JP2010528574A

JP2010528574A - 電源

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Publication number: JP2010528574A
Application number: JP2010509309A
Authority: JP
Inventors: フィッツジェラルド，ウィリアム，ヴィンセント
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 2007-05-25
Filing date: 2007-05-25
Publication date: 2010-08-19
Also published as: CN101682263B; BRPI0721576A2; WO2008147351A1; KR20100017296A; EP2156540A1; US20100067260A1; CN101682263A; US8254151B2; KR101377436B1

Abstract

スイッチモード電源において、スイッチモード電源の動作方法に従って、電力出力スイッチの動作の間に流れる電流の各発生の大きさは、負帰還制御のために検知される。検知電圧は、一次供給電圧に比例して生成される。検知電圧が閾値を超える場合に、電源の出力電力は、流れる電流の各発生について検知される大きさを、検知電圧に比例する電圧を各検知される大きさに加えることによって増大させることで、制限される。閾値電圧は、異なるブレイクダウン電圧を有するツェナーダイオードを使用することによって選択され得る。補助的な電力制限が起こったり起こらなかったりするところの一次供給電圧の全範囲内にある夫々のレンジは、このようにして制御され得る。

Description

本発明の配置に従う電流モード制御型のスイッチモード電源は、電力制限が始まるところの閾値（例えば、電圧閾値）の選択を可能にするように、幅広い入力ＡＣレンジにわたって電源の電力出力を制限する。

電流モード制御を用いるスイッチング電力は、入力電圧に比例する最大電力出力を供給する。幅広い電圧入力レンジにわたる使用を対象とする電源では、過負荷の間の過剰電力が高レンジの入力ＡＣ電圧で供給され得る。このことは、電源内の変圧器、ダイオード及びトランジスタについて高い動作温度を生じさせうる。

電力制限がこのような電源で使用されない場合、電源内の構成要素は、最も高い入力電圧で、かつ、過熱又は不具合を伴わずに、過負荷の間、最大出力電力を扱うよう設計されなければならない。より頑強な部品の使用は、それらの部品がより狭いレンジの入力ＡＣ電圧における目的とする又は固定の電力出力についてのみ設計される場合に比べ、余計な費用を付加し、且つ、電源を物理的により大きなものにする。

既存の電流モード制御型スイッチモード電源は、部分的に、電源の出力スイッチングトランジスタの動作電流を示す電圧に加えられうるオフセット電圧を生成する回路を教示する。オフセット電圧は帰還電圧の大きさを増大させる。然るに、電力制限は、オフセットがない場合に発生するよりも低い入力ＡＣ電圧で始まる

多くの問題は既存の電源により解決されるが、電源の動作には更なる改善の余地がある。斯かる問題の１つは、オフセット電圧の大きさが、入力ＡＣ電圧の大きさに直接に比例するＤＣ電圧に直接に比例することである。このように、電力制限が開始される入力ＡＣ電圧レベルに対する制御は存在しない。電力制限は、電力制限が必要でない低い出力電力レベルでさえ常に発生する。これは、電力制限を開始するための閾値を入力ＡＣ電圧レンジ内で定めることが可能でないことによる。電力制限を開始するための閾値を定めることにより、有利に、電源の設計及び動作を、例えば適切な性能基準に基づいて、改善することが可能となる。このような性能基準には、例えば、電源の入力電圧レンジ、電源の最大負荷容量、電源の費用、電源のサイズ、及び電源の動作効率を最適化することが含まれる。

この問題及び他の問題は、電力制限を開始するための選択可能な閾値を入力ＡＣ電圧レンジ内で提供することによって、ここで教示される本発明の配置に従って解消される。選択可能な閾値は、選択肢が、例えば、より高価でより頑強な構成要素と、より安価でより頑強な構成要素とを組み合わせる際に、上記の性能基準の中の１又はそれ以上に付随する設計要求を満たすよう作られることを可能にする。

更に、閾値を定めるために負の電圧を利用することで、従前用いられてきた正の電圧と比べて、設計における更なる柔軟性が、ここで教示される本発明の配置に従って提供され得る。

