JP2650484B2 - インバータ装置の停止回路 - Google Patents
インバータ装置の停止回路Info
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- JP2650484B2 JP2650484B2 JP2280112A JP28011290A JP2650484B2 JP 2650484 B2 JP2650484 B2 JP 2650484B2 JP 2280112 A JP2280112 A JP 2280112A JP 28011290 A JP28011290 A JP 28011290A JP 2650484 B2 JP2650484 B2 JP 2650484B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はコンデンサ昇圧形インバータ装置の停止操
作時における該インバータ装置の主回路各部における異
常過電圧を防止し円滑な停止を図るインバータ装置の停
止回路に関する。
作時における該インバータ装置の主回路各部における異
常過電圧を防止し円滑な停止を図るインバータ装置の停
止回路に関する。
従来のこの種のインバータ装置の停止回路としては第
３図の回路図に例示するものが知られている。第４図は
第３図に示す回路に対応する動作波形図である。第３図
において、１は交流電源、２はサイリスタブリッジから
成る可変出力電圧の整流回路、３は直流リアクトル、４
はサイリスタTa,Tb,Tc,Tdによるブリッジより成る単相
のインバータ、５はコンデンサC1とC2とから成るコンデ
ンサ昇圧回路、６は抵抗分を有する誘導性負荷、C3は該
負荷６に対する力率改善用コンデンサ、７は前記負荷６
の両端電圧を検出する電圧検出回路、８は該電圧検出回
路の出力信号を受け前記インバータ４の主回路各サイリ
スタに対する点弧位相制御信号を与えるγ角発生回路、
９は該γ角発生回路８の出力信号を受け前記各サイリス
タに対する点弧パルス信号を与える点弧回路である。な
お該点弧回路９の出力信号に例えばTaGは前記サイリス
タTaのゲートＧに加えられる点弧パルス信号を表す。10
は前記電圧検出回路７とγ角発生回路８と点弧回路９と
を総合したγ角制御回路である。11bは前記インバータ
装置に対する停止指令回路、SW1は該停止指令回路11bか
らの停止指令により開路するスイッチであり、該開路動
作により前記各サイリスタに対する点弧位相制御は一斉
に停止される。なおこの時、第３図において制御信号系
の表示は省略されているが、前記整流回路２の各サイリ
スタに対する点弧位相制御もまた停止され前記交流電源
１からの電力供給は断たれる。
３図の回路図に例示するものが知られている。第４図は
第３図に示す回路に対応する動作波形図である。第３図
において、１は交流電源、２はサイリスタブリッジから
成る可変出力電圧の整流回路、３は直流リアクトル、４
はサイリスタTa,Tb,Tc,Tdによるブリッジより成る単相
のインバータ、５はコンデンサC1とC2とから成るコンデ
ンサ昇圧回路、６は抵抗分を有する誘導性負荷、C3は該
負荷６に対する力率改善用コンデンサ、７は前記負荷６
の両端電圧を検出する電圧検出回路、８は該電圧検出回
路の出力信号を受け前記インバータ４の主回路各サイリ
スタに対する点弧位相制御信号を与えるγ角発生回路、
９は該γ角発生回路８の出力信号を受け前記各サイリス
タに対する点弧パルス信号を与える点弧回路である。な
お該点弧回路９の出力信号に例えばTaGは前記サイリス
タTaのゲートＧに加えられる点弧パルス信号を表す。10
は前記電圧検出回路７とγ角発生回路８と点弧回路９と
を総合したγ角制御回路である。11bは前記インバータ
装置に対する停止指令回路、SW1は該停止指令回路11bか
らの停止指令により開路するスイッチであり、該開路動
作により前記各サイリスタに対する点弧位相制御は一斉
に停止される。なおこの時、第３図において制御信号系
の表示は省略されているが、前記整流回路２の各サイリ
スタに対する点弧位相制御もまた停止され前記交流電源
１からの電力供給は断たれる。
次に第４図において、図（イ）と図（ロ）とはそれぞ
れ前記サイリスタゲート信号TaGとTdG及びTbGとTcGの印
