CN101682263B - 电源 - Google Patents

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Abstract

在开关电源中，并且根据用于操作开关电源的方法，功率输出开关的操作期间流动的电流的每个发生的幅度被检测，用于负反馈控制。检测电压与初级供应电压成比例地生成。每当检测电压超过阈值时，都通过借助向每个检出幅度增加与检测电压成比例的电压来增加流动电流的每个发生的检出幅度，而限制电源的输出功率。通过使用具有不同击穿电压的齐纳二极管，可选择阈值电压。因此可控制补充功率限制发生和不发生的、初级供应电压的整体范围内的各个范围。

Description

电源
背景技术
根据本发明的布置的电流模式控制开关模式电源以实现对功率限制开始的阈值的选择的方式来在宽的输入AC电压范围上限制电源的功率输出，其中的阈值例如是电压阈值。
使用电流模式控制的开关电源提供了与输入电压成比例的最大功率输出。在希望在宽电压输入范围上使用的电源中，在过载期间过度的功率可以以高范围的输入AC电压来传送，这可导致电源中变压器、二极管和晶体管的高操作温度。
如果在这样的电源中不使用功率限制，则电源中的组件必须被设计为在最高输入电压时，并且在不过热或失效的情况下，处理过载期间的最大输出功率。相比部件仅设计用于更窄范围的输入AC电压的、所希望的或固定的功率输出的情况，使用更鲁棒的部件增加了不必要的成本并且使得电源物理地更大。
现有的电流模式控制开关模式电源部分地教导了如下的电路：该电路生成偏移电压，该偏移电压可增加到指示电源的输出开关晶体管的操作电流的电压上。偏移电压增加了反馈电压的幅度。因此，相比在没有偏移的其他情形下发生的情况，功率限制在更低的输入AC电压开始。
现有电源解决了若干问题，但是它的操作呈现了进一步改进的机会。如此产生的一个这样的问题是，偏移电压的幅度与DC电压成正比，该DC电压转而与输入AC电压的幅度成正比。因此，没有对于发起功率限制的输入AC电压电平的控制。即使在当功率限制可能不必要时的较低输出功率电平处，功率限制也总是发生，这是因为不可能在用于发起功率限制的输入AC电压范围内建立阈值。建立用于发起功率限制的阈值有利地使得可以例如基于适当的性能准则，来改进电源的设计和操作。这样的性能准则可包括例如优化：电源的输入电压范围；电源的最大负载能力；电源的成本；电源的尺寸；以及电源的操作的效率。
根据这里教导的本发明的布置，通过提供用于发起功率限制的、输入AC电压范围内的可选阈值，解决了此问题以及其他问题。可选阈值使得例如在组合更昂贵、更鲁棒的组件和较不昂贵、较不鲁棒的组件以满足与一个或多个以上注释的性能准则相关联的设计需求方面能够进行选择。
此外，根据这里教导的本发明的布置，通过使用用于建立阈值的负电压，相比先前所使用的正电压，可提供设计上的进一步的灵活性。
根据本发明的布置的一种用于操作开关模式电源的方法可有利地包括以下步骤：接收初级供应电压；重复地将初级供应电压耦合至负载和将初级供应电压与负载解耦；响应于耦合和解耦步骤激励次级电压供应；检测耦合和解耦步骤期间流动的电流的每个发生的幅度；至少部分地响应于检测步骤来控制耦合和解耦步骤；生成与初级供应电压成比例的检测电压；以及，每当检测电压超过阈值时，都通过增加流动电流的每个发生的检出幅度，来限制电源的输出功率。
所述方法可有利地还包括一个或多个以下步骤：将流动电流的每个发生的检出幅度增加与检测电压成比例的因子；或者，响应于检测步骤并且响应于激励步骤来控制耦合和解耦步骤。
所述方法可有利地还包括以下步骤：接收初级交流(AC)供应电压；生成与流动电流的每个检出幅度相关的电压信号；响应于AC供应电压的负的部分生成检测电压；以及，每当检测电压超过阈值时：将每个电压信号在幅度上增加与检测电压成比例的因子；并且，响应于幅度增加的电压信号并且响应于激励步骤来控制耦合和解耦步骤。