スイッチモード電源を動作させるための本発明の配置に従う方法は、有利に、一次供給電圧を受けるステップと、繰り返し前記一次供給電圧をインピーダンスへ結合し、前記一次供給電圧を前記インピーダンスから離す結合分離ステップと、前記結合分離ステップに応答して二次電圧供給を印加する印加ステップと、前記結合分離ステップの間に流れる電流の反復的な発生の大きさを検知する検知ステップと、前記検知ステップに応答して少なくとも部分的に前記結合分離ステップを制御するステップと、前記一次供給電圧に比例する検知電圧を生成するステップと、前記検知電圧が閾値を超える場合に、前記流れる電流の前記発生の夫々について検知される前記大きさを増大させることによって、当該電源の出力電力を制限するステップとを有する。

方法は、有利に、次のステップ、すなわち、前記検知電圧に比例する係数だけ前記流れる電流の前記発生の夫々について検知される大きさを増大させるステップ、又は前記検知ステップに応答して且つ前記印加ステップに応答して前記結合分離ステップを制御するステップのうち１又はそれ以上を更に有してよい。

方法は、有利に、次のステップ、すなわち、一次交流（ＡＣ）供給電圧を受けるステップと、前記流れる電流について検知される大きさの夫々に関連する電圧信号を生成するステップと、前記交流供給電圧の負の部分に応答して前記検知電圧を生成するステップとを更に有し、前記検知電圧が前記閾値を超える場合に、更に、前記検知電圧に比例する係数だけ各前記電圧信号の大きさを増大させるステップと、増大した大きさを有する前記電圧信号に応答して且つ前記印加ステップに応答して前記結合分離ステップを制御するステップとを有してよい。

本発明の配置に従うスイッチモード電源は、有利に、一次供給電圧の発生源と、繰り返し前記一次供給電圧を変圧器へ結合し、前記一次供給電圧を前記変圧器から離すスイッチと、前記変圧器へ結合され且つ前記スイッチの動作によって印加される二次電圧供給と、前記スイッチの動作の間に流れる電流の各発生の大きさを検知する抵抗と、負帰還ループの部分を形成し且つ検知される前記大きさに少なくとも部分的に応答する、前記スイッチのためのコントローラと、前記一次供給電圧に比例する検知電圧源と、当該電源の出力電力を制限するために、前記検知電圧が閾値を超える場合に、前記流れる電流の前記各発生について検知される前記大きさと、前記検知電圧に比例する補助電圧とを結合するよう動作する回路とを有する。

スイッチモード電源は、前記検知される大きさに応答し且つ前記二次電圧供給の動作に応答する、前記スイッチのための前記コントローラを更に有してよい。

前記一次供給電圧が交流（ＡＣ）供給電圧である場合に、有利に、前記検知電圧は、このＡＣ供給電圧の負の部分に応答して生成され得る。

有利に、スイッチモード電源は、前記交流供給電圧の前記負の部分を整流する第１のダイオードと、整流された前記交流供給電圧に応答して前記検知電圧を発生させるキャパシタと、前記閾値を定めるブレイクダウン電圧を有するツェナーダイオードとを更に有してよい。

本発明の配置に従う電流モード制御型スイッチモード電源の第１部分である。電源内の２つの接地Ｚ及びＭ１の間の関係を表す。接地Ｍ１と２つの電圧供給＋１２Ｖスタンバイ（ＳＢ）及び＋１２Ｖとの間の関係を表す。電源の第２部分である。電源の第３部分である。（なお、図２及び図３は、夫々、図２と図３との間の連続性を確立する目的で変圧器ＬＰ１０２及び光カプラＤＰ３０２を有する。）

一般に、電流モード制御型のスイッチモード電源において切り替えられる電流の大きさは、電流検知抵抗の両端に発生する電圧を測定することでモニタされる。検知された電圧が制御回路又は電源によって設定される閾値に達した場合、電力スイッチング素子は、次のサイクルの開始までオフされる。