加状態を示す。時刻t1は前記停止指令回路11bからのイ
ンバータ停止指令発生時刻である。図（ハ）は図（イ）
と図（ロ）とに示すサイリスタゲート信号により制御さ
れた前記インバータ４の出力電圧Viの基本波を示す。前
記時刻t1以前の通常のインバータ運転中前記サイリスタ
ゲート信号の発生位相は前記インバータ出力電圧Vi位相
角ｎπ（但しｎは整数）にある零電圧通過点よりそれぞ
れ一定角の進み位相にある。前記時刻t1以後、前記整流
回路２を経由する前記交流電源１からの給電は断たれ、
前記直流リアクトルの残留エネルギの放出電流は導通状
態を継続する前記サイリスタTaとTdとを経由してインバ
ータ主回路の各コンデンサに流入し該各コンデンサの端
子電圧を上昇させる。従って前記コンデンサG1の端子電
圧すなわち前記インバータの出力電圧Viも図（ハ）に示
す如く上昇し、インバータ主回路構成素子に対する定格
逆耐電圧Vprを超過した電圧Vsに至る。該電圧Vsは以
後、前記各コンデンサ及び前記負荷６とによる時定数に
従って徐々に減衰する。なお前記時刻t1が図（イ）に示
す前記ゲート信号TaG,TdGより進み位相にある場合、図
（ハ）に示す前記電圧Viは図示の方向と反対の正側に同
様の立上りモードで上昇することになる。
れ前記サイリスタゲート信号TaGとTdG及びTbGとTcGの印
加状態を示す。時刻t1は前記停止指令回路11bからのイ
ンバータ停止指令発生時刻である。図（ハ）は図（イ）
と図（ロ）とに示すサイリスタゲート信号により制御さ
れた前記インバータ４の出力電圧Viの基本波を示す。前
記時刻t1以前の通常のインバータ運転中前記サイリスタ
ゲート信号の発生位相は前記インバータ出力電圧Vi位相
角ｎπ（但しｎは整数）にある零電圧通過点よりそれぞ
れ一定角の進み位相にある。前記時刻t1以後、前記整流
回路２を経由する前記交流電源１からの給電は断たれ、
前記直流リアクトルの残留エネルギの放出電流は導通状
態を継続する前記サイリスタTaとTdとを経由してインバ
ータ主回路の各コンデンサに流入し該各コンデンサの端
子電圧を上昇させる。従って前記コンデンサG1の端子電
圧すなわち前記インバータの出力電圧Viも図（ハ）に示
す如く上昇し、インバータ主回路構成素子に対する定格
逆耐電圧Vprを超過した電圧Vsに至る。該電圧Vsは以
後、前記各コンデンサ及び前記負荷６とによる時定数に
従って徐々に減衰する。なお前記時刻t1が図（イ）に示
す前記ゲート信号TaG,TdGより進み位相にある場合、図
（ハ）に示す前記電圧Viは図示の方向と反対の正側に同
様の立上りモードで上昇することになる。
前記の如く従来方式のインバータ装置の停止操作時に
は、停止指令により該インバータ装置の交流整流回路及
びインバータ回路それぞれにおけるブリッジ構成の各サ
イリスタに対する点弧制御は一斉に停止する。この時前
記整流回路についてはその交流電源から逆電圧を受けた
時点で前記各サイリスタは順次しゃ断状態となり前記交
流電源から前記インバータ回路への直流給電は断たれ
る。一方前記インバータ回路については、該インバータ
回路が自励式であるにもかかわらずコンデンサ回路から
導通状態にあるサイリスタに対する転流用逆方向電流の
印加は行ない得ず、該サイリスタの導通状態は前記停止
指令の印加後も継続し、前記整流回路の出力側直流リア
クトルの残留エネルギは放電電流となって前記導通状態
にあるサイリスタを経由して前記コンデンサ回路に流入
し、該回路の各コンデンサ端子電圧を前記停止指令印加
直前の極性と同一極性にて益々昇圧させ、遂には該各コ
ンデンサ或いは前記各サイリスタ等の前記インバータの
主回路構成素子の定格動作電圧を超過させ、該主回路構
成各素子の電圧破壊を招くことになる。これに鑑み本発
明はコンデンサ昇圧形インバータ装置の停止操作時のコ
ンデンサ過充電に伴う過電圧の回避を図るインバータ装
置の停止回路の提供を目的とするものである。
は、停止指令により該インバータ装置の交流整流回路及
びインバータ回路それぞれにおけるブリッジ構成の各サ
イリスタに対する点弧制御は一斉に停止する。この時前
記整流回路についてはその交流電源から逆電圧を受けた
時点で前記各サイリスタは順次しゃ断状態となり前記交
流電源から前記インバータ回路への直流給電は断たれ
