der vorstehend beschriebenen Art betrieben wird.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnungen dargestellt und erläutert. Es zeigen:
1 Ein Blockschaltbild einer Prinzipschaltung eines Resonanzwandlers mit einer Hilfsinduktivität;
2 ein alternatives Blockschaltbild einer Prinzipschaltung eines Resonanzwandlers mit einer Hilfsinduktivität;
3 eine Schaltung eines Resonanzwandlers mit einer PLL-Frequenznachführung;
4 ein Blockschaltbild zur Anpassung der Schaltfrequenz an die Resonanzfrequenz beim Resonanzwandler mittels PLL;
5 ein Signaldiagramm, das u. a. den Strom im Resonanzkreis darstellt;
6 ein Signaldiagramm für den Fall, dass die Frequenz zu hoch bzw. der Abschaltzeitpunkt zu früh ist;
7 ein Signaldiagramm für den Fall, dass die Frequenz zu niedrig bzw. der Abschaltzeitpunkt zu spät ist.
1 zeigt ein Blockschaltbild einer Prinzipschaltung eines Resonanzwandlers mit einer Hilfsinduktivität.
1 umfasst einen Eingang (mit einem positiven Anschluss 123 (Vin) und einem Anschluss 124 (Massepotential 116)), einen Kondensator C3 (mit Anschlüssen 114 und 115), einen n-Kanal Mosfet V1, einen n-Kanal Mosfet V2, eine Ansteuerlogik 101 (mit Anschlüssen 102, 103 und 104), eine Spannungsflanken-Erkennung 105 (mit Anschlüssen 106 und 107), eine Hilfsinduktivität L1 (umfassend die beiden Spulen 127 (mit Anschlüssen 112 und 113) und 109 (mit Anschlüssen 110 und 111), einen Transformator T1 mit den Induktivitäten 128 (mit Anschlüssen 117 und 118) und 129, einen Kondensator C1 (mit Anschlüssen 119 und 120), einen Kondensator C2 (mit Anschlüssen 121 und 122) und eine Sekundärseite 108 der Schaltung (mit Anschlüssen 125 und 126, die gleichzeitig auch den Ausgang der Schaltung von 1 darstellen).
Hierbei sei angemerkt, dass der Transformator T1 und die Drossel L1 nicht magnetisch gekoppelt sind.
An dem positiven Anschluss 123 des Eingangs liegt die Spannung Vin an, der Anschluss 123 ist mit dem Anschluss 114 des Kondensators C3, mit dem Drain-Anschluss des Mosfets V1 und mit dem Anschluss 119 des Kondensators C1 verbunden. Der Anschluss 115 des Kondensators C3 ist mit dem Anschluss 124 des Eingangs und mit dem Massepotential 116 verbunden. Die Ansteuerlogik 101 ist über ihren Anschluss 102 mit dem Gate-Anschluss des Mosfets V1, über ihren Anschluss 103 mit dem Gate-Anschluss des Mosfets V2 und über ihren Anschluss 104 mit dem Anschluss 107 der Spannungs-Flankenerkennung 105 verbunden. Der Source-Anschluss des Mosfets V2 liegt an dem Massepotential 116. Der Drain-Anschluss des Mosfets V2 ist mit dem Source-Anschluss des Mosfets V1 und mit dem Anschluss 112 der Induktivität 127 verbunden. Der Anschluss 113 der Induktivität 127 ist mit dem Anschluss 117 der Induktivität 128 verbunden. Der Anschluss 118 der Induktivität 128 ist mit dem Anschluss 121 des Kondensators C2 und mit dem Anschluss 120 des Kondensators C1 verbunden. Der Anschluss 122 des Kondensators C2 liegt an dem Massenpotential 116. Der Anschluss 111 der Induktivität 109 liegt ebenfalls an dem Massepotential 116. Der Anschluss 110 der Induktivität 109 ist mit dem Anschluss 106 der Spannungs-Flankenerkennung 105 verbunden. Die Sekundärseite 108 umfasst die Induktivität 129 des Transformators T1 und stellt über die Anschlüsse 125 (positiver Pol) und 126 das Ausgangssignal des Resonanzwandlers zur Verfügung.
FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG GEM. Fig. 1:
Von Interesse ist die Auswertung der Spannungsinformationen an der Induktivität L1. In 1 ist die Induktivität L1 ausgeführt als ein Transformator, der die Induktivitäten 127 und 109 umfasst. Jede Stromänderung durch die Induktivität 127 ist in gleichem Maße (entsprechend eines Übersetzungsverhältnisses des Transformators L1) an der Induktivität 109 abgreifbar.
Nach dem Induktionsgesetz folgt der Spannungsverlauf dem differenzierten Strom (Stromänderung: dI/dt), bei konstantem Strom ist die Spannung gleich Null. Nach dem Abklingen des Stroms (Ende der Sinushalbwelle) fließt der Strom nicht in die entgegengesetzte Richtung weiter, weil die sekundärseitigen Gleichrichter sperren. Der Primärstrom weist danach keine nennenswerte Stromänderung mehr auf. Dadurch fällt am Stromende die Spannung an der Resonanzdrossel L1 steil ab. Dies ist aufgrund der starken Änderung sehr gut detektierbar. Diese Flanke von positiven oder negativen Werten auf Null wird durch die Spannungs-Flankenerkennung 105 mittels Transistorstufe, Komparator, Logik-Gatter o. ä. in ein für die Ansteuerlogik 101 verwertbares Signal gewandelt.
Die Ansteuerlogik 101 steuert die Schaltelemente Mosfet V1 und Mosfet V2 entsprechend an. Eine entsprechende Ansteuerlogik kann auf unterschiedliche Art realisiert werden (zum Beispiel anhand einer Prozessorsteuerung, einer CMOS-Logik, o. ä.).
Die Ansteuerlogik 101 hat die Aufgabe, den Mosfet V1 und den Mosfet V2 alternierend (mit einer optionalen Pause zum Umschwingen der Spannung) zu schalten. Der Ausschaltzeitpunkt für den Mosfet V1 und den Mosfet V2 wird jeweils von dem/den Signal(en) der Spannungs-Flankenerkennung 105 beeinflusst.
Als Ansteuerprinzip der Ansteuerlogik 101 kann sowohl eine direkte Steuerung als auch beispielsweise ein PLL-gesteuerter Oszillator eingesetzt werden.
Hierbei sei angemerkt, dass die Kondensatoren C1 und C2 nicht beide notwendig vorhanden sein müssen. Ein Kondensator, der wahlweise mit dem Anschluss 123 (Vin), dem Anschluss 116 (Massepotential) oder mit dem Mittelpunkt des Kondensators C3 (falls der Kondensator C3 aus einer Reihenschaltung von zwei Kondensatoren besteht) verbunden wird, ist hierbei ausreichend.
Der Stützkondensator C3 ist für die Funktionsweise der Schaltung nicht zwingend notwendig, er kann optional entfallen.
Inder Anordnung von 1 liegen die Induktivität L1, der Übertrager T1 und der Kondensator C2 in Reihe zueinander. Die Anordnung dieser Bauteile innerhalb der Reihenschaltung ist allerdings frei wählbar.
Für das vorliegend beschriebene Prinzip ist es nicht entscheidend, ob von der Resonanzdrossel L1 Spannungsinformation über eine Zusatzwicklung oder direkt über die Drossel über eine Anzapfung an der Drosselwicklung abgegriffen wird. Die Resonanzinduktivität kann auch aus mehreren in Reihe oder parallel geschalteten Einzeldrosseln, sowie der Streuinduktivität des Transformators T1 gebildet werden, wobei das Abgreifen der Spannung zwischen zwei beliebigen Punkten des beschriebenen Induktivitätsnetzwerks erfolgen kann.