ＡＣ入力電圧に比例するオフセット電圧が、検知された電圧に加えられてよい。このことは、ＡＣ入力電圧が上昇する場合に制御回路がスイッチング素子をオフするところの閾値を事実上下げる。

本発明の配置に従って、更なる制御及び設計の柔軟性が、有利に、検知される電圧及びオフセット電圧の組み合わせに応答する制御回路の通常の帰還動作は別として、電力制限が開始される閾値が選択及び確立されることを可能にすることで、提供される。電源の構成要素の値及び電力容量は、例えば、一定の過負荷電力がＡＣ入力電圧とは無関係に保たれ得るように選択され得る。

電源１が図１、図１（ａ）、図１（ｂ）、図２及び図３に示されている。電源の様々な部分が各図に分けられて表される方法は図解の便宜上である。

図１は、本発明の配置に従う電流モード制御型スイッチモード電源の第１部分を示す。電源の部分１０は、ＡＣ電圧入力幹線供給に応答して２つの出力電圧ＲＡＷＢ＋及びＬ０Ｂ＋を生成する。電源には、Ｚ、Ｍ、Ｍ１及びＭ２で表される４つの接地がある。図１（ａ）で、回路１０Ａは接地Ｚ及びＭ１の間の関係を表す。図１（ｂ）で、回路１０Ｂは、接地Ｍ１と、図３の第３部分で発生する２つの電圧供給＋１２Ｖスタンバイ（ＳＢ）及び＋１２Ｖとの間の関係を表す。

図２は、電源１の第２部分２０を示す。第２部分２０は、第１部分１０で生成されるＬ０Ｂ＋及びＲＡＷＢ＋を受ける。

図３は、電源１の第３部分３０を示す。この部分３０では、複数の二次電圧が生成される。変圧器ＬＰ１０２及び光カプラＤＰ３０２はいずれも、電源の記載を助けるべく部分２０及び３０で示されている。

部分３０は、光カプラＤＰ３０２を通して集積制御回路ＩＰ１０１へ第１の帰還制御信号を供給する。部分２０にある第２の光カプラＤＰ１０６は、制御回路ＩＰ１０１へ第２の帰還制御信号を供給する。

分離（Isolation）バリアは、変圧器ＬＰ１０２、光カプラＤＰ３０２及び光カプラＤＰ１０６によって作られる。部分２０にある回路２２は、部分２０にある残りの回路から分離され、かつ、部分１０及び２０にある回路から分離される。回路のその部分２２のための接地はＭ２で表されている。

図２及び電流モード制御型スイッチモード電源の第２部分２０を参照すると、部分１０で生成される入力電圧ＲＡＷＢ＋は電源の主エネルギ源を提供する。変圧器ＬＰ１０２は出力電圧を供給し、この出力電圧は、複数の低電圧出力を生成するよう部分３０で整流及びフィルタ処理をされる。集積回路ＩＰ１０１は、電力素子ＴＰ１０２を切り替えるために使用されるパルス幅変調出力信号を供給する制御ＩＣである。目下好ましい実施例で、ＩＰ１０１は、セミコンダクタ・コンポーネント・インダストリ有限責任会社が製造しているオン・セミコンダクタシリーズＮＣＰ１２０７Ｂ電流モード変調器である。データシートは、公開注文番号：ＮＣＰ１２０７Ａ／Ｄ（２００６年１０月）総覧（Rev.）３として入手可能である。

ＮＣＰ１２０７Ｂ電流モード変調器のピンは、次の機能に関連付けられている。ＤＭＧピン１は、不連続動作を確かにする補助的なフライバック信号を受信するとともに、７．２ボルトの一定の過電圧検出レベルを提供する。ＦＢピン２が光カプラＤＰ１０６に接続される場合に、ピーク電流設定点は出力電力要求に従って調整される。ピン２に内在的なスキップレベルを下回らせることで、素子は停止する。ＣＳピン３は、一次電流を検知し、それを内部の比較器に送る。ピン３と直列に抵抗を挿入することで、スキップ動作が起こるレベルを制御することが可能になる。ＧＮＤピン４は接地である。ＤＲＶピン５は、外部のＭＯＳＦＥＴへのドライバの出力である。Ｖｃｃピン６は、外部のバルクキャパシタへ接続されている。ＮＣピン７は接続されていない。ＨＶピン８は、高電圧レール（rail）に接続されており、定電流をＶＣＣバルクキャパシタに投入する。