る。一方前記インバータ回路については、該インバータ
回路が自励式であるにもかかわらずコンデンサ回路から
導通状態にあるサイリスタに対する転流用逆方向電流の
印加は行ない得ず、該サイリスタの導通状態は前記停止
指令の印加後も継続し、前記整流回路の出力側直流リア
クトルの残留エネルギは放電電流となって前記導通状態
にあるサイリスタを経由して前記コンデンサ回路に流入
し、該回路の各コンデンサ端子電圧を前記停止指令印加
直前の極性と同一極性にて益々昇圧させ、遂には該各コ
ンデンサ或いは前記各サイリスタ等の前記インバータの
主回路構成素子の定格動作電圧を超過させ、該主回路構
成各素子の電圧破壊を招くことになる。これに鑑み本発
明はコンデンサ昇圧形インバータ装置の停止操作時のコ
ンデンサ過充電に伴う過電圧の回避を図るインバータ装
置の停止回路の提供を目的とするものである。
上記目的を達成するための、本発明のインバータ装置
の停止回路は、交流入力を直流に変換する整流回路と、
該整流回路の出力を平滑する直流リアクトルと、該リア
クトルにより平滑された直流を交流に変換するインバー
タと、該インバータの出力電圧を昇圧して誘導加熱炉コ
イルの如きその誘導性負荷に給電するコンデンサ昇圧回
路と、前記負荷に並列に接続され該負荷の力率を改善す
る力率改善用コンデンサと、前記インバータの主回路を
構成する半導体スイッチング素子に対する点弧位相制御
を行ない且つ制御進み角のγ角発生回路と点弧回路等か
ら成るγ角制御回路とを備えて成るコンデンサ昇圧形イ
ンバータ装置において、該インバータ装置に対する停止
操作信号を発する停止指令回路と、前記誘導性負荷とイ
ンバータ主回路の前記各コンデンサとから形成される並
列共振回路の共振周波数よりも高い周波数をもつ点弧位
相角制御信号を前記半導体スイッチング素子に対して与
える発振回路と、前記γ角発生回路の前記点弧回路に対
する指令信号を断続するように該両回路間に直列に接続
される第１のスイッチと、同様に接続され前記発振回路
の前記点弧回路への指令信号を断続する第２のスイッチ
と、前記γ角発生回路の前記発振回路への指令信号を断
続する第３のスイッチとから成る停止操作回路を設け、
前記インバータの定常運転中は前記第１のスイッチを閉
路すると共に前記第２と第３のスイッチを開路し、次に
前記インバータの停止操作指令と共に前記第３のスイッ
チを閉路し更に前記停止操作指令発生時点から最初のパ
ルス指令が前記γ角発生回路から前記点弧回路に与えら
れ且つ前記パルス指令を起点とする前記発振回路におけ
る点弧位相角演算準備の完了時点において前記第１と第
３のスイッチを開路すると共に前記第２のスイッチを閉
路し、前記インバータの主回路スイッチング素子に対す
る点弧信号源の前記γ角発生回路から前記発振回路への
円滑な切替えを行なうものとする。
の停止回路は、交流入力を直流に変換する整流回路と、
該整流回路の出力を平滑する直流リアクトルと、該リア
クトルにより平滑された直流を交流に変換するインバー
タと、該インバータの出力電圧を昇圧して誘導加熱炉コ
イルの如きその誘導性負荷に給電するコンデンサ昇圧回
路と、前記負荷に並列に接続され該負荷の力率を改善す
る力率改善用コンデンサと、前記インバータの主回路を
構成する半導体スイッチング素子に対する点弧位相制御
を行ない且つ制御進み角のγ角発生回路と点弧回路等か
ら成るγ角制御回路とを備えて成るコンデンサ昇圧形イ
ンバータ装置において、該インバータ装置に対する停止
操作信号を発する停止指令回路と、前記誘導性負荷とイ
ンバータ主回路の前記各コンデンサとから形成される並
列共振回路の共振周波数よりも高い周波数をもつ点弧位
相角制御信号を前記半導体スイッチング素子に対して与
える発振回路と、前記γ角発生回路の前記点弧回路に対
する指令信号を断続するように該両回路間に直列に接続
される第１のスイッチと、同様に接続され前記発振回路
の前記点弧回路への指令信号を断続する第２のスイッチ
と、前記γ角発生回路の前記発振回路への指令信号を断
続する第３のスイッチとから成る停止操作回路を設け、
前記インバータの定常運転中は前記第１のスイッチを閉
路すると共に前記第２と第３のスイッチを開路し、次に
前記インバータの停止操作指令と共に前記第３のスイッ