2 zeigt ein alternatives Blockschaltbild einer Prinzipschaltung eines Resonanzwandlers mit einer Hilfsinduktivität.
Die Schaltung entspricht in wesentlichen Teilen der Schaltung aus 1. Der Kondensator C1 umfasst jetzt die Anschlüsse 201 und 202, die Induktivität L1 umfasst die Anschlüsse 203 und 204. Weiterhin umfasst die Spannungs-Flankenerkennung 105 die Anschlüsse 107, 205 und 206. Der Kondensator C2 aus 1 entfällt in 2.
Der Drain-Anschluss des Mosfets V2 ist wieder mit dem Source-Anschluss des Mosfets V1 verbunden, zusätzlich aber ist dieser Punkt mit dem Anschluss 201 des Kondensators C1 verbunden. Der Anschluss 202 des Kondensators C1 ist mit dem Anschluss 117 der Induktivität 128 verbunden. Der Anschluss 118 der Induktivität 128 ist mit dem Anschluss 203 der Induktivität L1 und mit dem Anschluss 205 der Spannungs-Flankenerkennung 105 verbunden. Der Anschluss 206 der Spannungs-Flankenerkennung 105 ist mit dem Massepotential 116 und mit dem Anschluss 204 der Induktivität L1 verbunden. Die Sekundärseite 108 stellt (wie in 1 über die Anschlüsse 125 und 126) das Ausgangssignal Vout zur Verfügung.
FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG GEM. Fig. 2:
2 zeigt beispielhaft eine andere Beschaltung für eine Reihe möglicher Ausführungsbeispiele, bei der die Spannung direkt über die Induktivität L1 abgegriffen wird. Die Anordnung der Reihenschaltung aus dem Kondensator C1, der Induktivität 128 des Transformators T1 und der Induktivität L1 ist frei wählbar. Wenn die Induktivität L1 auf Masse liegt, ist die Auswertung der Spannung über die Induktivität L1 massebezogen und damit einfacher zu realisieren.
Es ist anzumerken, dass die Summe der Streuinduktivität von dem Transformator T1 und der Induktivität L1 die Resonanzinduktivität bildet. Dabei kann es sinnvoll sein, die Spannungsteilung zwischen den Induktivitäten auszunutzen, um die Spannung an der Induktivität L1 zu reduzieren und damit verlustbehaftete ohmsche Spannungsteiler zu umgehen.
3 zeigt eine Schaltung eines Resonanzwandlers mit einer PLL-Frequenz-Nachführung.
3 umfasst einen Eingang (mit Anschlüssen 301 und 302), einen Kondensator C3 (mit Anschlüssen 304 und 305), ein Massepotential 303, eine Steuerung 306 (mit Anschlüssen V_Aux, V_CF, V_Gate2, V_G, V_Gate1), einen n-Kanal Mosfet V1, einen n-Kanal Mosfet V2, einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO (mit Anschlüssen V_VCO, 332 und 333), einen Widerstand R3 (mit Anschlüssen 338 und 339), einen Kondensator C4 (mit Anschlüssen 334 und 335), ein D-Flip-Flop FF1 (mit einem Data-Anschluss, einem Clock-Anschluss, einem Q-Anschluss, einem invertierten Q-Anschluss sowie den Betriebsspannungsanschlüssen 336 und 337), einen pnp-Bipolartransistor V3, eine Diode V4, eine Zener-Diode V5, einen Widerstand R2 (mit Anschlüssen 340 und 341), einen Widerstand R1 (mit Anschlüssen 330 und 331), einen Transformator T1 mit einer primärseitigen Induktivität 311 (mit Anschlüssen 314 und 315) und zwei sekundärseitigen Induktivitäten 312 (mit Anschlüssen 316 und 317) und 313 (mit Anschlüssen 318 und 319), eine Resonanzdrossel L1 mit einer Induktivität 324 (mit Anschlüssen 326 und 327) und einer Induktivität 325 (mit Anschlüssen 328 und 329). Ferner vorgesehen sind ein Kondensator C1 (mit Anschlüssen 307 und 308), ein Kondensator C2 (mit Anschlüssen 309 und 310), eine Diode V6, eine Diode V7, ein Elektrolytkondensator C5 (mit Anschlüssen 320 (positiver Pol) und 321) und ein Ausgang (mit Anschlüssen 322 (positiver Pol) und 323).
