JPH0257474B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はコンデンサ式スポツト溶接機に関し、
特に充電用トランスを不要とし、高速充電を容易
とし、かつ高精度で安定な充電を行えるように工
夫したものである。

（従来の技術） 一般にスポツト溶接機では、第５図に示すよう
に、電極チツプ１ａ，１ｂで被溶接材（金属板）
２，３を加圧し、且つ電圧を印加して電流を流
し、それによつて溶接部をジユール発熱により加
熱して溶融せしめ、被溶接材２，３を冶金的に接
合する。

このようなスポツト溶接機において溶接電流
を与えるための電源方式としてコンデンサ式があ
り、第５図の点線１００で囲まれた部分が従来の
コンデンサ式の典型的な回路構成である。

第５図において、１０４は充電用トランスであ
り、その一次側端子には入力端子１０２ａ，１０
２ｂより、例えば実効値100Vの商用交流電圧Eo
が供給され、その二次側端子には、例えば実効値
400Vに昇圧された交流電圧Ｅ１が得られる。そ
して交流電圧Ｅ１はサイリスタ（SCR）１０６，
１０８およびダイオード１１０，１１２からなる
混合ブリツジ全波整流回路１１４を通され、全波
整流回路１１４の出力側に第６図ａに示すような
波形の電圧Ｅ２が得られ、この電圧Ｅ２が抵抗１
１６を介して充放電用コンデンサ１１８に印加さ
れることによつてコンデンサ１１８に第６図ｂに
示すようなパルス状の充電電流Ioが供給される。

サイリスタ１０６，１０８の点弧角αは位相制
御回路１３０によつて制御され、充電速度を規定
する。すなわち、点弧角αを小さくすると１周期
（１パルス）当たりの通電時間が増してコンデン
サ１１８の充電が早まり、逆に点弧角αを大きく
すると一周期当たりの通電時間が減少してコンデ
ンサ１１８の充電が遅れる。したがつて、適当な
点弧角αを選んで適当な時間でコンデンサ１１８
の充電電圧Ecが所定値、例えば200Vに達するよ
うに制御する。

コンデンサ１１８の充電電圧Ecは充電電圧検
出回路１３２によつてモニタされ、充電電圧Ec
が所定値（200V）に達したとき位相制御回路１
３０からサイリスタ１０６，１０８にゲートパル
スが供給されなくなり、これによりサイリスタ１
０６，１０８は共にオフになり、コンデンサ１１
８の充電が終了する。しかる後、溶接が開始され
ると、放電トリガ回路１３４が放電用サイリスタ
１２４をターン・オフさせ、それによつてコンデ
ンサ１１８を瞬間的に放電させる。その結果、溶
接トランス１２６の一次側で放電電流Icがサイリ
スタ１２４を通つて流れ、二次側では低電圧で大
きな溶接電流Ｉが流れて前述したようなスポツト
溶接が行われる。

なお、第５図において、１２８は商用交流電圧
Eoの周波数が50Hzから60Hzかを判別する回路で
あり、商用周波数に応じてサイリスタ１０６，１
０８の点弧角αを自動的に切り替えるために使用
される。すなわち、商用交流電圧Eoの周波数が
60Hzの場合、50Hzの場合と比較して充電電流Ioの
１周期（１パルス）当たりの持続時間が短くなる
ので、その分だけ点弧角αを大きくして50Hzの場
合と同じ充電速度になるように位相制御回路１３
０を切り替える。

（発明が解決しようとする問題） ところで、コンデンサ式スポツト溶接機の使用
率は単位時間当たりのコンデンサ１１８の放電回
数が多いほど高くなるのが、そのためにはコンデ
ンサ１１８の充電を早くしなければならない。例
えば、コンデンサ１１８の設定充電電圧を200V
に選び溶接回数５回／秒に選んだ場合、１回の充
電時間を遅くとも200msec以内にしなければなら
ない。

