JPS6224877A - コンデンサ式スポツト溶接機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はコンデンサ式スポット溶接機に関し、特に高速
充電を容易にし且つ充電電圧の精度を向上させるよう工
夫したものである。

（従来の技術） 一般にスポット溶接機では、第５図に示すように、電極
チップｌａ、１ｂで被溶接材（金属板）２．３を加圧し
、且つ電圧を印加して電流■を流し、それによって溶接
部をジュール発熱により加熱して溶融せしめ、被溶接材
２，３を冶金的に接合する。

このようなスポット溶接機において溶接電流■を与える
ための電源方式としてコンデンサ式があり、第５図の点
線１００で囲まれた部分が従来のコンデンサ式の典型的
な回路構成である。

第５図において、１０４は充電用トランスであり、その
−次側端子には入力端子１０２ａ＋　　１０２ｂより、
例えば実効値１００Ｖの商用交流電圧Ｅｏが供給され、
その二次側端子には、例えば実効値４００Ｖに昇圧され
た交流電圧Ｅ１が得られる。そして交流電圧Ｅｌはサイ
リスタ（’５ＣＲ）１０６．１０８およびダイオード１
１０，１１２からなる混合ブリッジ全波整流回路１１４
を通され、全波整流回路１１４の出力側に第６図（ａ）
に示すような波形の電圧Ｅ２が得られ、この電圧Ｅ２が
抵抗１１６を介して充放電用コンデンサ１１８に印加さ
れることによってコンデンサ１１８に第６図（ｂ）に示
すようなパルス状の充電電流Ｉｏが供給される。

サイリスタ１０８．１０８の点弧角αは位相制御回路１
３０によって制御され、充電速度を規定する。すなわち
、点弧角αを小さくすると１周期（１パルス）当たりの
通電時間が増してコンデンサ１１８の充電が早まり、逆
に点弧角αを大きくすると一周期当たりの通電時間が減
少してコンデンサ１１８の充電が遅れる。したがって、
適当な点弧角αを選んで適当な時間でコンデンサ１１８
の充電電圧Ｅｃが所定値、例えば２００Ｖに達するよう
に制御する。

コンデンサ１１８の充電電圧Ｅｃは充電電圧検出回路１
３２によってモニタされ、充電電圧Ｅｃが所定値（２０
０Ｖ）に達したとき位相制御回路１３０からサイリスタ
１０８，１０８にゲートパルスが供給されなくなり、こ
れによりサイリスタ１０６．１０８は共にオフになり、
コンデンサ１１８の充電が終了する。しかる後、溶接が
開始されると、放電トリガ回路１３４が放電用サイリス
タ１２４をターン・オンさせ、それによってコンデンサ
１１８を瞬間的に放電させる。その結果、溶接トランス
１２６の一次側で放電電流Ｉｃがサイリスタ１２４を通
って流れ、二次側では低電圧で大きな溶接電流Ｉが流れ
て前述したようなスポット溶接が行われる。

なお、第５図において、１２８は商用交流電圧Ｅｏの周
波数が５０Ｈｚか８０Ｈｚかを判別する回路であり、商
用周波数に応じてサイリスタ１０８．１０８の点弧角α
を自動的に切り替えるために使用される。すなわち、商
用交流電圧Ｅｏの周波数が６０Ｈｚの場合、５０Ｈｚの
場合と比較して充電電流Ｉｏの１周期（１パルス）当た
りの持続時間が短くなるので、その分だけ点弧角αを大
きくして５０Ｈｚの場合と同じ充電速度になるように位
相制御回路１３０を切り替える。

（発明が解決しようとする問題点） ところで、コンデンサ式スポット溶接機の使用率は単位
時間当たりのコンデンサ１１８の放電回数が多いほど高
くなるが、そのためにはコンデンサ１１８の充電を早く
しなければならない。例えば、コンデンサ１１８の設定
充電電圧を２００Ｖに選び溶接回数を５回／秒に選んだ
場合、１回の充電時間を遅くとも２００ｍ５ｅｃ以内に
しなければならない。

その場合、コンデンサ１１８に供給される充電電流Ｉｏ
の周期は１０ｍ５ｅｃ（電源周波数が５０Ｈｚの場合）
であるから、２０個のパルス状充電電流Ｉｏをコンデン
サ１１８に供給し、１つの充電電流Ｉｏでその充電電圧
ＥｃがＩＯＶずつ増分するようにすればよい。

