JPH06284714A - 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH06284714A JPH06284714A JP7415193A JP7415193A JPH06284714A JP H06284714 A JPH06284714 A JP H06284714A JP 7415193 A JP7415193 A JP 7415193A JP 7415193 A JP7415193 A JP 7415193A JP H06284714 A JPH06284714 A JP H06284714A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、フォ
トカプラを用いることなく出力電圧検出信号、出力電圧
異常検出信号を１次側に伝達できるようにする。 【構成】 絶縁トランス７の２次巻線７ｂと出力平滑コ
ンデンサ１１との間に挿入された出力チョークコイル１
０に補助巻線１９を結合し、１次巻線７ａに直列接続さ
れたスイッチング素子がオフのときに誘起される補助巻
線１９の電圧を、ダイオード２０を介してコンデンサ２
１に充電する。コンデンサ２１の両端の電圧は出力電圧
検出回路２３、出力電圧の異常を検出する過電圧／低電
圧検出回路２４において検出され、出力電圧（誤差）検
出信号、出力電圧異常検出信号を制御回路６に供給す
る。制御回路６は出力電圧検出信号に応答して、スイッ
チング素子３の駆動パルスをパルス幅制御し、出力電圧
を所定値に保持し、また異常検出信号に応答して、スイ
ッチング素子をオフする等の保護動作を実行する。
トカプラを用いることなく出力電圧検出信号、出力電圧
異常検出信号を１次側に伝達できるようにする。 【構成】 絶縁トランス７の２次巻線７ｂと出力平滑コ
ンデンサ１１との間に挿入された出力チョークコイル１
０に補助巻線１９を結合し、１次巻線７ａに直列接続さ
れたスイッチング素子がオフのときに誘起される補助巻
線１９の電圧を、ダイオード２０を介してコンデンサ２
１に充電する。コンデンサ２１の両端の電圧は出力電圧
検出回路２３、出力電圧の異常を検出する過電圧／低電
圧検出回路２４において検出され、出力電圧（誤差）検
出信号、出力電圧異常検出信号を制御回路６に供給す
る。制御回路６は出力電圧検出信号に応答して、スイッ
チング素子３の駆動パルスをパルス幅制御し、出力電圧
を所定値に保持し、また異常検出信号に応答して、スイ
ッチング素子をオフする等の保護動作を実行する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータに関し、特に過電圧保護機能及び低電圧保護機能
を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
バータに関し、特に過電圧保護機能及び低電圧保護機能
を備えた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】入力直流電圧を所望のレベルの直流電圧
に変換するための絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例
について、図７を参照して説明する。図７において、１
は入力端子に接続された直流入力電源、２は入力コンデ
ンサ、３はＦＥＴからなるスイッチング素子、４は補助
電源用平滑コンデンサ、５は補助電源用整流ダイオー
ド、６はスイッチング素子３の駆動電圧をパルス幅制御
する制御回路である。また、７は１次巻線７ａ、２次巻
線７ｂ、及び補助巻線７ｃを有する絶縁トランスであ
り、８及び９は整流ダイオード、１０はチョークコイ
ル、１１は出力平滑コンデンサ、１２は出力端子に接続
された負荷である。更に、１３は出力電圧検出回路、１
４は過電圧検出回路、１５は低電圧検出回路であり、１
６ａ、１７ａ、１８ｂはフォトダイオード、１６ｂ、１
７ｂ、１８ｂはフォトトランジスタであり、これらフォ
トダイオード及びフォトトランジスタは、検出回路１３
〜１５の出力を１次側の制御回路６に伝達するためのフ
ォトカプラを構成している。
に変換するための絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例
について、図７を参照して説明する。図７において、１
は入力端子に接続された直流入力電源、２は入力コンデ
ンサ、３はＦＥＴからなるスイッチング素子、４は補助
電源用平滑コンデンサ、５は補助電源用整流ダイオー
ド、６はスイッチング素子３の駆動電圧をパルス幅制御
する制御回路である。また、７は１次巻線７ａ、２次巻
線７ｂ、及び補助巻線７ｃを有する絶縁トランスであ
り、８及び９は整流ダイオード、１０はチョークコイ
ル、１１は出力平滑コンデンサ、１２は出力端子に接続
された負荷である。更に、１３は出力電圧検出回路、１
４は過電圧検出回路、１５は低電圧検出回路であり、１