その場合、コンデンサ１１８に供給される充電
電流Ioの周期は10msec（電源周波数が50Hzの場
合）であるから、20個のパルス状充電電流Ioをコ
ンデンサ１１８に供給し、１つの充電電流I₀でそ
の充電電圧Ecが10Vずつ増分するようにすればよ
い。

しかしながら、実際にはそのようにコンデンサ
１１８の充電電圧Ecが精確に10Vずつ増分するこ
とはなく、また整数個数（19個、20個、21個等）
の充電電流Ioでぴつたり200Vになるのは極めて
まれで、充電しすぎたり足りなかつたすることが
多い。特に、サイリスタ１０６，１０８は逆バイ
アスが印加するまでターン・オフしないので、充
電電流Ioが流れている途中で充電電圧Ecが設定
値（200V）になつたことを充電電圧検出回路１
３２が検出しても、そこで瞬時に充電を止めるこ
とができなく、設定値を超えてしまう。ところで
コンデンサ１１８に蓄えられるエネルギＷは1/2
CE²cであるから、充電電圧Ecの誤差が例えば５
％（10V）であつても充電エネルギＷの差は約10
％になり、結果的には溶接部で発生するジユール
熱の誤差も10％になり溶接の品質にバラツキが生
じる。

このように、従来のコンデンサ式スポツト溶接
機では、充電速度を上げようとすると、充電電圧
の精度が低下して、溶接の信頼性が低下するとい
う問題があつた。そして、充電電圧の精度を上げ
ようとすれば、１つのパルス状充電電流Ioによる
コンデンサ１１８の充電電圧Ecの増分量を例え
ば1Vのように小さくすればよいが、そうすると
設定値（200V）に達するまでの充電時間が長く
なつて高速充電が行えず、したがつて溶接機の使
用効率が低下するという問題があつた。

また、上述した溶接機に限らず、従来のこの種
スポツト溶接機では、充電用のトランス１０４を
備え、これによつて商用交流電圧を充電用に適し
た電圧実効値（通常は商用交流電圧よりも高い
値）に変換（昇圧）していた。しかし、充電用ト
ランスは相当な容積（スペース）をとるもので、
これがために溶接機本体がかさだるという不具合
があつた。さらに、商用交流電圧と相似な交流電
圧がそのままコンデンサに供給されるため、商用
交流電圧に電圧変動が起こると、充電電流がその
変動の影響を受け、充電特性が不安定になるとい
う問題もあつた。

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもの
で、充電用トランスを不要とし、高速充電を容易
とし、かつ高精度で安定な充電を可能とするコン
デンサ式スポツト溶接機を提供することを目的と
する。

（問題点を解決するための手段） 上記の目的を達成するめに、本発明のコンデン
サ式スポツト溶接機は、商用交流電圧を連続的に
直流な変換する整流手段と、この整流手段の出力
端子とコンデンサとの間に接続されたスイツチン
グ素子と、コンデンサ充電電圧の設定値を与える
ための充電電圧設定手段と、商用交流周波数より
も十分に高い周波数の制御信号でスイツチング素
子のオン・オフ動作を制御し、これによりコンデ
ンサに対して該高周波数と同一の周波数で断続的
な充電電流を供給せしめる充電制御手段と、コン
デンサの充電電圧を検出し、その充電電圧が充電
電圧設定値に達した時に充電を停止させる充電停
止手段とを具備する構成とした。

（作 用） スイツチング素子がオンになつている時、整流
手段より出力された直流の充電電流はスイツチン
グ素子を通つてコンデンサへ流れ込む。スイツチ
ング素子がオフの間は、整流手段とコンデンサ間
が遮断され、充電電流は流れない。このような充
電動作が商用交流周波数よりも十分高い周波数で
断続的に繰り返されることにより、コンデンサは
非常に短い時間間隔で小刻みに充電される。