しかしながら、実際にはそのようにコンデンサ１１８の
充電電圧Ｅｃが精確に１０Ｖずつ増分することはなく、
また整数個数（１９個、２０個。

２１個等）の充電電流Ｉｏでぴったり２００Ｖになるの
は極めてまれで、充電しすぎたり足りなかったすること
が多い。特に、サイリスタ１０６゜１０８は逆バイアス
が印加するまでターン・オフしないので、充電電流■０
が流れている途中で充電電圧Ｅｃが設定値（２００Ｖ）
になったことを充電電圧検出回路１３２が検出しても、
そこで瞬時に充電を止めることができなく、設定値を超
えてしまう。ところでコンデンサ１１８に蓄えられるエ
ネルギＷは１／２ＣＥｃであるから、充電電圧Ｅｃの誤
差が例えば５％（１０Ｖ）であっても充電エネルギＷの
誤差は約１０％になり、結果的には溶接部で発生するジ
ュール熱の誤差も１０％になり溶接の品質にバラツキが
生じる。

このように、従来のコンデンサ式スポ、ット溶接機では
、充電速度を上げようとすると、充電電圧の精度が低下
して、溶接の信頼性が低下するという問題があった。そ
して、充電電圧の精度を上げようとすれば、１つのパル
ス状充電電流■０によるコンデンサ１１８の充電電圧Ｅ
ｃの増分量を例えば１ｖのように小さくすればよいが、
そうすると設定値（２００Ｖ）に達するまでの充電時間
が長くなって高速充電が行えず、したがって溶接機の使
用効率が低下するという問題があった。

本発明は、従来技術の上記問題点に鑑みてなされたもの
で、高速充電を容易とし且つ充電電圧を高精度に制御で
きるコンデンサ式スポット溶接機を提供することを目的
とする。

（問題点を解決するための手段） 上記目的を達成する本発明の構成は、コンデンサを徐々
に充電し、その充電電圧が所定値に達したのちに該コン
デンサを瞬間的に放電させて溶接電流を生成するコンデ
ンサ式スポット溶接機において、商用交流電圧を直流に
変換する整流回路と；該整流回路と該コンデンサとの間
に設けられ、該コンデンサに対して商用周波数より十分
高い周波数で断続的に充電電流を供給するスイッチング
素子とを具備することを特徴とする。

（作用） スイッチング素子がオンになると、そのオン時間中に整
流回路から略一定レベルの直流電圧がコンデンサに印加
されて充電電流が供給される。したがって、充電速度ま
たは充電ステップはスイッチング素子のオン・オフ動作
を通して任意制御でき、また任意の時点で充電電流を力
、トオフすることができる。

好ましくは、充電中間期間には単位時間当たりのスイッ
チング素子のオン時間を長くして充電ステップを太きく
シ、充電電圧が設定値付近に達する充電終了間際にはス
イッチング素子のオン時間を短くして充電ステップを小
さくシ、充電電圧が設定値付近に達した時点でスイッチ
ング素子を完全にカットオフ状態にする。

（実施例） 第１図ないし第４図を参照して本発明の詳細な説明する
。

主」１ｍｌ■１成− 第１図は本発明の一実施例によるコンデンサ式スポット
溶接機の主な回路構成を示す。

第１図において、電源端子Ｓ、Ｒ，Ｔより３相２００ｖ
交流電圧が整流回路１０に供給される。

この整流回路１０は３相ブリツジ結線された６つのダイ
オードＤＩ−Ｄｌｌｉからなり、その出力側に第４図（
ａ）に示すようにリップルを有する直流電圧Ｅａを生成
する。この直流電圧Ｅａは、充電用の電界効果トランジ
スタ（ＦＥＴ）１４がオン状態のとき、コイル１２によ
り平滑されて充放電用コンデンサ１６に印加される。Ｆ
ＥＴ１４のゲートには、後に詳述する充電制御部５０か
ら第４図（Ｃ）に示すようにパルス幅制御された周波数
のゲートドライブ信号Ｇａが供給される。而して信号Ｇ
ａが“１”レベルのときにＦＥＴ１４がオンになり、そ
のときコンデンサ１６には第４図（ｄ）に示すようにパ
ルス幅制御された周波数の充電電流Ｉａが供給される。