６ａ、１７ａ、１８ｂはフォトダイオード、１６ｂ、１
７ｂ、１８ｂはフォトトランジスタであり、これらフォ
トダイオード及びフォトトランジスタは、検出回路１３
〜１５の出力を１次側の制御回路６に伝達するためのフ
ォトカプラを構成している。
【０００３】上記従来例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作
について説明する。制御回路６の制御に基づき、スイッ
チング素子３が所定の周期でオンオフされるが、スイッ
チング素子３がオンすると、トランス７の１次巻線７ａ
に電源１から電流が流れ、該トランスを介して電力が出
力側に送られる。この時、トランス７の１次及び２次巻
線の極性により、ダイオード８がオン、９がオフとな
り、コンデンサ１１が充電される。スイッチング素子３
がオフの場合は、ダイオード８がオフ、ダイオード９が
オンとなって、コンデンサ１１はチョークコイル１０か
ら充電される。なお、コンデンサ１１の充電電圧、すな
わち負荷１２に供給される出力電圧は、トランス７の巻
線比とスイッチング素子３の時比率（一定周期に対する
オン時間の比）によって決定される。また、トランス７
に設けられた補助巻線７ｃにより、ダイオード５を介し
て補助電源用平滑コンデンサ４が充電され、制御回路６
へ駆動電源を供給する。
について説明する。制御回路６の制御に基づき、スイッ
チング素子３が所定の周期でオンオフされるが、スイッ
チング素子３がオンすると、トランス７の１次巻線７ａ
に電源１から電流が流れ、該トランスを介して電力が出
力側に送られる。この時、トランス７の１次及び２次巻
線の極性により、ダイオード８がオン、９がオフとな
り、コンデンサ１１が充電される。スイッチング素子３
がオフの場合は、ダイオード８がオフ、ダイオード９が
オンとなって、コンデンサ１１はチョークコイル１０か
ら充電される。なお、コンデンサ１１の充電電圧、すな
わち負荷１２に供給される出力電圧は、トランス７の巻
線比とスイッチング素子３の時比率（一定周期に対する
オン時間の比）によって決定される。また、トランス７
に設けられた補助巻線７ｃにより、ダイオード５を介し
て補助電源用平滑コンデンサ４が充電され、制御回路６
へ駆動電源を供給する。
【０００４】コンデンサ１１の両端の電圧、すなわち出
力電圧は、出力電圧検出回路１３により検出され、フォ
トカプラ１６ａ、１６ｂを介して制御回路６に伝達され
る。制御回路６は、その伝達された信号レベルに応じて
パルス幅変調を行い、それによりスイッチング素子３の
時比率を制御して、出力電圧が所定の出力電圧レベルに
なるよう制御する。出力電圧はまた、過電圧検出回路１
４、低電圧検出回路１５にも供給され、これらの回路で
過電圧又は低電圧状態が検出されると、過電圧検出信
号、低電圧検出信号がフォトカプラ１７ａ、１７ｂ、及
び１８ａ、１８ｂを介して１次側の制御回路６に伝達さ
れ、それによりスイッチング素子３のオンオフを停止す
る等の保護動作を実行する。
力電圧は、出力電圧検出回路１３により検出され、フォ
トカプラ１６ａ、１６ｂを介して制御回路６に伝達され
る。制御回路６は、その伝達された信号レベルに応じて
パルス幅変調を行い、それによりスイッチング素子３の
時比率を制御して、出力電圧が所定の出力電圧レベルに
なるよう制御する。出力電圧はまた、過電圧検出回路１
４、低電圧検出回路１５にも供給され、これらの回路で
過電圧又は低電圧状態が検出されると、過電圧検出信
号、低電圧検出信号がフォトカプラ１７ａ、１７ｂ、及
び１８ａ、１８ｂを介して１次側の制御回路６に伝達さ
れ、それによりスイッチング素子３のオンオフを停止す
る等の保護動作を実行する。
【０００５】検出回路１３〜１５は、例えば図８に示す
ような具体的構成を有しており、出力電圧検出回路１３
は、抵抗１３1、１３2からなる分圧回路、電流制限抵抗
１３3、及びシャントレギュレータ１３4で構成され、抵
抗１３3とシャントレギュレータ１３4はフォトダイオー
ド１６ａに直列接続されている。シャントレギュレータ
１３4は、分圧回路の出力を所定の基準電圧と比較し、
基準電圧以上の場合に導通してフォトダイオード１６ａ
に電流を流すよう構成されている。過電圧検出回路１４
は、抵抗１４1、定電圧ダイオード１４2で構成され、こ
れらの素子は、フォトダイオード１７ａに直列に接続さ
れている。出力電圧が定常の範囲内の場合はフォトダイ
オード１７ａに電流を流さないが、定電圧ダイオード１
４2で定まる高レベルの一定電圧以上になると、フォト
ダイオード１７ａに電流を流して、過電圧状態になった
ことを制御回路６に伝達する。
ような具体的構成を有しており、出力電圧検出回路１３
は、抵抗１３1、１３2からなる分圧回路、電流制限抵抗
１３3、及びシャントレギュレータ１３4で構成され、抵
抗１３3とシャントレギュレータ１３4はフォトダイオー
ド１６ａに直列接続されている。シャントレギュレータ