これにより、コンデンサ充電電圧を精細に制御
することが可能であり、設定値に達したところで
正確に充電を止めることができる。

また、１周期の充電サイクル内におけるスイツ
チング素子のオン時間とオフ時間の比（充電デユ
ーテイ比）を変えることにより、充電サイクル１
回当たりの充電量を任意に制御し、ひいては充電
速度を任意に制御することができる。したがつて
例えば、充電デユーテイ比を大きくすることによ
り、充電サイクル１回当たりの充電量を大きくし
充電速度を上げることができる。パルス幅変調信
号を制御信号とすることで、充電期間中の充電速
度を自由自在に制御することができる。

さらに、本発明では、整流手段によつて商用交
流電圧を連続的な直流に変換し（ならし）たうえ
で、スイツチング素子のオン・オフ動作によつて
コンデンサを設定通りに充電するので、商用交流
電圧の電圧レベルや周波数に対して独立的に充電
特性を制御することができる。したがつて、商用
交流電圧の電圧実効値ゆ変えるための充電用トラ
ンスは必要でなく、また商用交流電圧が変動して
もその影響が充電電流、充電特性に及ぶことはな
い。

（実施例） 第１図ないし第４図を参照して本発明の実施例
を説明する。

主な回路構成 第１図は本発明の一実施例によるコンデンサ式
スポツト溶接機の主な回路構成を示す。

第１図において、電源端子Ｓ，Ｒ，Ｔより３相
200V交流電圧が整流回路１０に供給される。こ
の整流回路１０は３相ブリツジ結線された６つの
ダイオードＤ１〜Ｄ６からなり、その出力側に第
４図ａに示すようにリツプルを有する直流電圧
Eaを生成する。この直流電圧Eaは、充電用の電
界効果トランジスタ（FET）１４がオン状態の
とき、コイル１２により平滑されて充放電用コン
デンサ１６に印加される。FET１４のゲートに
は、後に詳述する充電制御部５０から第４図ｃに
示すようにパルス制御部された周波数のゲートド
ライブ信号Gaが供給される。而して信号Gaが
“１”レベルのときにFET１４がオンになり、そ
のときコンデンサ１６には第４図ｄに示すように
パルス幅制御された周波数の充電電流Iaが供給さ
れる。そしてコンデンサ１６の充電電圧Ecは充
電電圧検出回路５８によつてモニタされる。な
お、FET１４のゲート、ドレイン間に接続され
た抵抗１８はバイアス用であり、ツエナー・ダイ
オード２０は過電圧に対する保護用である。

コンデンサ１６と並列に、溶接トランス３４の
一次側コイルに蓄積されたエネルギ（電流）を流
すための抵抗２２、還流ダイオード２４の直列回
路が構成される。さらに、本実施例では、そのダ
イオード２４と並列に充電電圧を変更するための
電界効果トランジスタ（FET）２６が接続され
る。後述するように、コンデンサ１６の充電電圧
の設定値が低い値に変更されたときには、設定値
変更用放電制御部８０から“１”のゲートドライ
ブ信号GbがFET２６に与えられてFET２６がオ
ン状態になり、コンデンサ１６から抵抗２２、
FET２６の直列回路に放電電流が流れるように
なつている。直列接続された抵抗２８，３０は
FET２６に対するバイアス回路を構成し、ツエ
ナー・ダイオード３２は過電圧を所定バイアス電
圧に下げるための保護回路を構成する。