Der Anschluss 301 des Eingangs (positiver Pol des Vin-Signals) ist mit dem Anschluss 304 des Kondensators C3, mit dem Drain-Anschluss des Mosfets V1 und mit dem Anschluss des 307 des Kondensators C1 verbunden. Der Anschluss 305 des Kondensators C3 ist mit dem negativen Pol 302 des Eingangs und mit dem Massepotential 303 verbunden. Der Anschluss V_Gate1 der Steuerung 306 ist mit dem Gate-Anschluss des Mosfets V1, der Anschluss V_Gate2 der Steuerung 306 ist mit dem Gate-Anschluss des Mosfets V2, der Anschluss V_G der Steuerung 306 ist mit dem Clock-Eingang des Flip-Flops FF1, der Anschluss V_CF der Steuerung 306 ist mit dem Anschluss 333 des VCO und der Anschluss V_Aux der Steuerung 306 ist mit dem Anschluss 332 des VCO, dem Anschluss 337 des Flip-Flops FF1 und dem Anschluss 341 des Widerstands R2 verbunden. Der Anschluss 340 des Widerstands R2 ist mit dem Data-Eingang des Flip-Flops FF1, dem Kollektor des Transistors V3 und der Kathode der Z-Diode V5 verbunden. Die Anode der Z-Diode V5 ist mit der Kathode der Diode V4, der Basis des Transistors V3 und dem Anschluss 331 des Widerstands R1 verbunden. Der Datenausgang Q des Flip-Flops FF1 ist mit dem Anschluss 338 des Widerstands R3, der Anschluss 339 des Widerstands R3 ist mit dem Anschluss 334 des Kondensators C4 und mit dem Anschluss V_VCO des VCO verbunden. Der Anschluss 335 des Kondensators C4 ebenso wie der Anschluss 336 des Flip-Flops FF1 liegen auf Massepotential 303. Ebenfalls auf Massepotential 303 liegen die Anode der Diode V4 und der Emitter des Transistors V3.
Weiterhin liegt der Source-Anschluss des Mosfets V2 auf Massepotential 303. Der Drain-Anschluss des Mosfets V2 ist mit dem Source-Anschluss des Mosfets V1 und mit dem Anschluss 326 der Induktivität 324 verbunden. Der Anschluss 327 der Induktivität 324 ist mit dem Anschluss 314 der Induktivität 311 verbunden. Der Anschluss 315 der Induktivität 311 ist mit dem Anschluss 309 des Kondensators C2 und mit dem Anschluss 308 des Kondensators C1 verbunden. Der Anschluss 310 des Kondensators C2 liegt ebenso wie der Anschluss 329. der Induktivität 325 auf Massepotential 303. Der Anschluss 328 der Induktivität 325 ist mit dem Anschluss 330 des Widerstands R1 verbunden.
Der Anschluss 318 der Induktivität 313 ist mit dem Anschluss 317 der Induktivität 312, mit dem Anschluss 320 des Kondensators C5 und mit dem Anschluss 322 des Ausgangs verbunden. Der Anschluss 319 der Induktivität 313 ist mit der Kathode der Diode V7 verbunden. Die Anode der Diode V7 ist mit der Anode der Diode V6, mit dem Anschluss 321 des Kondensators D5 und mit dem Anschluss des 323 des Ausgangs verbunden. Die Kathode der Diode V6 ist mit dem Anschluss 316 der Induktivität 312 verbunden.