抵抗ＲＰ１０８は、変圧器ＬＰ１０２及びトランジスタＴＰ１０２を流れる電流に比例する電圧Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}を供給する電流検知抵抗である。検知された電圧Ｖ_{ＳＥＮＳＥ}は、制御ＩＣＩＰ１０１のピン３（ＣＳ）へ結合される。通常動作の間、この電圧が制御ＩＣの入力部で所与の閾値に達する場合に、ピン５（ＤＲＶ）でのＩＰ１０１の出力はロー（Low）になり、次のサイクルが始まるまでトランジスタＴＰ１０２をオフする。システムが更なる電力を必要とする場合は、ＩＰ１０１での閾値電圧レベルは、更なるエネルギがＬＰ１０２に蓄積され（より高いピーク電流）且つ更なる電力が出力巻線に供給されるように増大する。閾値電圧は、利用可能な最大出力電力を制限する最大値を有する。構成要素ＬＰ１０３はフェライトビーズである。

本発明の配置に係る目下好ましい実施例に従う、電力制限を開始するための選択可能な閾値は、更に図２の部分２０を参照して説明される。変圧器ＬＰ１０２のピン６は、抵抗ＲＰ１１８を通して多数の送り先に結合されているＡＣ電圧を供給する。ダイオードＤＰ１０９は、電圧をキャパシタＣＰ１０８及びＣＰ１１０へ結合する。これらのキャパシタは、充電されて、ＩＣＩＰ１０１のＶｃｃ入力ピン６へ結合される供給電圧を形成する。この電圧は、更に、トランジスタＴＰ１０１の動作をバイアスするよう抵抗ＲＰ１０２、ＲＰ１２２、ＲＰ１２３及びＲＰ１２４へ結合されている。変圧器ＬＰ１０２のピン６からの電圧の正の部分は、ＩＣＩＰ１０１のＤＭＧ入力ピン１へ結合される安定化した（regulated）電圧になる。変圧器ＬＰ１０２のピン６からの電圧の負の部分は、ダイオードＤＰ１０３のカソードへ結合される。ＡＣ電圧のこの負の部分は、調整されておらず（unregulated）、入力電圧ＲＡＷＢ＋に比例する。ダイオードＤＰ１０３のアノードは、ツェナーダイオードＤＰ１０４のアノードへ及びキャパシタＣＰ１１８へ結合されている。キャパシタＣＰ１１８の他方の端部は接地へ結合されている。ダイオードＤＰ１０３は、変圧器ＬＰ１０２のピン６からの電圧の負の部分を整流し、負の供給電圧Ｖ_ＴＨを生成する。この電圧Ｖ_ＴＨは、キャパシタＣＰ１０８によってフィルタをかけられ、また、ＲＡＷＢ＋電圧とともに変化する。負の供給電圧Ｖ_ＴＨがツェナーダイオードＤＰ１０４を導通させる値に達する場合に、トランジスタＴＰ１０１のベースに電圧が現れ、トランジスタＴＰ１０１のコレクタに電流が流れる。このコレクタ電流は抵抗ＲＰ１２５及びＲＰ１０３を流れ、これにより抵抗ＲＰ１０３の両端には電圧Ｖ_{ＯＦＦＳＥＴ}が現れ、電流検知電圧は見かけ上増大する。言い換えると、ＩＰ１０１に設定されている所与の閾値電圧について検知抵抗ＲＰ１０８を流れる電流をより小さくすることができる。抵抗ＲＰ１２２は回路の利得を制御し、抵抗ＲＰ１２５は可能な電流の最大低下を決定する。ツェナーダイオードＤＰ１０４のブレイクダウン電圧は、電力制限が始まる電圧レベル（すなわち、電圧閾値）を決定する。図面に表されている目下好ましい実施例で、電源は、十分な負荷容量、費用削減、サイズ低減及び動作効率の組み合わせを提供するよう最適化されている。目下好ましい実施例は、とりわけ、ツェナー・ブレイクダウン電圧が２４ボルトであるデジタルセットトップボックスに適している。有利に且つ容易に、電圧閾値は、異なるブレイクダウン電圧を有するツェナーダイオードを代用することで調整され得る。結果として、電源は、性能要因（例えば、上記の負荷容量、費用削減、サイズ低減及び動作効率）のバランスを保つことに関して、有利に設計し直されてよい。