１３4は、分圧回路の出力を所定の基準電圧と比較し、
基準電圧以上の場合に導通してフォトダイオード１６ａ
に電流を流すよう構成されている。過電圧検出回路１４
は、抵抗１４1、定電圧ダイオード１４2で構成され、こ
れらの素子は、フォトダイオード１７ａに直列に接続さ
れている。出力電圧が定常の範囲内の場合はフォトダイ
オード１７ａに電流を流さないが、定電圧ダイオード１
４2で定まる高レベルの一定電圧以上になると、フォト
ダイオード１７ａに電流を流して、過電圧状態になった
ことを制御回路６に伝達する。
【０００６】低電圧検出回路１５は、抵抗１５1、定電
圧ダイオード１５2で構成され、これらの素子は、フォ
トダイオード１８ａに直列接続されている。出力電圧が
定常の範囲内の場合はフォトダイオード１５2に電流を
流し続けるが、定電圧ダイオード１５2で定まる比較的
低レベルの一定電圧以下になると、フォトダイオード１
８ａの電流を遮断して、それにより出力電圧が低電圧状
態になったことを制御回路６に伝達する。回路構成とし
ては検出回路１４と１５は同一であるが、定電圧ダイオ
ードのツェナー電位がそれぞれ相違していると共に、検
出回路１４はフォトダイオードに電流を流して過電圧状
態であることを伝達し、一方検出回路１５はフォトダイ
オードの電流を遮断して低電圧状態であることを伝達し
ている。
圧ダイオード１５2で構成され、これらの素子は、フォ
トダイオード１８ａに直列接続されている。出力電圧が
定常の範囲内の場合はフォトダイオード１５2に電流を
流し続けるが、定電圧ダイオード１５2で定まる比較的
低レベルの一定電圧以下になると、フォトダイオード１
８ａの電流を遮断して、それにより出力電圧が低電圧状
態になったことを制御回路６に伝達する。回路構成とし
ては検出回路１４と１５は同一であるが、定電圧ダイオ
ードのツェナー電位がそれぞれ相違していると共に、検
出回路１４はフォトダイオードに電流を流して過電圧状
態であることを伝達し、一方検出回路１５はフォトダイ
オードの電流を遮断して低電圧状態であることを伝達し
ている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記したように、従来
例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、２次側の
出力電圧を監視して、出力電圧検出信号をフォトカプラ
を介して１次側に転送すると共に、過電圧検出信号及び
低電圧検出信号もそれぞれフォトカプラを介して１次側
へ転送するように構成しているので、合計３個のフォト
カプラを設ける必要がある。フォトカプラの小型化は一
般に極めて困難であると共に、そのようなフォトカプラ
を複数個設けなくてはならないことは、コンバータの小
型化を妨げ、ひいてはコストアップにつながるものであ
る。また、フォトカプラを構成するフォトトランジスタ
は、温度が上昇するとコレクタ-エミッタ間の暗電流が
増加し、相対コレクタ電流が低下する（ＬＥＤの発光効
率が低下するので）という温度特性を有しており、また
フォトカプラは経時的にもその特性が変化するものであ
る。更にフォトカプラをコンバータに採用した場合の故
障率は、トランスを用いたものと比べて２倍以上になっ
ており、このような特性を有するフォトカプラをコンバ
ータに用いることは、コンバータの信頼性向上を妨げる
ことになっている。従って本発明の目的は、フォトカプ
ラを用いることなく、安価で小型で、かつ信頼性の高い
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、２次側の
出力電圧を監視して、出力電圧検出信号をフォトカプラ
を介して１次側に転送すると共に、過電圧検出信号及び
低電圧検出信号もそれぞれフォトカプラを介して１次側
へ転送するように構成しているので、合計３個のフォト
カプラを設ける必要がある。フォトカプラの小型化は一
般に極めて困難であると共に、そのようなフォトカプラ
を複数個設けなくてはならないことは、コンバータの小
型化を妨げ、ひいてはコストアップにつながるものであ
る。また、フォトカプラを構成するフォトトランジスタ
は、温度が上昇するとコレクタ-エミッタ間の暗電流が
増加し、相対コレクタ電流が低下する（ＬＥＤの発光効
率が低下するので）という温度特性を有しており、また
フォトカプラは経時的にもその特性が変化するものであ
る。更にフォトカプラをコンバータに採用した場合の故
障率は、トランスを用いたものと比べて２倍以上になっ
ており、このような特性を有するフォトカプラをコンバ
ータに用いることは、コンバータの信頼性向上を妨げる
ことになっている。従って本発明の目的は、フォトカプ
ラを用いることなく、安価で小型で、かつ信頼性の高い
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次
側と２次側とが絶縁トランスにより絶縁され、１次側に