また、コンデンサ１６は溶接トランス３４と放
電用サイリスタ３６に接続され、それによつて溶
接用の放電回路が構成されている。溶接トランス
３４と並列接続された抵抗３８は、サイリスタ３
６が放電トリガ回路７２からのゲートドライブ信
号Gcによつてターン・オンになつた瞬間に誘導
インダクタンスが極めて大きい溶接トランス３４
の一次側コイルに替わつて放電電流Icを流すため
のバイパス抵抗である。溶接トランス３４の二次
側コイルは従来と同様に電極チツプ１ａ，１ｂに
接続される。２，３は被溶接材である。またサイ
リスタ３６は放電リセツト用の電界効果トランジ
スタ（FET）４４を介してコンデンサ４６に接
続されている。コンデンサ４６はスタツク４８
（４つのダイオードはブリツジ接続された整流回
路）からの直流電圧Edによつて充電されており、
FET４４が放電リセツト回路７４からのゲート
ドライブ信号Gdに応答してオンになるとコンデ
ンサ４６の充電電圧がサイリスタ３６に逆バイア
スとして印加することによりサイリスタ３６をタ
ーン・オフさせるようになつている。サイリスタ
３６と並列された抵抗４０、ダイオード４２はコ
ンデンサ４６の放電電流を流すためのものであ
る。

制御部の構成 第２図は本実施例によるコンデンサ式スポツト
溶接機の制御部の構成を示す。

第２図において、デイジタル・スイツチ５２は
コンデンサ１６の充電電圧の設定値［Es］を入
力するためのもので、入力された設定値［Es］
は充電期間中比較回路５４で充電電圧検出回路５
８からの検出値［Ec］と比較される。そして、
［Es］＞［Ec］のとき、すなわちコンデンサ１６の
充電電圧Ecがまだ設定値［Es］に達しないとき
には、“０”の比較結果信号Ｓ１が発生され、
［Es］＝［Ec］のとき、すなわちコンデンサ１６の
充電電圧Ecが設定値［Es］に達したときには
“１”の比較結果信号Ｓ１が発生される。このよ
うな比較結果信号Ｓ１は充電制御回路５６に与え
られる。

充電制御回路５６は、パルス幅変調回路６４か
ら商用周波数よりも十分高い周波数のパルス幅変
調信号Ga（第４図ｃ）を受け取り、比較結果信号
Ｓ１が“０”のときはパルス幅変調信号Gaをゲ
ートドライブ回路６０に転送し（これによつて電
圧制御用のFET１４はパルス幅変調信号Gaにし
たがつてオン・オフ動作を繰り返し、コンデンサ
１６に充電電流Iaを断続的に供給する）、比較結
果信号Ｓ１が“１”のときはパルス幅変調信号
Gaを遮断する（これによつてFET１４は完全に
オフ状態になり、コンデンサ１６に充電電流Iaを
供給しなくなる）。

パルス幅変調信号Gaは、第４図ｂ，ｃに示す
ように、のこぎり波発生回路６６から与えられる
のこぎり波電圧ｇ１とスロープ回路６２から与え
られるスロープ電圧ｇ２とのレベルが比較される
ことによつて生成される。

また、充電制御回路５６は、デイジタル・スイ
ツチ５２より新たに入力された充電電圧設定値
［Es′］が前回入力された設定値［Es］よりも低
い場合にパルス幅変調信号Gaを遮断するととも
に“１”のゲートドライブ信号Gbを充電電圧変
更用のFET２６に与えてそれをオンさせる。そ
の場合、コンデンサ１６からの放電電流は抵抗２
２、FET２６の放電回路を流れ、コンデンサ１
６の端子電圧Ecは充電電圧検出回路５８によつ
てモニタされ、比較回路５４で新たな充電電圧設
定値［Es′］と比較される。そして、コンデンサ
１６の端子電圧Ecが設定値［Es′］まで低下した
ときに“１”の比較結果信号Ｓ１が充電制御回路
５６に与えられ、それによつて信号Gbは“０”
に切り替えられ、FET２６はオフ状態になる。