そしてコンデンサ１６の充電電圧Ｅｃは充電電圧検出回
路５８によってモニタされる。なお、ＦＥＴ１４のゲー
ト、ドレイン間に接続された抵抗１８はバイアス用であ
り、ツェナー・ダイオード２０は過電圧に対する保護用
である。

コンデンサ１６と並列に、溶接トランス３４の一次側コ
イルに蓄積されたエネルギ（電流）を流すための抵抗２
２．還流ダイオード２４の直列回路が接続される。さら
に、本実施例では、そのダイオード２４と並列に充電電
圧を変更するための電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）２
６が接続される。後述するように、コンデンサ１６の充
電電圧の設定値が低い値に変更されたときには、設定値
変更用放電制御部８０から“１”のゲートドライブ信号
ＧｂがＦＥＴ２Ｅ３に与えられてＦ　Ｅ　Ｔ　２　Ｂが
オン状態になり、コンデンサ１６から抵抗２２゜ＦＥＴ
２Ｂの直列回路に放電電流が流れるようになっている。

直列接続された抵抗２８．３０はＦＥＴ２Ｂに対するバ
イアス回路を構成し、ツェナー・ダイオード３２は過電
圧を所定バイアス電圧に下げるための保護回路を構成す
る。

また、コンデンサ１６は溶接トランス３４と放電用サイ
リスタ３６に接続され、それによって溶接用の放電回路
が構成されている。溶接トランス３４と並列接続された
抵抗３８は、サイリスタ３６が放電トリガ回路７２から
のゲートドライブ信号Ｇｃによってターン・オンになっ
た瞬間に誘導インダクタンスが極めて大きい溶接トラン
ス３４の一次側コイルに替わって放電電流Ｉｃを流すた
めのバイパス抵抗である。溶接トランス３４の二次側コ
イルは従来と同様に電極チンブｌａ、ｌｂに接続される
。２，３は被溶接材である。またサイリスタ３６は放電
リセット用の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）４４を介
してコンデンサ４６に接続されている。コンデンサ４６
はスタック４８（４つのダイオードがブリッジ接続され
た整流回路）からの直流電圧Ｅｄによって充電されてお
り、ＦＥＴ４４が放電リセット回路７４からのゲートド
ライブ信号Ｇｄに応答してオンになるとコンデンサ４６
の充電電圧がサイリスタ３６に逆バイアスとして印加す
ることによりサイリスタ３６をターン・オフさせるよう
になっている。サイリスタ３６と並列接続された抵抗４
０．　ダイオード４２はコンデンサ４６の放電電流を流
すためのものである。

制」１監９」ｌ成− 第２図は本実施例によるコンデンサ式スポット溶接機の
制御部の構成を示す。

第２図において、ディジタル・スイッチ５２はコンデン
サ１６の充電電圧の設定値［Ｅｓ　］を入力するための
もので、入力された設定値［Ｅｓ　］は充電期間中比較
回路５４で充電電圧検出回路５８からの検出値［：Ｅｃ
　］と比較される。そして、［Ｅｓコ＞　［ＥＣ］のと
き、すなわちコンデンサ１６の充電電圧Ｅｃがまだ設定
値［Ｅｓ　］に達しないときには“０”の比較結果信号
Ｓｌが発生され、［Ｅｓコ＝　［Ｅｃ　］のとき、すな
わちコンデンサ１６の充電電圧Ｅｃが設定値［Ｅｓ　］
に達したときには“１”の比較結果信号Ｓｌが発生され
る。このような比較結果信号８１は充電制御回路５６に
与えられる。

充電制御回路５６は、パルス幅変調回路６４から商用周
波数よりも十分高い周波数のパルス幅変調信号Ｇａ　　
（第４図Ｃ）を受は取り、比較結果信号８１が“Ｏ”の
ときはパルス幅変調信号Ｇａをゲートドライブ回路６０
に転送しくこれによって充電制御用のＦＥＴ１４はパル
ス幅変調信号Ｇａにしたがってオン・オフ動作を繰り返
し、コンデンサ１６に充電電流１ａを断続的に供給する
）、比較結果信号Ｓｔが“１”のときはパルス幅変調信
号Ｇａを遮断する（これによってＦＥＴ１４は完全にオ
フ状態になり、コンデンサ１６に充電電流Ｉａを供給し
な（なる）。