Der Übersicht halber sind nachfolgend noch die bedeutenden Bezugszeichen zu 3 dargestellt:

Vin: Eingangsspannung
Vout: Ausgangsspannung
VVCO: Steuerspannung VCO = Spannung an dem Kondensator C4
VCO: Spannungsgesteuerter Oszillator, f ~ V_VCO
VCF: Ausgangsspannung die VCO ausgibt, Taktfrequenz (clock frequency)
VAux: Hilfsspannung zur Versorgung der Schaltung (auxiliary voltage)
VGate1: Ansteuerspannung des oberen Schaltelements Mosfet V1
VG: Spannung mit einer Flanke von ”L” auf ”H” annähernd zeitgleich mit dem Ausschalten von V1 (wird von der Steuerung bereitgestellt)
VGate2: Ansteuerspannung des unteren Schaltelements Mosfet V2
FF1: D-Flip-Flop
Clock: Übernahme der Daten beim Übergang von L auf H
Data: Dateneingang (digital)
Q: Ausgang (nicht-invertierend) des Flip-Flops FF1
Q\: invertierender Ausgang des Flip-Flops FF1
L1: Resonanzdrossel
IRes: Resonanzstrom

FUNKTIONSWEISE DER SCHALTUNG GEMÄß Fig. 3:
Die Steuerung 306 ist eine Schaltung, die den Mosfet V1 und den Mosfet V2 alternierend mit einer Frequenz, die vorzugsweise proportional zu der Frequenz an dem Eingang V_CF der Steuerung 306 ist, ansteuert. Die Steuerung 306 kann eine Ansteuerpause zum resonanten Umschwingen der Spannung an dem Mosfet V1 und dem Mosfet V2 umfassen. Die Steuerung 306 gibt ein Signal V_G aus, das vorliegend der negierten Gate-Source-Spannung des Mosfets V1 entspricht und einen Bezug zum Massepotential hat.
Die Schaltung gemäß 3 wertet nur die Flanke (vergleiche Bezugszeichen 504 in 5) in der positiven Halbwelle der Spannung an der Zusatzwicklung der Resonanzdrossel (V_L1) aus. Dies ist für das Nachführen eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) ausreichend.
Die Spannung an der Zusatzwicklung der Resonanzdrossel V_L1 wird über den Widerstand R1 der Basis des Transistors V3 zugeführt. Bei positiver Spannung V_L1 größer als 0,7 Volt (V_BE) ist der Transistor V3 durchgesteuert und der Dateneingang des Flip-Flops FF1 liegt auf „L”. Bei kleineren oder negativen Spannungen ist der Transistor V3 gesperrt und der Dateneingang des Flip-Flops FF1 liegt auf „H”.
Die Diode V4 und die Z-Diode V5 können optional entfallen. Die Diode V4 schützt die Basis des Transistors V3 vor hohen negativen Spannungen, die Z-Diode V5 verhindert eine zu starke Durchsteuerung des Transistors V3 und verringert die Ausschaltverzögerungszeit.
Wenn der Mosfet V1 ausgeschaltet wird, geht der Anschluss V_G der Steuerung 306 auf „H”. Diese Flanke von „L” nach „H” liegt auch am Takteingang des D-Flip-Flops FF1 an. Der Pegel, der zu diesem Zeitpunkt am Dateneingang des D-Flip-Flops FF1 anliegt, wird am Ausgang Q des Flip-Flops FF1 übernommen und der negierte Wert wird an dem invertierten Ausgang des Flip-Flops FF1 übernommen.