図３の部分３０に示される回路の大部分は、＋５Ｖ、＋６．５Ｖ、＋１２Ｖ、＋１２ＶＳＢ（スタンバイ）及び＋５ＶＲｅｆ（リファレンス）の２次低電圧電力供給を生成する。＋５Ｖ、＋６．５Ｖ及び＋１２Ｖ供給は、電源からコネクタＢＰ２０１に送られる。部分３０の一部分は光カプラＤＰ３０２に入力を供給する。光カプラＤＰ３０２の動作について以下で説明する。

ＩＣＩＰ１０１に供給される付加的な帰還信号及び制御信号がある。帰還信号ＦＢ_ＬＯＡＤは光カプラＤＰ１０６の出力として生成される。制御信号ＲＳ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}は、光カプラＤＰ１０６の出力として生成される。２つの光カプラの出力は、光カプラＤＰ３０２のピン４、光カプラＤＰ１０６のピン４、キャパシタＣＰ１１３及び制御ＩＣＩＰ１０１のＦＢピン２の接続点Ｊ１でお互いに結合されている。

帰還信号ＦＢ_ＬＯＡＤは、電源負荷の出力電力要求に関連する。回路２２は＋６．５Ｖ電圧供給をモニタする。回路２２に含まれる素子ＩＰ１０２は、電源の出力電圧を制御するために用いられるリファレンス増幅器である。リファレンス増幅器ＩＰ１０２は、入力電圧がリファレンス電圧を上回って増大する場合に増大した電流を素子のカソードに流す増幅器及び固定２．５Ｖリファレンスを有する。電流が素子のカソードを流れる場合に、電流はまた、光カプラＤＰ１０６のダイオード部分と直列に流れる。光カプラＤＰ１０６のダイオード部分に流れる電流により、光カプラＤＰ１０６のトランジスタ側に電流が流れ、このようにして、制御ＩＣＩＰ１０１に、変圧器ＬＰ１０２に供給される電流を低減させる。

制御ＩＣＩＰ１０１におけるピーク電流設定点は帰還信号ＦＢ_ＬＯＡＤに応答し、ピーク電流は、このようにして、出力電力要求に従って制御される。通常動作の間、制御ＩＣＩＰ１０１は、ＤＭＧピン１及びＣＳピン３にある信号に応答する。出力電力は、閾値電圧Ｖ_ＴＨが超えられる場合にのみ、ＩＣＩＰ１０１の制御の外で制限される。その間、ＣＳピン３にある信号は、オフセット電圧Ｖ_{ＯＦＦＳＥＴ}により増大する。

制御信号Ｃ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}は、リセット機能の一部として電源をシャットダウンするために使用される。制御信号Ｃ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}は、レギュレーションの目的で使用される電圧帰還である帰還信号ＦＢ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}と比較して、オン／オフ信号として使用される。光カプラＤＰ３０２内のダイオードが導通する場合、制御信号ＲＳ_{ＣＯＮＴＲＯＬ}は、共通接続点Ｊ１を接地にプルダウンし、帰還信号ＦＢ_ＬＯＡＤを中断する。制御ＩＣＩＰ１０１のＦＢピン２にある電圧が制御ＩＣＩＰ１０１内の内部スキップレベルを下回る場合に、スイッチング素子トランジスタＴＰ１０２は、光カプラＤＰ３０２がオフし且つ接続点Ｊ１での電圧が再び帰還信号ＦＢ_ＬＯＡＤに応答するまでオフされる。