根据本发明的布置的一种开关模式电源可有利地包括：初级供应电压的源；开关，该开关用于重复地将初级供应电压耦合至变压器和将初级供应电压与变压器解耦；次级电压源，该次级电压源耦合至变压器，并且该次级电压源通过开关的操作而被激励；电阻，该电阻用于检测开关的操作期间流动的电流的每个发生的幅度；用于开关的控制器，该控制器形成负反馈环的一部分，并且该控制器至少部分地响应于检出幅度；检测电压源，该检测电压源与初级供应电压成比例；以及，电路，当检测电压超过阈值时，该电路可操作用于将流动电流的每个发生的检出幅度和与检测电压成比例的补充电压组合，以用于限制电源的输出功率。
所述开关模式电源还可包括响应于检出幅度并且响应于次级电压源的操作的、用于开关的控制器。
在初级供应电压是交流(AC)供应电压的那些情况下，检测电压可响应于AC供应电压的负的部分而被有利地生成。
所述开关电源可有利地还包括：第一二极管，该第一二极管用于对AC供应电压的负的部分进行整流；电容器，该电容器响应于经整流的电压，用于产生检测电压；以及，齐纳二极管，该齐纳二极管具有建立阈值的击穿电压。
附图说明
图1是根据本发明的布置的电流模式控制开关模式电源的第一部分。
图1(a)示出电源中的两个地Z和M1之间的关系。
图1(b)示出地M1与两个电压供应+12V待机(SB)和+12V之间的关系。
图2是电源的第二部分。
图3是电源的第三部分。
出于在图2和图3之间建立连续性的目的，图2和图3每个都包括变压器LP102和光耦合器DP302。
具体实施方式
一般地，电流模式控制开关模式电源中被开关的电流的幅度通过测量电流检测电阻器两端产生的电压而被监控。当检出的电压达到控制电路或电源所设置的阈值时，功率开关装置被关断，直到下一周期的开始为止。
与AC输入电压成比例的偏移电压可被增加到检出的电压上，这实质上降低了当AC输入电压升高时控制电路关断开关装置的阈值。
根据本发明的布置，除了响应于检出电压和偏移电压的组合的、控制电路的正常反馈操作以外，通过允许对发起功率限制的阈值进行选择和建立，有利地提供了进一步的控制和设计的灵活性。例如，可选择电源的组件值和组件功率容量，从而在不依赖于AC输入电压的情况下可维持恒定的过载功率。
在图1、图1(a)、图1(b)、图2和图3中示出了电源1。附图之间划分电源的各种部分的方式是基于例示的方便的。
图1示出根据本发明的布置的电流模式控制开关模式电源1的第一部分10。电源的部分10响应于AC电压输入市电电源(mains supply)而生成两个输出电压RAW B+和LO B+。电源中有四个地，标为Z、M、M1和M2。在图1(a)中，电路10A示出地Z和M1之间的关系。在图1(b)中，电路10B示出地M1与两个电压供应+12V待机(SB)和+12V之间的关系，这两个电压供应是在图3中的第三部分中产生的。
图2示出电源1的第二部分20。第二部分20接收第一部分10中生成的LO B+和RAW B+电压。
图3示出电源1的第三部分30，其中多个次级电压被生成。变压器LP102和光耦合器DP302两者都在部分20和30中被示出，以辅助对电源的描述。
部分30通过光耦合器DP302向部分20中的集成控制电路IP101供应第一反馈控制信号。部分20中的第二光耦合器DP106向控制电路IP101供应第二反馈控制信号。
通过变压器LP102、光耦合器DP302和光耦合器DP106创建了隔离阻障(isolation barrier)。部分20中的电路22与部分20中的其余电路隔离，并且与部分10和20中的电路隔离。电路的部分22的地被标为M2。
参考图2和电流模式控制开关电源1的部分20，部分10中生成的输入电压Raw B+为电源提供了主能量源。变压器LP102提供了如下的输出电压：这些输出电压在部分30中被整流和滤波以生成多个低压输出。集成电路IP101是提供了用来开关功率器件TP102的经脉宽调制的输出信号的控制IC。在目前优选的实施例中，IP101是由SemiconductorComponents Industries，LLC制造的ONNCP1207B电流模式调制器。数据单作为公布序号：NCP1207A/D，October，2006-Rev.3而可得。