チを閉路し更に前記停止操作指令発生時点から最初のパ
ルス指令が前記γ角発生回路から前記点弧回路に与えら
れ且つ前記パルス指令を起点とする前記発振回路におけ
る点弧位相角演算準備の完了時点において前記第１と第
３のスイッチを開路すると共に前記第２のスイッチを閉
路し、前記インバータの主回路スイッチング素子に対す
る点弧信号源の前記γ角発生回路から前記発振回路への
円滑な切替えを行なうものとする。
コンデンサ昇圧形インバータ装置停止操作時のその主
回路コンデンサにおける過電圧の発生は、前記の如く、
前記コンデンサに対する直流リアクトル残留エネルギの
放出に伴なう流入電流による充電と、前記コンデンサか
らインバータ負荷を経由する放電との充放電不平衡によ
る偏充電の発生を原因とし、正常な自励インバータ動作
時の如く前記コンデンサの蓄積電荷変動がする端子電圧
の定格値に対応する値以下の振巾で適当な周期にて正負
交互に反転するならば前記の如き偏充電に基づく過電圧
の発生は回避できる。従ってインバータ停止指令発生も
インバータ部のみは別置発振回路の指定周波数によりそ
の動作を継続させるならば前記直流リアクトルの残留エ
ネルギを駆動源とするインバータ回路が形成され前記リ
アクトル残留エネルギの前記インバータ負荷への交流化
した移送消費が可能となり前記コンデンサ過電圧も回避
可能となる。
回路コンデンサにおける過電圧の発生は、前記の如く、
前記コンデンサに対する直流リアクトル残留エネルギの
放出に伴なう流入電流による充電と、前記コンデンサか
らインバータ負荷を経由する放電との充放電不平衡によ
る偏充電の発生を原因とし、正常な自励インバータ動作
時の如く前記コンデンサの蓄積電荷変動がする端子電圧
の定格値に対応する値以下の振巾で適当な周期にて正負
交互に反転するならば前記の如き偏充電に基づく過電圧
の発生は回避できる。従ってインバータ停止指令発生も
インバータ部のみは別置発振回路の指定周波数によりそ
の動作を継続させるならば前記直流リアクトルの残留エ
ネルギを駆動源とするインバータ回路が形成され前記リ
アクトル残留エネルギの前記インバータ負荷への交流化
した移送消費が可能となり前記コンデンサ過電圧も回避
可能となる。
本発明においては前記の別置発振回路と共にインバー
タ制御回路の信号系切換用の複数のスイッチを設け、イ
ンバータ停止指令発生後においてもインバータ動作の継
続を行なって前記の如き残留エネルギ移送によりコンデ
ンサ過電圧の回避を図るものである。なお前記リアクト
ル残留エネルギの減衰が進行しインバータ動作の続行が
不能となると、以後前記コンデンサの蓄積電荷は該コン
デンサと負荷との回路定数により決定される時定数に従
う自然放電に移行し前記蓄積電荷の消滅が行なわれる。
タ制御回路の信号系切換用の複数のスイッチを設け、イ
ンバータ停止指令発生後においてもインバータ動作の継
続を行なって前記の如き残留エネルギ移送によりコンデ
ンサ過電圧の回避を図るものである。なお前記リアクト
ル残留エネルギの減衰が進行しインバータ動作の続行が
不能となると、以後前記コンデンサの蓄積電荷は該コン
デンサと負荷との回路定数により決定される時定数に従
う自然放電に移行し前記蓄積電荷の消滅が行なわれる。
以下この発明の実施例を図面により説明する。第１図
はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１図に示
す回路に対応する動作波形図である。なお第１図におい
ては第３図に示す従来技術の実施例の場合と同一機能の
構成要素に対しては同一の表示符号を附している。
はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１図に示
す回路に対応する動作波形図である。なお第１図におい
ては第３図に示す従来技術の実施例の場合と同一機能の
構成要素に対しては同一の表示符号を附している。
第１図は第３図に示す回路図において、インバータ４
の出力側主回路の共振周波数よりも高い周波数を発振す
ると共にパルス同期機能をもつ発振回路12と、操作対象
を拡大した停止指令回路11aと該指令回路11aにより開閉
制御れ前記発振回路12から点弧回路９への指令信号を断
続するスイッチSW2と、同様にγ角発生回路８から前記