パルス幅変調信号Ｇａは、第４図（ｂ）、（Ｃ）に示す
ように、のこぎり波発生回路６６から与えられるのこぎ
り波電圧ｇｌとスロープ回路６２から与えられるスロー
プ電圧ｇ２とのレベルが比較されることによって生成さ
れる。

また、充電制御回路５６は、ディジタル・スイッチ５２
より新たに入力された充電電圧設定値［：Ｅｓ’コが前
回入力された設定値［Ｅｓ　］よりも低い場合にパルス
幅変調信号Ｇａを遮断するとともに“１”のゲートドラ
イブ信号Ｇｂを充電電圧変更用のＦＥＴ２８に与えてそ
れをオンさせる。

その場合、コンデンサ１６からの放電電流は抵抗２２、
ＦＥＴ２Ｂの放電回路を流れ、コンデンサ１６の端子電
圧Ｅｃは充電電圧検出回路５８によってモニタされ、比
較回路５４で新たな充電電圧設定値［Ｅｓ’コと比較さ
れる。そして、コンデンサ１６の端子電圧Ｅｃが設定値
［Ｅ　ｓ’ｌまで低下したときに“１”の比較結果信号
Ｓｌが充電制御回路５６に与えられ、それによって信号
Ｇｂは“０”に切り替えられ、ＦＥＴ２６はオフ状態に
なる。

スタート回路６８はタイミング回路７０に充電スタート
信号ＳＯおよび溶接スタート信号Ｓ２を与える。タイミ
ング回路７０は、充電スタート信号ＳＯに応答して、充
電期間中にパルス幅変調信号Ｇａを転送するための“０
”のタイミング信号Ｓ３を充電制御回路５６に与える。

またタイミング回路７０は、溶接スタート信号Ｓ２に応
答し、放電期間中にパルス幅変調信号Ｇａを遮断するた
めの“１”のタイミング信号Ｓ３を充電制御回路５６に
与えるとともに、放電用サイリスタ３６をオンさせるた
めの“１”のタイミング信号Ｓ４を放電トリガ回路７２
に与える。パルス幅変調信号Ｇａが遮断されると、前述
したように充電制御用ＦＥＴ１４がオフ状態になり、放
電期間中はコンデンサ１６に充電電流ＩＯが供給されな
い。また放電トリガ回路７２からのゲートドライブ信号
Ｇｃによって放電用サイリスタ３６がターン・オンする
と、コンデンサ１６か放電してその放電電流Ｉｃが溶接
トランス３４の一次側に流れ、二次側では低電圧で大き
な溶接電流Ｉが流れてスポット溶接が行われる。そして
タイミング信号Ｓ３゜Ｓ４が発せられてから所定時間経
過後に“１′′のタイミング信号Ｓ５が放電リセット回
路７４に与えられ、それに応答して放電リセット回路７
４はゲートドライブ信号Ｇｄを放電リセット用ＦＥＴ４
４に与えてそれをターン・オンさせる。これにより、前
述したように放電用サイリスタ３６に逆バイアスが印加
してそれがターン・オフし、それによって溶接電流■の
供給が終了するようになっている。

以上第２図につき本実施例の制御部を詳細に説明したが
、理解されるように、回路５２〜６６は第１図の充電制
御部８０を構成し、回路５２〜５８は第１図の設定値変
更用放電制御部８０を構成する。

全」Ｌの」Ｌ作− 次に、第３図につき本実施例の全体の動作を説明する。

先ず時点ｔｌで充電開始信号ＳＯが与えられると、タイ
ミング信号Ｓ３が“０”となり、これによって充電制御
回路５６からパルス幅変調信号Ｇａ　　（第４図Ｃ）が
ゲートドライブ回路６０に転送される。その結果、充電
制御用ＦＥＴ１４はパルス幅変調信号（ｆｆａにしたが
ってオン・オフ動作を繰り返し、充電電流Ｉａが断続的
にコンデンサ１６に供給される。その際、充電電流Ｉａ
は、第４図（ｄ）に示すように、充電開始時にはＩ　ａ
（１）のように比較的小さなパルス幅に、充電中間期間
にはＩ　ａ（２）のように比較的大きなパルス幅に、そ
して充電終了間際にはＩａ（３）のように比較的小さな
パルス幅に選ばれる。これにより、第３図（ｂ）に示す
ように、コンデンサ１６の充電電圧Ｅｃは、充電開始時
には緩やかに（小さなステップで）、充電中間期間には
高速に（大きなステップで）、そして充電終了間際には
精細に（小さなステップで）、増分する。