設けられた制御回路によりトランスの１次巻線に直列接
続されたスイッチング素子の駆動パルスをパルス幅制御
して、ほぼ一定の出力電圧を出力するよう構成された絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、（ａ）絶縁トラン
スの２次巻線と出力平滑コンデンサとの間に設けられた
出力チョークコイルと、（ｂ）出力チョークコイルに結
合された補助巻線と、（ｃ）補助巻線に接続され、スイ
ッチング素子がオフの時に補助巻線に誘起する電力によ
り、コンバータの出力電圧に比例する電圧に充電される
第１のコンデンサと、（ｄ）１次側に設けられ、第１の
コンデンサの両端の電圧を検出して制御回路に対して電
圧検出信号を出力する電圧検出回路とを含んでいること
を特徴としている。即ち、出力チョークコイルに補助巻
線を結合して該巻線からの電力を第１のコンデンサに充
電し、第１のコンデンサの両端の電圧を出力電圧検出回
路、過電圧／低電圧検出の出力電圧異常検出回路で直接
検出しており、フォトカプラを用いる事なく絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータを構成したことを特徴としている。更
に本発明は、出力チョークコイルに結合された補助巻線
からの電力を充電する第２のコンデンサを設けて、第２
のコンデンサから１次側の制御回路の駆動電源を供給す
ることを第２の特徴としており、更にまた、第２のコン
デンサの充電電圧が所定レベルよりも低い場合に、入力
電源から充電を行う起動回路を設けたことを第３の特徴
としている。
ために、本発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次
側と２次側とが絶縁トランスにより絶縁され、１次側に
設けられた制御回路によりトランスの１次巻線に直列接
続されたスイッチング素子の駆動パルスをパルス幅制御
して、ほぼ一定の出力電圧を出力するよう構成された絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、（ａ）絶縁トラン
スの２次巻線と出力平滑コンデンサとの間に設けられた
出力チョークコイルと、（ｂ）出力チョークコイルに結
合された補助巻線と、（ｃ）補助巻線に接続され、スイ
ッチング素子がオフの時に補助巻線に誘起する電力によ
り、コンバータの出力電圧に比例する電圧に充電される
第１のコンデンサと、（ｄ）１次側に設けられ、第１の
コンデンサの両端の電圧を検出して制御回路に対して電
圧検出信号を出力する電圧検出回路とを含んでいること
を特徴としている。即ち、出力チョークコイルに補助巻
線を結合して該巻線からの電力を第１のコンデンサに充
電し、第１のコンデンサの両端の電圧を出力電圧検出回
路、過電圧／低電圧検出の出力電圧異常検出回路で直接
検出しており、フォトカプラを用いる事なく絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータを構成したことを特徴としている。更
に本発明は、出力チョークコイルに結合された補助巻線
からの電力を充電する第２のコンデンサを設けて、第２
のコンデンサから１次側の制御回路の駆動電源を供給す
ることを第２の特徴としており、更にまた、第２のコン
デンサの充電電圧が所定レベルよりも低い場合に、入力
電源から充電を行う起動回路を設けたことを第３の特徴
としている。
【０００９】
【実施例】本発明の一実施例を図１を参照して説明す
る。なお図において、図７の従来例と同一の構成要素
は、同一の参照符号を付している。図１の実施例におい
て、１９は２次側の出力チョークコイル１０に結合され
た補助巻線であり、該補助巻線の一端は１次側の接地電
位に接続されている。該補助巻線からの電力は、スイッ
チング素子３がオフの時にオンとなるダイオード２０を
介して平滑コンデンサ（第１のコンデンサ）２１に充電
されると共に、ダイオード２２を介して制御回路６の電
源を構成する平滑コンデンサ（第２のコンデンサ）４に
充電される。コンデンサ２１の両端の電圧は、１次側に
設けられ出力電圧検出回路２３、出力電圧異常検出回路
を構成する過電圧／低電圧検出回路２４によって監視さ
れ、それぞれの検出信号は制御回路６に直接供給されて
いる。
る。なお図において、図７の従来例と同一の構成要素
は、同一の参照符号を付している。図１の実施例におい
て、１９は２次側の出力チョークコイル１０に結合され
た補助巻線であり、該補助巻線の一端は１次側の接地電
位に接続されている。該補助巻線からの電力は、スイッ
チング素子３がオフの時にオンとなるダイオード２０を
介して平滑コンデンサ（第１のコンデンサ）２１に充電
されると共に、ダイオード２２を介して制御回路６の電
源を構成する平滑コンデンサ（第２のコンデンサ）４に
充電される。コンデンサ２１の両端の電圧は、１次側に
設けられ出力電圧検出回路２３、出力電圧異常検出回路