NCP1207B电流模式调制器的引脚与以下的功能相关联。DMG引脚1接收辅助回扫(flyback)信号，该辅助回扫信号确保不连续的操作并且提供固定的过电压检测电平7.2V。当FB引脚2连接至光耦合器时，峰值电流设置点根据输出功率要求来调节。使引脚2低于内部跳跃电平(skiplevel)则切断该器件。CS引脚3检测初级电流并将它路由选择至内部比较器。与引脚3串联地插入电阻器实现了对跳跃操作发生的电平的控制。GND引脚4是地。DRV引脚5是对外部MOSFET的驱动器的输出。Vcc引脚6连接至外部大电容(bulk capacitor)。NC引脚7未被连接。HV引脚8连接至高压轨(rail)并且将恒定电流注入进VCC大电容。
电阻器RP108是电流检测电阻器，它提供了与流经变压器LP102和晶体管TP102的电流成比例的电压VSENSE。检出的电压VSENSE耦合至控制ICIP101的引脚3(CS)。在正常操作期间，当此电压到达至控制IC的输入处的给定阈值时，IP101的引脚5(DRV)上的输出变低并且关断晶体管TP102，直到下一周期开始为止。如果系统需要更大的功率，则IP101中的阈值电压电平被增加，从而更多能量被存储在LP102中(更高的峰值电流)并且更大的功率被传送至输出绕组。阈值电压具有最大值，该最大值限制了可得的最大输出功率。组件LP103是铁氧体磁珠。
进一步参考图2中的部分20来说明根据本发明的布置的目前优选实施例的、用于发起功率限制的可选阈值。变压器LP102的引脚6提供了一AC电压，该AC电压经由电阻器RP118耦合至若干目的地。二极管DP109将该电压耦合至电容器CP108和CP110，它们被充电并且形成了耦合至IC IP101的Vcc输入引脚6的供应电压。此电压还被耦合至电阻器RP102、RP122、RP123和RP124以偏置晶体管TP101的操作。来自变压器LP102的引脚6的电压的正的部分变为耦合至IC IP101的DMG输入引脚1的经调节的(regulated)电压。来自变压器LP102的引脚6的AC电压的负的部分被耦合至二极管DP103的阴极。AC电压的此负的部分未被调节，并且与输入电压Raw B+成比例。二极管DP103的阳极耦合至齐纳二极管DP104的阳极以及电容器CP118，电容器CP118的另一端耦合至地。二极管DP103对来自变压器LP102的引脚6的电压的负的部分进行整流，并且产生负供应电压VTH，负供应电压VTH被电容器CP118滤波并且负供应电压VTH随着Raw B+电压而变化。当负供应电压VTH到达导致齐纳二极管DP104导通的值时，电压在晶体管TP101的基极产生，导致电流在集电极中流动。此集电极电流转而流经电阻器RP125和RP103，导致电压VOFFSET在电阻器RP103两端产生，这人为地增加了电流检测电压。换言之，对于IP101中设置的给定阈值电压而言，更小的电流被允许流经检测电阻器RP108。电阻器RP122控制电路的增益，并且电阻器RP105确定可能的电流的最大减小。齐纳二极管DP104的击穿电压确定了开始功率限制的电压电平，即电压阈值。在图中所示的目前优选的实施例中，电源已被优化，以提供充足的负载容量、降低的成本、减小的尺寸、以及操作的效率的组合。目前优选的实施例适用于齐纳击穿电压是24伏的数字机顶盒，等等。通过替换具有不同击穿电压的齐纳二极管，可有利且容易地调节电压阈值。因此，就平衡诸如如上所注释的负载容量、降低的成本、减小的尺寸、以及操作的效率之类的性能因素而言，可有利地重新设计电源。
图3的部分30中示出的大多数电路生成次级低压电力供应+5V、+6.5V、+12V、+12V SB(待机)和+5V Ref(参考)。+5V、+6.5V和+12V供应通过连接器BP201从电源被路由选择。部分30的一个部分供应对光耦合器DP302的输入，下面说明它的操作。
存在供应至IC IP101的另外的反馈和控制信号。反馈信号FBLOAD作为光耦合器DP106的输出而被生成。控制信号RSCONTROL作为光耦合器DP302的输出而被生成。两个光耦合器的输出在光耦合器DP302的引脚4、光耦合器DP106的引脚4、电容器CP113以及控制IC IP101的FB引脚2的结点J1处彼此耦合。
反馈信号FBLOAD与电源负载的输出功率要求相关。电路22监控+6.5V电压供应。电路22中的装置IP102是用来控制电源的输出电压的参考放大器。参考放大器IP102包含固定的2.5V参考以及如下的放大器：当输入电压增加到参考电压以上时，该放大器导致增加的电流在该装置的阴极中流动。当电流流经该装置的阴极时，该电流也与光耦合器DP106的二极管部分串联地流动。光耦合器DP106的二极管部分中流动的电流导致电流在光耦合器DP106的晶体管侧中流动，因而导致控制IC IP101减小向变压器供应的功率。