時点ｔ２で充電電圧Ｅｃが設定値［Ｅｓ　］に達すると
、比較回路５４から“１”の比較結果信号Ｓｌ　　（第
３図Ｃ）が充電制御回路５６に与えられてパルス幅変調
信号Ｇａが遮断され、充電用ＦＥＴ１４はオフ状態にな
り、充電が終了する。しかる後、時点ｔ３でスタート回
路６８からスタート信号Ｓ２　　（第３図ｄ）が発生す
ると、これに応答してタイミング回路７０から１′１”
のタイミング信号Ｓ４　　（第３図ｆ）がゲートドライ
ブ回路７２に与えられ、これによって放電用サイリスタ
３６がターン・オンし、前述したようにコンデンサ１６
が放電して溶接電流Ｉｃ　　（第３図ｇ）が流れスポッ
ト溶接が行われる。そして、所定時間経過すると時点ｔ
４でタイミング回路７０からタイミング信号Ｓ４　　（
第３図ｈ）が放電リセット回路７４に与えられ、これで
１サイクルのスポット溶接か終了する。

しかる後、時点ｔ５で充電スタート信号ＳＯか発せられ
ると、タイミング信号Ｓ３が°′Ｏ”に切り替わり、充
電制御回路５６からゲートドライブ回路６０にパルス幅
変調信号Ｇａが供給され、上述と同様な動作でコンデン
サ１６が高速に且つ精確に設定値［Ｅｓ　］まで充電さ
れる。

その後、この例では、時点ｔ７で充電制御回路５６から
“１′のゲートドライブ信号Ｇｂ　　（第３図ｉ）が充
電電圧変更用ＦＥＴ２６に与えられる。

これは、前回のスポット溶接で溶接エネルギすなわち溶
接電流■が大きすぎたので、充電電圧設定値が低い値［
Ｅｓ”］に変更されたためである。これにより、前述し
たようにＦＥＴ２Ｂがターン・オンしてコンデンサ１６
は抵抗２２．ＦＥＴ２８の放電回路に放電する。この放
電中は比較結果信号Ｓｔが“１”になっているのでパル
ス幅変調信号Ｇａか遮断され、したがってコンデンサ１
６に充電電流Ｉａは供給されない。そして、時点ｔ８て
コンデンサ１６の端子電圧Ｅｃが新たな設定値［Ｅｓ’
ｌよりわずかに下がると、比較結果信号Ｓ１が一旦″０
”に下がって信号Ｇｂが“０”に立ち下がると同時に充
電パルス幅変調信号Ｇａが転送されて充電か行われるか
、この充電は殆ど瞬間的であり、直くに充電電圧Ｅｃが
新たな設定値［Ｅｓ’］に達して比較結果信号Ｓ１が“
１′”になり充電が終了する。しかる後、時点ｔ９で溶
接用の放電スタート信号Ｓ２が発せられると、前述と同
様な動作でスポット溶接が行われる。ただし、今回の溶
接電流Ｉは前回のものよりも幾らか少なくなっている。

以上のように本実施例では、パルス幅変調信号Ｇａによ
り充電制御用ＦＥＴ１４のスイッチング動作（オン・オ
フ動作）を制御して高速で高精度な充電を行うことがで
き、また設定値変更用の放電回路（２２，２Ｅ３）およ
び制御部（５２〜５８）により充電後にも溶接加減を調
節することができる。

また、本実施例では、商用交流電圧を整流回路１０で直
流に変換してコンデンサ１６に印加するので、電源周波
数が変化してもその影響を受けることがなく、また充電
用のトランス（１０４）が不要となっている。

なお本実施例では、コンデンサ１６が充電されている状
態で電源が切られた場合には、設定値変更用の放電回路
（２２，２６）が働いてコンデンサ１６を自動的に放電
させ安全性を確保するようになっている。すなわち、そ
のような場合には、第１図において設定値変更用放電制
御部８０からのライン８２．８４間がオープン状態とな
ってＦＥＴ２６にゲートバイアスが印加し、それにより
ＦＥＴ２６が導通してコンデンサ１６を放電させる。そ
の際、バイアス抵抗２８．３０にはコンデンサ１６の大
きな端子電圧Ｅｃが印加するが、ツェナー・ダイオード
３２がゲートバイアスを一定値に保ち、放電電流を抑制
する。