を構成する過電圧／低電圧検出回路２４によって監視さ
れ、それぞれの検出信号は制御回路６に直接供給されて
いる。
【００１０】本発明の実施例の更に詳細を説明する前
に、本発明の原理を図２に基づいて説明する。絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの等価回路は図２（ａ）に示すよう
に表すことができ、そしてスイッチング素子３がオンの
ときは図２（ｂ）に、スイッチング素子３がオフのとき
は図２（ｃ）に示すようになる。図２（ｃ）から明らか
なように、スイッチング素子３がオフのときのチョーク
コイル１０の端子間電圧ＶLは、出力電圧ＶOUTと等しく
なる。従って、スイッチング素子３がオフの時のチョー
クコイル１０の電圧を、それに結合された補助巻線を介
して取り出せば、出力電圧ＶOUTに比例する電圧を取り
出すことができることになる。即ち、従来例のようにト
ランスに補助巻線を設けて該巻線から電圧を取り出した
場合は、該電圧は入力電圧に比例してしまうが、二次側
のチョークコイルに結合された補助巻線にスイッチング
素子がオフのときに誘起する電圧は、入力電源電圧に依
存しないで出力電圧に依存するものとなるから、該誘起
電圧を監視すれば出力電圧を監視できると共に、該補助
巻線に誘起する電力を１次側に設けた制御回路の駆動電
源にも利用できるものである。
に、本発明の原理を図２に基づいて説明する。絶縁型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの等価回路は図２（ａ）に示すよう
に表すことができ、そしてスイッチング素子３がオンの
ときは図２（ｂ）に、スイッチング素子３がオフのとき
は図２（ｃ）に示すようになる。図２（ｃ）から明らか
なように、スイッチング素子３がオフのときのチョーク
コイル１０の端子間電圧ＶLは、出力電圧ＶOUTと等しく
なる。従って、スイッチング素子３がオフの時のチョー
クコイル１０の電圧を、それに結合された補助巻線を介
して取り出せば、出力電圧ＶOUTに比例する電圧を取り
出すことができることになる。即ち、従来例のようにト
ランスに補助巻線を設けて該巻線から電圧を取り出した
場合は、該電圧は入力電圧に比例してしまうが、二次側
のチョークコイルに結合された補助巻線にスイッチング
素子がオフのときに誘起する電圧は、入力電源電圧に依
存しないで出力電圧に依存するものとなるから、該誘起
電圧を監視すれば出力電圧を監視できると共に、該補助
巻線に誘起する電力を１次側に設けた制御回路の駆動電
源にも利用できるものである。
【００１１】図３は、図１に示した実施例において採用
される出力電圧検出回路２３の具体的構成を示してい
る。コンデンサ２１の両端の電圧を抵抗２３1、２３2で
分圧して、その分圧電圧と基準電圧ＶREF1との差を誤差
増幅器（Ｅ／Ａ）２３3で増幅して出力電圧誤差検出信
号として制御回路６へ供給する。制御回路６においては
この増幅された誤差検出信号に基づきパルス幅変調を行
い、スイッチング素子３の駆動パルスをパルス幅制御し
て出力電圧がほぼ一定の所定電圧となるように制御す
る。図４は、図１に示した実施例において採用される過
電圧／低電圧検出回路２４の具体的構成を示している。
コンデンサ２１の両端の電圧は、比較回路２４1、２４2
において、低電圧検出レベルに比例する基準電圧
ＶREF2、過電圧検出レベルに比例する基準電圧ＶREF3と
比較され、コンデンサ２１の電圧が基準電圧ＶRE F2より
低くなるか又は基準電圧ＶREF3より高くなると、それに
応じて比較器２４1又は２４2の出力が高レベルとなり、
ダイオード２４3又は２４4を介して制御回路６へ該高レ
ベルの電圧を出力電圧異常検出信号として伝達する。一
方、コンデンサ２１の電圧が基準レベルＶREF2とＶREF3
の間にある場合は、比較器２４1、２４2の出力はいずれ
も低レベルであり、２次側の出力電圧が過電圧状態でも
低電圧状態でもないことを制御回路６へ通知する。な
お、上記実施例は、出力電圧異常検出回路として過電圧
及び低電圧の両方を検出できるように構成されている
が、いずれか一方のみを検出するよう構成しても良いこ
とは勿論である。
される出力電圧検出回路２３の具体的構成を示してい
る。コンデンサ２１の両端の電圧を抵抗２３1、２３2で
分圧して、その分圧電圧と基準電圧ＶREF1との差を誤差
増幅器（Ｅ／Ａ）２３3で増幅して出力電圧誤差検出信
号として制御回路６へ供給する。制御回路６においては
この増幅された誤差検出信号に基づきパルス幅変調を行
い、スイッチング素子３の駆動パルスをパルス幅制御し
て出力電圧がほぼ一定の所定電圧となるように制御す
る。図４は、図１に示した実施例において採用される過
電圧／低電圧検出回路２４の具体的構成を示している。
コンデンサ２１の両端の電圧は、比較回路２４1、２４2
において、低電圧検出レベルに比例する基準電圧
ＶREF2、過電圧検出レベルに比例する基準電圧ＶREF3と