Über den Tiefpass aus Widerstand R3 und Kondensator C4 wird die Spannung an dem Ausgang Q des Flip-Flops FF1 integriert. Diese Spannung steuert den spannungsgesteuerten Oszillator VCO. Bei einer höheren Spannung V_VCO gibt der spannungsgesteuerte Oszillator VCO eine höhere Taktfrequenz an seinem Ausgang 333 an den Anschluss V_CF der Steuerung 306 aus.
Nachfolgend werden zwei Fälle mit geringer Abweichung der Taktfrequenz von der Resonanzfrequenz erläutert:
6 zeigt die Kurvenverläufe 601 bis 604, wobei der Signalverlauf 601 die Spannung an der Zusatzwicklung auf der Resonanzdrossel V_L1, 602 die Spannung über dem Mosfet V2, 603 den Dateneingang des Flip-Flop FF1 (zur Zeit der Datenübernahme des Signals „L”) und 604 den Takteingang des Flip-Flops FF1 (V_G) zeigen. Die gestrichelte Linie 605 zeigt den Zeitpunkt der Datenübernahme durch das Flip-Flop FF1. 6 zeigt den Fall, dass die Frequenz zu hoch bzw. der Abschaltzeitpunkt zu früh ist (und noch ein Strom fließt).
Wenn der Mosfet V1 abgeschaltet wird, geht der Ausgang V_G der Steuerung 306 auf „H”. Die Spannung V_L1 ist zu diesem Zeitpunkt wegen des noch sinkenden Resonanzstroms positiv und der Transistor V3 ist durchgesteuert. Der Dateneingang des Flip-Flops FF1 liegt auf „L”. Der Datenausgang Q des Flip-Flops FF1 geht auf bzw. bleibt auf „L”. Die Spannung V_VCO des spannungsgesteuerten Oszillators VCO sinkt und damit sinkt auch die Frequenz, bis der umgekehrte Fall eintritt.
Dieser umgekehrte Fall ist in 7 dargestellt: Die Frequenz ist zu niedrig, der Abschaltzeitpunkt ist zu spät (es fließt bereits kein Strom mehr). Der Signalverlauf 701 zeigt die Spannung V_L1 an der Zusatzwicklung auf der Resonanzdrossel, 702 zeigt die Spannung über dem unteren Mosfet V2, 703 zeigt den Dateneingang des Flip-Flops FF1 (zur Zeit der Datenübernahme ”H”) und 704 zeigt den Takteingang V_G am Flip-Flop FF1. Die gestrichelte Linie 705 zeigt darüber hinaus den Zeitpunkt der Datenübernahme durch das Flip-Flop FF1.
Sobald der Mosfet V1 abgeschaltet wird, geht der Ausgang V_G der Steuerung 306 auf „H”. Die Spannung V_L1 ist zu diesem Zeitpunkt wegen des bereits abgeklungenen Resonanzstroms auf Werte kleiner 0,7 Volt gefallen und der Transistor V3 ist gesperrt. Der Dateneingang des Flip-Flops FF1 liegt über dem Widerstand R2 auf „H”. Der Datenausgang Q des Flip-Flops FF1 geht auf bzw. bleibt auf „H”. Die Spannung V_VCO vom spannungsgesteuerten Oszillator VCO steigt und damit steigt auch die Frequenz, bis der umgekehrte Fall eintritt.
Die Taktfrequenz „pendelt” also um den Sollwert. Wie groß die Frequenzmodulation ist, hängt von der Zeitkonstante des RC-Glieds aus Widerstand R3 und Kondensator C4 ab.
Hierbei wird das Prinzip der eingerasteten Phasenschleife („PLL” = „Phase Locked Loop”) ausgenutzt.
Empfehlenswert ist der Einsatz eines spannungsgesteuerten Oszillators mit einer Frequenzobergrenze, die unwesentlich höher als die höchste zu erwartende Resonanzfrequenz ist. Für den Fall, dass die PLL nicht einrastet, steigt dann die Frequenz nur bis zu diesem Wert an. Die PLL kann bei kleinen Ausgangsströmen nicht funktionieren, weil die Spannung V_L1 zu klein ist.