以上本発明の好適な一実施例を説明したが、本発明の技
術的思想の範囲内で種々の変形、変更が可能であり、例
えば必要に応じてパルス幅変調信号Ｇａのパターンを種
々変更してよく、またパルス幅変調信号に替えて適当な
周波数変調信号でＦＥＴ１４をスイッチングすることも
可能である。

また、３相２００ｖ交流電源に替えて単相２００■また
は１００Ｖ等の他の電源電圧も使用可能であり、そのよ
うな場合には３相整流回路１０を単相整流回路に替えれ
ばよい。

（発明の効果） 本発明では、商用交流電圧を直流に変換してからスイッ
チング素子を介して商用周波数より十分高い周波数で断
続的に充電電流をコンデンサに供給するようにしたので
、スイッチング素子のオン・オフ動作を通して充電速度
または充電ステップを任意制御でき且つ任意の時点で充
電電流をカットオフすることが可能で、これにより高速
で且つ精確な充電を行うことができる。したがって、溶
接機の使用率の増大と溶接品質の安定性とを同時に満た
すことも可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例によるコンデンサ式スポット
溶接機の主な回路構成を示す回路図、第２図は上記スポ
ット溶接機の制御部の構成を示すブロック図、 第３図は上記スポット溶接機の全体的な動作を説明する
ための各部の信号波形図、 第４図は上記スポット溶接機における主な信号の波形図
、 第５図は従来のコンデンサ式スボント溶接機の主な回路
構成を示す回路図、および 第６図は上記従来のスポット溶接機における主な信号の
波形図である。 ｌａ、１ｂ・・・・電極チップ、２，３・・・・被溶接
材、１０・・・・整流回路、Ｄｌ〜Ｄ６・・・・ダイオ
ード、１２・・・・コイル、１４・・・・充電用電界効
果トランジスタ（スイッチング素子）、３４・・・・溶
接トランス、５２・・・・ディジタルスイッチ、５４・
・・・比較回路、５６・・・・充電制御回路、５８・・
・・充電電圧検出回路、θＯ・・・・ゲートドライブ回
路、８２・・・・スロープ電圧発生回路、６４・・・・
パルス幅変調回路、６８・・・・のこぎり波電圧発生回
路、６８・・・・スタート回路、７０・・・・タイミン
グ回路。 特許出願人　宮　地　電　子　株　式　会　社代理人　
弁理士　佐々木　を　孝 第４図 εα

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）コンデンサを徐々に充電し、その充電電圧が所定
   値に達したのちに前記コンデンサを瞬間的に放電させて
   溶接電流を生成するコンデンサ式スポット溶接機におい
   て、 商用交流電圧を直流に変換する整流回路と、前記整流回
   路と前記コンデンサとの間に設けられ、前記コンデンサ
   に対して商用周波数より十分高い周波数で断続的に充電
   電流を供給するスイッチング素子と、 を具備することを特徴とするコンデンサ式スポット溶接
   機。
2. （２）前記スイッチング素子はパルス幅変調された周波
   数でオン・オフし、充電開始直後には比較的短いオン時
   間で、充電中間期間中には比較的長いオン時間で、充電
   終了直前には比較的短いオン時間で、充電電流を前記コ
   ンデンサに供給するように構成された特許請求の範囲第
   １項に記載のコンデンサ式スポット溶接機。
3. （３）前記スイッチング素子は電界効果トランジスタか
   らなる特許請求の範囲第１項または第２項に記載のコン
   デンサ式スポット溶接機。
4. （４）前記コンデンサの充電電圧を設定する手段と、前
   記設定手段によって設定された値が現在の充電電圧より
   も低い場合に前記コンデンサを放電させるための放電回
   路および放電スイッチング手段と、放電中の前記コンデ
   ンサの端子電圧と前記設定値とを比較して前者が後者に
   等しくなったときに前記スイッチング手段をオフにして
   前記コンデンサの放電を終了させる手段とを設けた特許
   請求の範囲第１項に記載のコンデンサ式スポット溶接機
   。