明らかなように、制御ＩＣに組み込まれる通常動作及び安全性のプロトコルは、有利に、本発明の配置に従う電力制限を開始される閾値によって悪影響を及ぼされない。

Claims

スイッチモード電源の動作方法であって、
一次供給を受けるステップと、
繰り返し前記一次供給の電圧をインピーダンスへ結合し、前記一次供給の電圧を前記インピーダンスから離す結合分離ステップと、
前記結合分離ステップに応答して二次供給を印加する印加ステップと、
前記結合分離ステップの間に流れる電流の反復的な発生の大きさを検知する検知ステップと、
前記検知ステップに応答して少なくとも部分的に前記結合分離ステップを制御するステップと、
前記一次供給に関連する検知電圧を生成するステップと、
前記検知電圧が閾値を超える場合に、前記流れる電流の前記発生について検知される前記大きさを増大させることによって、当該電源の出力電力を制限するステップと
を有する方法。
前記検知電圧に比例する係数だけ前記流れる電流の前記発生の夫々について検知される大きさを増大させるステップを更に有する請求項１記載の方法。
前記検知ステップに応答して且つ前記印加ステップに応答して前記結合分離ステップを制御するステップを更に有する請求項２記載の方法。
前記検知ステップに応答して且つ前記印加ステップに応答して前記結合分離ステップを制御するステップを更に有する請求項１記載の方法。
一次交流供給電圧を受けるステップと、
前記流れる電流について検知される大きさの夫々に関連する電圧信号を生成するステップと、
前記交流供給電圧の負の部分に応答して前記検知電圧を生成するステップと、
前記検知電圧が前記閾値を超える場合に、
前記検知電圧に比例する係数だけ各前記電圧信号の大きさを増大させるステップと、
増大した大きさを有する前記電圧信号に応答して且つ前記印加ステップに応答して前記結合分離ステップを制御するステップと
を有する請求項１記載の方法。
スイッチモード電源であって、
一次供給の発生源と、
繰り返し前記一次供給の電圧を変圧器へ結合し、前記一次供給の電圧を前記変圧器から離すスイッチと、
前記変圧器へ結合され且つ前記スイッチの動作によって印加される二次電圧と、
前記スイッチの動作の間に流れる電流の反復的な発生の大きさを検知する抵抗と、
負帰還ループの部分を形成し且つ検知される前記大きさに少なくとも部分的に応答する、前記スイッチのためのコントローラと、
前記一次供給に関連する検知電圧源と、
当該電源の出力電力を制限するために、前記検知電圧が閾値を超える場合に、前記流れる電流の前記発生について検知される前記大きさと、前記検知電圧に関連する補助電圧とを結合するよう動作する回路と
を有するスイッチモード電源。
前記スイッチのための前記コントローラは、前記検知される大きさに応答し且つ前記二次供給の動作に応答する、請求項６記載のスイッチモード電源。
前記一次供給は交流供給電圧であり、
前記検知電圧は、前記交流供給電圧の負の部分に応答して生成される、請求項７記載のスイッチモード電源。
前記回路は、
前記交流供給電圧の前記負の部分を整流する第１のダイオードと、
整流された前記交流供給電圧に応答して前記検知電圧を発生させるキャパシタと、
前記閾値を定めるブレイクダウン電圧を有するツェナーダイオードと
を有する、請求項８記載のスイッチモード電源。
前記回路は、
前記一次供給の一部分を整流する第１のダイオードと、
整流された前記部分に応答して前記検知電圧を発生させるキャパシタと、
前記閾値を定めるブレイクダウン電圧を有するツェナーダイオードと
を有する、請求項６記載のスイッチモード電源。
前記一次供給は交流供給電圧であり、
前記第１のダイオードは前記供給電圧の負の部分を整流する、請求項１０記載のスイッチモード電源。