スタート回路６８はタイミング回路７０に充電
スタート信号Ｓ０および溶接スタート設定値Ｓ２
を与える。タイミング回路７０は、充電スタート
信号Ｓ０に応答して、充電期間中にパルス幅変調
信号Gaを転送するための“０”のタイミング信
号Ｓ３を充電制御回路５６に与える。またタイミ
ング回路７０は、溶接スタート信号Ｓ２に応答
し、放電期間中にパルス幅変調信号Gaを遮断す
るため“１”のタイミング信号Ｓ３を充電制御回
路５６に与えるとともに、放電用サイリスタ３６
をオンさせるための“１”のタイミング信号Ｓ４
を放電トリガ回路７２に与える。パルス幅変調信
号Gaが遮断されると、前述したように充電制御
用FET１４がオフ状態になり、放電期間中はコ
ンデンサ１６に充電電流Ioが供給されない。また
放電トリガ回路７２からのゲートドライブ信号
Gcによつて放電用サイリスタ３６がターン・オ
ンすると、コンデンサ１６が放電してその放電電
流Icが溶接トランス３４の一次側に流れ、二次側
では低電圧で大きな溶接電流Ｉが流れてスポツト
溶接が行われる。そしてタイミング信号Ｓ３，Ｓ
４が発せられてから所定時間経過後に“１”のタ
イミング信号Ｓ５が放電リセツト回路７４に与え
られ、それに応答して放電リセツト回路７４はゲ
ートドライブ信号Gdを放電リセツト用FET４４
に与えてそれをターン・オンさせる。これによ
り、前述したように放電用サイリスタ３６に逆バ
イアスが印加してそれがターン・オンし、それに
よつて溶接電流Ｉの供給が終了するようになつて
いる。

以上第２図につき本実施例の制御部を詳細に説
明したが、理解されるように、回路５２〜６６は
第１図の充電制御部５０を構成し、回路５２〜５
８は第１図の設定値変更用放電制御８０を構成す
る。

全体の動作 次に、第３図につき本実施例の全体の動作を説
明する。

先ず時点ｔ１で充電開始信号Ｓ０が与えられる
とタイミング信号Ｓ３が“０”となり、これによ
つて充電制御回路５６からパルス幅変調信号Ga
（第４図ｃ）がゲートドライブ回路６０に転送さ
れる。その結果、充電制御用FET１４はパルス
幅変調信号Gaにしたがつてオン・オフ動作を繰
り返し、充電電流Iaが断続的にコンデンサ１６に
供給される。その際、充電電流Iaは、第４図ｄに
示すように、充電開始時にはIa(1)のように比較的
小さなパルス幅または充電デユーテイ比に、充電
中間期間にはIa(2)のように比較的大きなパルス幅
または充電デユーテイ比に、そして充電終了間際
にはIa(3)のように比較的小さなパルス幅または充
電デユーテイ比に選ばれる。これにより、第３図
ｂに示すように、コンデンサ１６の充電電圧Ec
は、充電開始時には緩やかに（小さなステツプ
で）、充電中間期間には高速に（大きなステツプ
で）、そして充電終了間際には精細に（小さなス
テツプで）、増分する。

時点ｔ２で充電電圧Ecが設定値［Es］に達す
ると、比較回路５４から“１”の比較結果信号Ｓ
１（第３図ｃ）が充電制御回路５６に与えられて
パルス幅変調信号Gaが遮断され、充電用FET１
４はオフ状態になり、充電が終了する。しかる
後、時点ｔ３でスタート回路６８からスタート信
号Ｓ２（第３図ｄ）が発生すると、これに応答し
てタイミング回路７０から“１”のタイミング信
号Ｓ４（第３図ｆ）がゲートドライブ回路７２に
与えられ、これによつて放電用サイリスタ３６が
ターン・オンし、前述したようにコンデンサ１６
が放電して溶接電流Ic（第３図ｇ）が流れスポツ
ト溶接が行われる。そして、所定時間経過すると
時点ｔ４でタイミング回路７０からタイミング信
号Ｓ４（第３図ｈ）が放電リセツト回路７４に与
えられ、これで１サイクルのスポツト溶接が終了
する。