発振回路12への指令信号を断続するスイッチSW3とを設
けたものであり、通常の制御進み角すなわちγ角制御に
よる自励インバータ動作に対する停止指令が与えられる
と、前記スイッチSW3を直ちに閉路し、前記停止指令後
最初の信号パルスが前記γ角発生回路８から前記点弧回
路９と前記発振回路12とに伝送完了した時点において前
記スイッチSW3を再度開路すると共にスイッチSW1の開路
とスイッチSW2の閉路とを行ない、前記発振回路12を前
記停止指令後最初のγ角指定信号パルスを起点とした独
自のパルス発振状態に入れるものである。以後前記イン
バータ４は前記通常のγ角制御を中止し、前記発振回路
12の発振パルスを基準とし直流リアクトル３の残留エネ
ルギによる起電力を電源とするインバータ動作に入り、
該リアクトル残留エネルギの負荷６への移行を行なう。
従ってインバータ出力側主回路の各コンデンサにおける
偏充電による過充電、従って過電圧は回避される。次に
第２図は第１図回路の動作波形図であり、図（イ）と図
（ロ）とはそれぞれサイリスタゲート信号TaGとTdG及び
TbGとTcGの印加状態を示し、図（ハ）はインバータ４の
出力電圧Viの基本波を示し図（ニ）と図（ホ）と図
（へ）とはそれぞれスイッチSW1とSW2とSW3との開閉状
態を示す。該スイッチSW3はインバータ停止指令の与え
られた時刻t1において閉路し、前記サイリスタゲート信
号TaG,TdGの前記時刻t1後の最初の信号パルス終了時刻t
2において開路する。また該時刻t2において前記スイッ
チSW1は開路しSW2は閉路する。従って図（イ）と図
（ロ）とに示す前記サイリスタゲート信号のパルス列は
前記時刻t2を境に一定の制御進み角γを保持する前記γ
角発生回路８による信号から独自の発振を行ない且つそ
の発振の起点を前記時刻t2後の最初のγ角指定信号とす
る前記発振回路12による信号に変化する。該発振回路12
の出力信号により制御され前記直流リアクトル３の残留
エネルギを起電力とする前記インバータ４の交流出力電
圧は図（ハ）に示す如く、該インバータの出力回路定数
により決定される減衰時定数をもつ包絡線L1とL2とに沿
ってその振巾を減じ、コンデンサC1の端子電圧が前記各
サイリスタの転流に必要な電圧以下となった時刻t3以後
前記コンデンサC1の端子電圧すなわちインバータ出力電
圧Viは図（ハ）の如く前記主回路定数によって決定され
る時定数による一方向極性の減衰状態に入る。
の出力側主回路の共振周波数よりも高い周波数を発振す
ると共にパルス同期機能をもつ発振回路12と、操作対象
を拡大した停止指令回路11aと該指令回路11aにより開閉
制御れ前記発振回路12から点弧回路９への指令信号を断
続するスイッチSW2と、同様にγ角発生回路８から前記
発振回路12への指令信号を断続するスイッチSW3とを設
けたものであり、通常の制御進み角すなわちγ角制御に
よる自励インバータ動作に対する停止指令が与えられる
と、前記スイッチSW3を直ちに閉路し、前記停止指令後
最初の信号パルスが前記γ角発生回路８から前記点弧回
路９と前記発振回路12とに伝送完了した時点において前
記スイッチSW3を再度開路すると共にスイッチSW1の開路
とスイッチSW2の閉路とを行ない、前記発振回路12を前
記停止指令後最初のγ角指定信号パルスを起点とした独
自のパルス発振状態に入れるものである。以後前記イン
バータ４は前記通常のγ角制御を中止し、前記発振回路
12の発振パルスを基準とし直流リアクトル３の残留エネ
ルギによる起電力を電源とするインバータ動作に入り、
該リアクトル残留エネルギの負荷６への移行を行なう。
従ってインバータ出力側主回路の各コンデンサにおける
偏充電による過充電、従って過電圧は回避される。次に
第２図は第１図回路の動作波形図であり、図（イ）と図
（ロ）とはそれぞれサイリスタゲート信号TaGとTdG及び
TbGとTcGの印加状態を示し、図（ハ）はインバータ４の
出力電圧Viの基本波を示し図（ニ）と図（ホ）と図
（へ）とはそれぞれスイッチSW1とSW2とSW3との開閉状
態を示す。該スイッチSW3はインバータ停止指令の与え
られた時刻t1において閉路し、前記サイリスタゲート信
号TaG,TdGの前記時刻t1後の最初の信号パルス終了時刻t