比較され、コンデンサ２１の電圧が基準電圧ＶRE F2より
低くなるか又は基準電圧ＶREF3より高くなると、それに
応じて比較器２４1又は２４2の出力が高レベルとなり、
ダイオード２４3又は２４4を介して制御回路６へ該高レ
ベルの電圧を出力電圧異常検出信号として伝達する。一
方、コンデンサ２１の電圧が基準レベルＶREF2とＶREF3
の間にある場合は、比較器２４1、２４2の出力はいずれ
も低レベルであり、２次側の出力電圧が過電圧状態でも
低電圧状態でもないことを制御回路６へ通知する。な
お、上記実施例は、出力電圧異常検出回路として過電圧
及び低電圧の両方を検出できるように構成されている
が、いずれか一方のみを検出するよう構成しても良いこ
とは勿論である。
【００１２】図５は本発明の別の実施例を示しており、
この実施例においては、図１に示した実施例に更に起動
回路２５を１次側に設けて、入力電源の投入直後や出力
電圧が低下している状態においても、制御回路６を確実
に動作させることができるよう構成したことを特徴とし
ている。起動回路２５は図６に示すように、抵抗２
５1、２５2、定電圧ダイオード２５3、及びスイッチン
グトランジスタ２５4で構成されており、コンデンサ４
の両端の電圧ＶCが、定電圧ダイオード２５3のツエナー
電圧ＶDTから、トランジスタ２５4のベース-エミッタ間
電圧ＶBEと該トランジスタにエミッタに接続したダイオ
ードの順方向電圧ＶDとの和（ＶBE＋ＶD）を差し引いた
電圧よりも小さい場合、即ち ＶC≦ＶDT−（ＶBE＋ＶD） の場合に、トランジスタ２５4にベース電流を流して該
トランジスタをオンにし、該トランジスタを介して入力
電源１からコンデンサ４に充電を行うものである。コン
デンサ４の電圧が所定レベルに達するとトランジスタは
ターンオフされ、図１の実施例と同様に、チョークコイ
ル１０に結合された補助巻線１９からコンデンサ４は充
電されることになる。
この実施例においては、図１に示した実施例に更に起動
回路２５を１次側に設けて、入力電源の投入直後や出力
電圧が低下している状態においても、制御回路６を確実
に動作させることができるよう構成したことを特徴とし
ている。起動回路２５は図６に示すように、抵抗２
５1、２５2、定電圧ダイオード２５3、及びスイッチン
グトランジスタ２５4で構成されており、コンデンサ４
の両端の電圧ＶCが、定電圧ダイオード２５3のツエナー
電圧ＶDTから、トランジスタ２５4のベース-エミッタ間
電圧ＶBEと該トランジスタにエミッタに接続したダイオ
ードの順方向電圧ＶDとの和（ＶBE＋ＶD）を差し引いた
電圧よりも小さい場合、即ち ＶC≦ＶDT−（ＶBE＋ＶD） の場合に、トランジスタ２５4にベース電流を流して該
トランジスタをオンにし、該トランジスタを介して入力
電源１からコンデンサ４に充電を行うものである。コン
デンサ４の電圧が所定レベルに達するとトランジスタは
ターンオフされ、図１の実施例と同様に、チョークコイ
ル１０に結合された補助巻線１９からコンデンサ４は充
電されることになる。
【００１３】本発明の実施例に具備される出力電圧検出
回路２３、過電圧／低電圧検出回路２４、起動回路２５
の構成は、それぞれ図３、図４、図６のものに限定され
るものではなく、種種の変形が可能であることは勿論で
ある。例えば、図３の出力電圧検出回路において、分圧
抵抗２３1、２３2を設けずにコンデンサ２１の電圧を誤
差増幅器２３3に直接入力し、基準電圧ＶREF1のレベル
をそれに応じて高く設定しても良く、逆に、図４の過電
圧／低電圧検出回路において、コンデンサ２１の電圧を
２つの比較器に直接供給しないで分圧抵抗を介して供給
し、基準電圧ＶREF2、ＶREF3のレベルをそれに応じて小
さく設定しても良い。図６の起動回路においても、定電
圧ダイオード２５3をトランジスタ２５4のベースと接地
電位間に接続する代わりに、該ダイオード２５3をトラ
ンジスタ２５4のベース-エミッタの電流通路に直列に接
続してもよく、この場合はコンデンサ４の両端の電圧と
入力電源の電圧との差が所定レベル以上になった場合
に、トランジスタ２５4がターンオンされることにな
る。また、定電圧ダイオードの代わりに他の比較素子、
比較回路を用いても良い。
回路２３、過電圧／低電圧検出回路２４、起動回路２５
の構成は、それぞれ図３、図４、図６のものに限定され
るものではなく、種種の変形が可能であることは勿論で
ある。例えば、図３の出力電圧検出回路において、分圧
抵抗２３1、２３2を設けずにコンデンサ２１の電圧を誤
差増幅器２３3に直接入力し、基準電圧ＶREF1のレベル
をそれに応じて高く設定しても良く、逆に、図４の過電
圧／低電圧検出回路において、コンデンサ２１の電圧を
２つの比較器に直接供給しないで分圧抵抗を介して供給
し、基準電圧ＶREF2、ＶREF3のレベルをそれに応じて小
さく設定しても良い。図６の起動回路においても、定電