控制IC IP101中的峰值电流设置点是响应于反馈信号FBLOAD的，并且峰值电流因而根据输出功率要求而被控制。在正常操作期间，控制ICIP101对DMG引脚1和CS引脚3上的信号作出响应。仅当阈值电压VTH被超过时，输出功率才被限制在IC IP101的控制之外，其间CS引脚3上的信号增加了偏移电压VOFFSET。
作为复位功能的一部分，控制信号CCONTROL被用来关闭电源。相比作为用于调节目的的电压反馈的反馈信号FBLOAD，控制信号CCONTROL被用作开通/关断信号。当光耦合器DP302中的二极管导通时，控制信号RSCONTROL将公共结点J1下拉至地或朝地下拉，中断了反馈信号FBLOAD。当控制IC IP101的FB引脚2处的电压被拉到控制IC IP101里面的内部跳跃电平以下时，开关器件晶体管TP102被关断，直到光耦合器DP302关断并且结点J1处的电压再次响应于反馈信号FBLOAD为止。
可以看到，建立到控制IC中的安全协议和正常操作有利地未受到根据本发明的布置的阈值发起的功率限制的负面影响。

Claims (8)

1.一种用于操作开关模式电源的方法，包括以下步骤：
接收初级供应电压；
重复地将所述初级供应电压耦合至阻抗和将所述初级供应电压与所述阻抗解耦；
响应于所述耦合和解耦步骤激励次级供应电压；
检测所述耦合和解耦步骤期间流动的电流的重复发生的幅度；
至少部分地响应于所述检测步骤来控制所述耦合和解耦步骤；
生成与所述初级供应电压相关的检测电压；以及，
每当所述检测电压超过阈值时，都通过将所述流动电流的所述发生的检出幅度增加与所述检测电压成比例的因子，来限制所述电源的输出功率，使得分别引起所述检测电压超过所述阈值的所述初级供应电压的不同幅度把所述输出功率限制到不同程度。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述检测步骤包括如下步骤：响应于所述流动电流的所述发生的检出幅度来生成电压信号。
3.根据权利要求2所述的方法，还包括如下步骤：响应于所述检测步骤并且响应于所述激励步骤来控制所述耦合和解耦步骤。
4.根据权利要求1所述的方法，还包括如下步骤：响应于所述检测步骤并且响应于所述激励步骤来控制所述耦合和解耦步骤。
5.根据权利要求1所述的方法，包括以下步骤：
接收初级交流供应电压；
生成与所述流动电流的每个检出幅度相关的电压信号；以及，
响应于所述交流供应电压的负的部分生成所述检测电压。
6.一种开关模式电源，包括：
未经调节的输入供应电压的源；
晶体管，耦合到变压器的第一绕组，所述晶体管用于周期性地将所述输入供应电压耦合至所述第一绕组，以生成所述晶体管中的周期性电流并生成输出供应电压；
电阻，耦合在所述周期性电流的电流路径中以生成周期性的第一电压，所述第一电压表示所述电流；
调节器，所述调节器响应于所述第一电压和所述输出供应电压，以根据所述第一电压和所述输出供应电压来改变所述电流的峰值电流设定点，从而以电流模式对所述输出供应电压进行反馈方式的调节；
齐纳二极管，所述齐纳二极管响应于所述变压器中造成的未经调节并与所述输入供应电压成比例的交流电压的一部分，以在所述输入供应电压的幅度造成所述齐纳二极管进行切换的时候改变所述峰值电流设定点，从而，分别引起所述齐纳二极管切换的所述输入供应电压的不同幅度造成所述峰值电流设定点改变不同的量。
7.根据权利要求6所述的开关模式电源，其中，所述齐纳二极管被耦合到第二电阻，所述第二电阻用于在所述齐纳二极管切换时在所述第二电阻中生成第二电压，所述第一电压和所述第二电压被串联耦合以形成总电压，所述总电压包含所述第一电压和所述第二电压的和，并且所述总电压被耦合到所述调节器的控制端子。
8.根据权利要求6所述的开关模式电源，其中，
所述输入供应电压通过所述变压器以变压器方式耦合到所述齐纳二极管。
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