MÖGLICHE VARIATIONEN:
Als alternative Ausführungsformen zu der angegebenen Schaltung seien beispielhaft die folgenden Variationen angeführt:
Das Flip-Flop FF1 kann ein auf die fallende Flanke getriggertes Flip-Flop sein. Anstatt des Transistors V3, der Dioden V4 und V5, des Widerstands R2, kann ein beliebiges Bauelement mit Komparator-Eigenschaften eingesetzt werden. Anstatt des Widerstands R3 und des Kondensators C4 kann eine beliebige Tiefpass-Schaltung verwendet werden.
Die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO kann auch umgekehrt proportional zur Steuerspannung sein. Die Übernahmeflanke des Flip-Flops FF1 kann sowohl zum Ausschaltzeitpunkt des Mosfets V1 als auch zum Ausschaltzeitpunkt des Mosfets V2 annähernd zeitgleich sein.
4 zeigt ein Blockschaltbild zur Anpassung der Schaltfrequenz an die Resonanzfrequenz beim Resonanzwandler mittels PLL.
Diese Anordnung zum Anpassen der Schaltfrequenz an die Resonanzfrequenz beim Resonanzwandler mittels PLL umfasst einen Komparator 401, ein D-Flip-Flop 402, einen Tiefpass 403, einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO 404 und eine Resonanzwandlersteuerung 405. Die Spannung einer Induktivität im Resonanzkreis liegt an dem Komparator 401 an und wird mit einem Vorgabewert verglichen. Der Ausgang des Komparators 401 ist mit dem Eingang des D-Flip-Flops 402 verbunden und stellt somit die Daten für das D-Flip-Flop 402 bereit. Der Ausgang des D-Flip-Flops 402 ist mit dem Eingang des Tiefpasses 403 verbunden, der Ausgang des Tiefpasses 403 ist mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 404 verbunden. Der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 404 ist mit dem Eingang der Resonanzwandlersteuerung 405 verbunden. Die Resonanzwandlersteuerung 405 stellt ihrerseits den Takt für das D-Flip-Flop 402 bereit und steuert die Schaltelemente entsprechend an. Dabei ist die Übernahmeflanke des Flip-Flops annähernd zeitgleich mit dem Ausschaltzeitpunkt eines Schaltelements des Resonanzwandlers.
5 veranschaulicht die Schaltzeitpunkte und den Spannungsverlauf an der Induktivität des Resonanzwandlers. Kurvenverlauf 501 zeigt die Spannung über dem unteren Mosfet V2 aus 1. Der Kurvenverlauf 502 zeigt den Strom im Resonanzkreis, der Spannungsverlauf 503 zeigt die Spannung an der Zusatzwicklung auf der Resonanzdrossel.
Es gibt prinzipiell zwei Möglichkeiten der Steuerung der Abschaltzeitpunkte:

(1) Die direkte Steuerung, bei der nach Eintreffen der Flanken 504 oder 505 das entsprechende Schaltelement V1 oder V2 (siehe 1) abgeschaltet wird.
(2) Mittels eines Oszillators, dessen Frequenz derart nachgestimmt wird, dass die Flanken 504 und 505 in der Nähe der entsprechenden Abschaltzeitpunkte liegen.

Die Flanken 504 und 505 zeigen die idealen Ausschaltzeitpunkte an. Bei der direkten Steuerung der Ausschaltzeitpunkte wird für das obere Schaltelement V1 die Flanke 504 und für das untere Schaltelement V2 die Flanke 505 ausgenutzt. Wenn die Schaltfrequenz mit einem PLL-geregelten Oszillator erzeugt wird, genügt es, eine der beiden Flanken auszuwerten, weil wegen des zumeist symmetrischen Aufbaus die positive und die negative Halbwelle des Resonanzstroms gleich lang und groß sind.