圧ダイオード２５3をトランジスタ２５4のベースと接地
電位間に接続する代わりに、該ダイオード２５3をトラ
ンジスタ２５4のベース-エミッタの電流通路に直列に接
続してもよく、この場合はコンデンサ４の両端の電圧と
入力電源の電圧との差が所定レベル以上になった場合
に、トランジスタ２５4がターンオンされることにな
る。また、定電圧ダイオードの代わりに他の比較素子、
比較回路を用いても良い。
【００１４】
【発明の効果】本発明は以上のように、２次側のチョー
クコイルに補助巻線を結合して、該補助巻線で誘起され
る電圧を検出して出力電圧（誤差）検出信号、出力電圧
異常検出信号を得、これを直接制御回路に供給し、フォ
トカプラを何ら用いない構成としているので、小型で安
価にＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができると共
に、該コンバータは温度変化及び経年変化によって特性
が大きく変動すこと事も少ないので信頼性が向上する。
また、制御回路の駆動電源も、出力チョークコイルに結
合した補助巻線から得こと事ができるので、別の補助巻
線を絶縁トランスに設ける必要はない。更に、起動回路
を１次側に設けた場合は、入力電源投入時、又は何らか
の理由で出力電圧が低下してしまった場合においても、
制御回路の電源を確保することができるので、安定な動
作が可能となる。
クコイルに補助巻線を結合して、該補助巻線で誘起され
る電圧を検出して出力電圧（誤差）検出信号、出力電圧
異常検出信号を得、これを直接制御回路に供給し、フォ
トカプラを何ら用いない構成としているので、小型で安
価にＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができると共
に、該コンバータは温度変化及び経年変化によって特性
が大きく変動すこと事も少ないので信頼性が向上する。
また、制御回路の駆動電源も、出力チョークコイルに結
合した補助巻線から得こと事ができるので、別の補助巻
線を絶縁トランスに設ける必要はない。更に、起動回路
を１次側に設けた場合は、入力電源投入時、又は何らか
の理由で出力電圧が低下してしまった場合においても、
制御回路の電源を確保することができるので、安定な動
作が可能となる。
【図１】本発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施
例を示すブロック図。
例を示すブロック図。
【図２】本発明の原理を説明するための絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの等価回路図。
Ｃコンバータの等価回路図。
【図３】本発明の実施例に具備される出力電圧検出回路
の具体例を示す回路図。
の具体例を示す回路図。
【図４】本発明の実施例に具備される出力電圧異常検出
回路を構成する過電圧／低電圧検出回路の具体例を示す
回路図。
回路を構成する過電圧／低電圧検出回路の具体例を示す
回路図。
【図５】本発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの別の実
施例を示すブロック図。
施例を示すブロック図。
【図６】図５に示した実施例に具備される起動回路の具
体例を示す回路図。
体例を示す回路図。
【図７】従来例の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを示すブ
ロック図。
ロック図。
【図８】従来例に具備される出力電圧検出回路、過電圧
検出回路、及び低電圧検出回路の具体例を示す回路図。
検出回路、及び低電圧検出回路の具体例を示す回路図。
Claims (5)
- 【請求項１】 １次側と２次側とが絶縁トランスにより
絶縁され、１次側に設けられた制御回路により該絶縁ト
ランスの１次巻線に直列接続されたスイッチング素子の
駆動パルスをパルス幅制御して、所定の出力電圧を出力
するよう構成されたフォワードタイプの絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにおいて、 前記絶縁トランスの２次巻線と出力平滑コンデンサとの
間に設けられた出力チョークコイルと、 前記出力チョークコイルに結合された補助巻線と、 該補助巻線に接続され、前記スイッチング素子がオフの
ときに前記補助巻線に誘起する電圧により、コンバータ
の出力電圧に比例する電圧に充電される第１のコンデン
サと、 １次側に設けられ、前記第１のコンデンサの両端の電圧
が直接供給されて該電圧を検出し、前記制御回路に対し
て検出信号を直接出力する電圧検出回路とを含んでいる
ことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 請求項１記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいて、該コンバータは更に、前記補助巻線に接