しかる後、時点ｔ５で充電スタート信号Ｓ０が
発せられると、タイミング信号Ｓ３が“０”に切
り替わり、充電制御回路５６からゲートドライブ
回路６０にパルス幅変調信号Gaが供給され、上
述と同様な動作でコンデンサ１６が高速に且つ精
確に設定値［Es］まで充電される。

その後、この例では、時点ｔ７で充電制御回路
５６から“１”のゲートドライブ信号Gb（第３図
ｉ）が充電電圧変更用FET２６に与えられる。
これは、前回のスポツト溶接で溶接エネルギすな
わち溶接電流Ｉが大きすぎたので、充電電圧設定
値が低い値［Es′］に変更されたためである。こ
れにより、前述したようにFET２６がターン・
オンしてコンデンサ１６は抵抗２２、FET２６
の放電回路に放電する。この放電中は比較結果信
号Ｓ１が“１”になつているのでパルス幅変調信
号Gaが遮断され、したがつてコンデンサ１６に
充電電流Iaは供給されない。そして、時点ｔ８で
コンデンサ１６の端子電圧Ecが新たな設定値
［Es′］よりわずかに下がると、比較結果信号Ｓ１
が一旦“０”に下がつて信号Gbが“０”に立ち
下がると同時に充電パルス幅変調信号Gaが転送
されて充電が行われるが、この充電は殆ど瞬間的
であり、直ぐに充電電圧Ecが新たな設定値
［Es′］に達して比較結果信号Ｓ１が“１”になり
充電が終了する。しかる後、時点ｔ９で溶接用の
放電スタート信号Ｓ２が発せられると、前述と同
様な動作スポツト溶接が行われる。ただし、今回
の溶接電流Ｉは前回のものよりも幾らか少なくな
つている。

以上のように本実施例では、パルス幅変調信号
Gaにより充電制御用FET１４のスイツチング動
作（オン・オフ動作）を制御して高速で高精度を
充電を行うことができ、また設定値変更用の放電
回路２２，２６および制御部５２〜５８により充
電後にも溶接加減を調節することができる。

また、本実施例では、商用交流電圧を整流回路
１０によつて直流に変換したうえで、FET１４
のオン・オフ動作によつてコンデンサ１６の充電
特性を制御するので、商用交流電圧の電圧レベル
や周波数に依存しない。したがつて、従来のよう
な充電用トランス１０４が不要となつており、ま
た商用交流電圧の電圧変動が発生してもそれに影
響されることなく設定通りの充電特性を得ること
ができる。

なお本実施例では、コンデンサ１６が充電され
ている状態で電源が切られた場合には、設定値変
更用の放電回路２２，２６が働いてコンデンサ１
６を自動的に放電させ安全性を確保するようにな
つている。すなわち、そのような場合には、第１
図において設定値変更用放電制御部８０からのラ
イン８２，８４間がオープン状態となつてFET
２６にゲートバイアスが印加し、それにより
FET２６が導通してコンデンサ１６を放電させ
る。その際、バイアス抵抗２８，３０にはコンデ
ンサ１６の大きな端子電圧Ecが印加するが、ツ
エナー・ダイオード３２がゲートバイアスを一定
値に保ち、放電電流を制御する。

また、本実施例では３相交流電源を使用した
が、もちろん単相交流電源も可能である。その場
合、整流回路１０は単相整流回路で構成され、そ
の出力端子には単相全波整流波形の正弦波的な出
力電圧が得られるが、コイル１２によつて平滑さ
れることにより、略々平坦なレベルで連続的な直
流電圧に変換される。

以上本発明の好適な一実施例を説明したが、本
発明の位置的思想の範囲内で種々の変形、変更が
可能であり、例えば必要に応じてパルス幅変調信
号Gaのパターンを種々変更してよく、またパル
ス幅変調信号に替えて適当な周波数変調信号で
FET１４をスイツチングすることも可能である。
また、３相200V交流電源に替えて単相200Vまた
は100V等の電源電圧も使用可能であり、そのよ
うな場合には３相整流回路１０を単相整流回路に
替えればよい。