Zum Auswerten der Flanke kann sowohl ein einfacher Komparator, ein Transistor als auch ein Logik-Baustein, zum Beispiel flankengetriggert, verwendet werden. Der Strom im Resonanzkreis 502 geht im Idealfall nicht ganz auf Null zurück, weil er von dem linear steigenden Magnetisierungsstrom der Trafo-Hauptinduktivität überlagert wird.
Es ist gut zu erkennen, dass die Zeitpunkte der Stromenden mit der fallenden Flanke 504 bzw. der steigenden Flanke 505 der Spannung an der Zusatzwicklung auf der Resonanzdrossel 503 zeitgleich sind.
Literaturverzeichnis:

[1] EP 0 609 875 A1

Claims

Verfahren zur Ansteuerung bzw. zum Betrieb eines Resonanzwandlers, – bei dem ein Abklingen des Resonanzstroms anhand einer Induktivität detektiert wird, wobei die Induktivität als eine Hilfswicklung eines Übertragers ausgeführt ist, – bei dem anhand des detektierten Abklingens des Resonanzstroms mindestens ein Schalter des Resonanzwandlers geschaltet wird, – wobei das Abklingen des Resonanzstroms anhand einer Spannungsveränderung an der Induktivität ermittelt wird, wobei anhand der Induktivität die Stromänderung pro Zeit detektiert wird, – wobei anhand der Induktivität eine Spannungsinformation von einer Resonanzdrossel des Resonanzwandlers abgegriffen wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das Schalten des mindestens einen Schalters des Resonanzwandlers anhand einer Schaltfrequenz eines Oszillators vorgegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der Oszillator ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO), insbesondere ein PLL geregelter Oszillator ist.
Schaltung, insbesondere Resonanzwandler, umfassend – mindestens einen Schalter, – mindestens eine Induktivität, wobei die Induktivität als eine Hilfswicklung eines Übertragers ausgeführt ist, – eine Einheit zur Spannungsflanken-Erkennung über die Auswertung des Spannungsabfalls an der mindestens einen Induktivität, – eine Ansteuerlogik zur Ansteuerung des mindestens einen Schalters, die mit der Einheit zur Spannungsflanken-Erkennung verbunden ist, – wobei anhand der Induktivität eine Spannungsinformation von einer Resonanzdrossel des Resonanzwandlers abgreifbar ist, – wobei ein Abklingen eines Resonanzstroms des Resonanzwandlers anhand einer Spannungsveränderung an der Induktivität ermittelbar ist und wobei anhand der Induktivität die Stromveränderung pro Zeit detektierbar ist.
Schaltung nach Anspruch 4, bei der der mindestens eine Schalter ein elektronischer Schalter, insbesondere mindestens ein Transistor oder mindestens ein Mosfet oder mindestens ein Thyristor oder mindestens ein IGBT ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, bei der mindestens ein Schalter für die positive und mindestens ein Schalter für die negative Halbwelle der Eingangsspannung vorgesehen sind.
Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, weiterhin umfassend: – einen Komparator, der eingangsseitig mit dem Spannungssignal über der Induktivität verbunden ist, – ein Flip-Flop, das eingangsseitig mit dem Ausgang des Komparators verbunden ist, – einen Tiefpass, der eingangsseitig mit dem Ausgang des Flip-Flops verbunden ist, – einen spannungsgesteuerten Oszillator, der eingangsseitig mit dem Ausgang des Tiefpasses verbunden ist, – eine Steuerung des Resonanzwandlers, die eingangsseitig mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators verbunden ist, wobei die Steuerung einen Takt für das Flip-Flop bereithält und zur Ansteuerung des mindestens einen Schalters dient.
Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 7 zum Einsatz in einer Stromversorgung, insbesondere in einem Netzteil bzw. einem Schaltnetzteil.
Schaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 8, bei der die Stromversorgung auf einer Hutschiene montierbar ist.