続されて該補助巻線からの電力により充電され、前記制
御回路の駆動電源を形成する第２のコンデンサを含んで
いることを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣ
コンバータにおいて、前記電圧検出回路は、出力電圧と
設定出力電圧との差を検出して、出力電圧誤差検出信号
を前記検出信号として前記制御回路に供給する出力電圧
検出回路を含んでいることを特徴とする絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項４】 請求項１〜３のいずれかに記載の絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記電圧検出回路は、
出力電圧の過電圧又は低電圧等の異常状態を検出して、
出力電圧異常検出信号を前記検出信号として前記制御回
路に供給する出力電圧異常検出回路を含んでいることを
特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 請求項１〜４のいずれかに記載の絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、該コンバータは更に、
前記第２のコンデンサが所定レベル以下の場合に、１次
側の入力電源から該第２のコンデンサを充電するための
起動回路を含んでいることを特徴とする絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7415193A JPH06284714A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7415193A JPH06284714A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06284714A true JPH06284714A (ja) | 1994-10-07 |
Family
ID=13538873
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7415193A Pending JPH06284714A (ja) | 1993-03-31 | 1993-03-31 | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06284714A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008245514A (ja) * | 2007-03-23 | 2008-10-09 | Power Integrations Inc | ダイオード導通デューティ・サイクルを調節する方法及び装置 |
| JP2008278639A (ja) * | 2007-04-27 | 2008-11-13 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP4507366B2 (ja) * | 2000-07-21 | 2010-07-21 | コーセル株式会社 | スイッチングレギュレータ電源装置 |
| US9906141B2 (en) | 2014-07-25 | 2018-02-27 | Smk Corporation | DC-DC converter |
-
1993
- 1993-03-31 JP JP7415193A patent/JPH06284714A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4507366B2 (ja) * | 2000-07-21 | 2010-07-21 | コーセル株式会社 | スイッチングレギュレータ電源装置 |
| JP2008245514A (ja) * | 2007-03-23 | 2008-10-09 | Power Integrations Inc | ダイオード導通デューティ・サイクルを調節する方法及び装置 |
| US8498132B2 (en) | 2007-03-23 | 2013-07-30 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for regulating a diode conduction duty cycle |
| JP2008278639A (ja) * | 2007-04-27 | 2008-11-13 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| US9906141B2 (en) | 2014-07-25 | 2018-02-27 | Smk Corporation | DC-DC converter |
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