（発明の効果） 本発明は、上述したような構成により、次のよ
うな効果を奏する。

商用交流電圧を連続的な直流に変換したうえで
整流手段の出力端子とコンデンサとの間に接続さ
れたスイツチング素子のオン・オフ動作を商用交
流周波数よりも十分に高い周波数の制御信号で制
御することにより該高周波数と同一の周波数で断
続的な充電電流をコンデンサに供給するようにし
たので、コンデンサを非常に短い時間間隔で小刻
みに充電することが可能であり、これにより充電
電圧が設定値に達したところで正確に充電を止め
ることができるとともに、充電サイクル内の充電
デユーテイ比を変えることによつて充電速度を任
意に制御することができ、高速充電も容易に行え
る。

また、商用交流電圧を連続的な直流に変換した
（ならした）うえで、スイツチング素子のオン・
オフ動作によりコンデンサを設定通りに充電する
ので、商用交流電圧の電圧レベルや周波数に対し
て独立性をもつすることができる。したがつて、
充電用のトランスが不要となり、溶接機本体をコ
ンパクト化することができ、さらには商用交流電
圧の電圧変動の影響を受けない安定な充電特性を
得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるコンデンサ式
スポツト溶接機の主な回路構成を示す回路図、第
２図は上記スポツト溶接機の制御部の構成を示す
ブロツク図、第３図は上記スポツト溶接機の全体
的な動作を説明するための各部の信号波形図、第
４図は上記スポツト溶接機における主な信号の波
形図、第５図は従来のコンデンサ式スポツト溶接
機の主な回路構成を示す回路図、および第６図は
上記従来のスポツト溶接機における主な信号の波
形図である。 １ａ，１ｂ…電極チツプ、２，３…被溶接材、
１０…整流回路、Ｄ１〜Ｄ６…ダイオード、１２
…コイル、１４…充電用電界効果トランジスタ
（スイツチング素子）、３４…溶接トランス、５２
…デイジタルスイツチ、５４…比較回路、５６…
充電制御回路、５８…充電電圧検出回路、６０…
ゲートドライブ回路、６２…スロープ電圧発生回
路、６４…パルス幅変調回路、６６…のこぎり波
電圧発生回路、６８…スタート回路、７０…タイ
ミング回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ コンデンサを徐々に充電し、その充電電圧が
   設定値に達したのち前記コンデンサを瞬間的に放
   電させて溶接電流を生成するコンデンサ式スポツ
   ト溶接機において、 商用交流電圧を連続的な直流に変換する整流手
   段と、 前記整流手段の出力端子と前記コンデンサとの
   間に接続されたスイツチング素子と、 前記充電電圧の設定値を与えるための充電電圧
   設定手段と、 商用交流周波数よりも十分に高い周波数の制御
   信号で前記スイツチング素子のオン・オフ動作を
   制御し、これにより前記コンデンサに対して前記
   高周波数と同一の周波数で断続的な充電電流を供
   給せしめる充電制御手段と、 前記コンデンサの充電電圧を検出し、その充電
   電圧が前記充電電圧設定値に達した時に充電を停
   止させる充電停止手段と、 を具備することを特徴とするコンデンサ式スポツ
   ト溶接機。 ２ 前記充電制御手段に、高周波発信器と前記高
   周波発信器の出力信号をパルス幅変調して前記制
   御信号を生成するパルス幅変調手段とを備えたこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載のコ
   ンデンサ式スポツト溶接機。 ３ 前記スイツチング手段を前記パルス幅変調さ
   れた制御信号によつて制御し、充電開始直後には
   比較的小さい充電デユーテイ比で、充電中間期間
   中は比較的大きい充電デユーテイ比で、充電終了
   間際には比較的小さい充電デユーテイ比で、前記
   コンデンサを充電するように構成したことを特徴
   とする特許請求の範囲第２項に記載のコンデンサ
   式スポツト溶接機。