2において開路する。また該時刻t2において前記スイッ
チSW1は開路しSW2は閉路する。従って図（イ）と図
（ロ）とに示す前記サイリスタゲート信号のパルス列は
前記時刻t2を境に一定の制御進み角γを保持する前記γ
角発生回路８による信号から独自の発振を行ない且つそ
の発振の起点を前記時刻t2後の最初のγ角指定信号とす
る前記発振回路12による信号に変化する。該発振回路12
の出力信号により制御され前記直流リアクトル３の残留
エネルギを起電力とする前記インバータ４の交流出力電
圧は図（ハ）に示す如く、該インバータの出力回路定数
により決定される減衰時定数をもつ包絡線L1とL2とに沿
ってその振巾を減じ、コンデンサC1の端子電圧が前記各
サイリスタの転流に必要な電圧以下となった時刻t3以後
前記コンデンサC1の端子電圧すなわちインバータ出力電
圧Viは図（ハ）の如く前記主回路定数によって決定され
る時定数による一方向極性の減衰状態に入る。
この発明によれば、コンデンサ昇圧形インバータ装置
の停止操作時に該装置のインバータ部のみに対し適当な
周波数を基準とするインバータ動作を継続させ直流リア
クトルにおける残留エネルギの負荷への交流による移行
消費を行なわせてインバータ主回路コンデンサにおける
偏充電による過電圧を防止することにより前記インバー
タ装置の安全な停止が可能となる。
の停止操作時に該装置のインバータ部のみに対し適当な
周波数を基準とするインバータ動作を継続させ直流リア
クトルにおける残留エネルギの負荷への交流による移行
消費を行なわせてインバータ主回路コンデンサにおける
偏充電による過電圧を防止することにより前記インバー
タ装置の安全な停止が可能となる。
第１図はこの発明の実施例を示す回路図、第２図は第１
図に示す回路の動作波形図、第３図は従来技術の実施例
を示す回路図、第４図は第３図に示す回路の動作波形図
である。なお第１図と第３図において同一機能の回路構
成要素に対しては同一の表示符号を附している。 １……交流電源、２……整流回路、３……直流リアクト
ル、４……インバータ、５……コンデンサ昇圧回路、６
……負荷、７……電圧検出回路、８……γ角発生回路、
９……点弧回路、10……γ角制御回路、11a,11b……停
止指令回路、12……発振回路、13a,13b……停止操作回
路、SW1〜SW3……スイッチ、C1〜C3……コンデンサ、T
a,Tb,Tc,Td……サイリスタ。
図に示す回路の動作波形図、第３図は従来技術の実施例
を示す回路図、第４図は第３図に示す回路の動作波形図
である。なお第１図と第３図において同一機能の回路構
成要素に対しては同一の表示符号を附している。 １……交流電源、２……整流回路、３……直流リアクト
ル、４……インバータ、５……コンデンサ昇圧回路、６
……負荷、７……電圧検出回路、８……γ角発生回路、
９……点弧回路、10……γ角制御回路、11a,11b……停
止指令回路、12……発振回路、13a,13b……停止操作回
路、SW1〜SW3……スイッチ、C1〜C3……コンデンサ、T
a,Tb,Tc,Td……サイリスタ。
Claims (1)
- 【請求項１】交流入力を直流に変換する整流回路と、該
整流回路の出力を平滑する直流リアクトルと、該リアク
トルにより平滑された直流を交流に変換するインバータ
と、該インバータの出力電圧を昇圧して誘導加熱炉コイ
ルの如きその誘導性負荷に給電するコンデンサ昇圧回路
と、前記負荷に並列に接続され該負荷の力率を改善する
力率改善用コンデンサと、前記インバータの主回路を構
成する半導体スイッチング素子に対する点弧位相制御を
行ない且つ制御進み角のγ角発生回路と点弧回路等とか
ら成るγ角制御回路とを備えて成るコンデンサ昇圧形イ
ンバータ装置において、該インバータ装置に対する停止
操作信号を発する停止指令回路と、前記誘導性負荷とイ
ンバータ主回路の前記各コンデンサとから形成される並
列共振回路の共振周波数よりも高い周波数をもつ点弧位
相角制御信号を前記半導体スイッチング素子に対して与
える発振回路と、前記γ角発生回路の前記点弧回路に対
する指令信号を断続するように該両回路間に直列に接続
される第１のスイッチと、同様に接続され前記発振回路
の前記点弧回路への指令信号を断続する第２のスイッチ
と、前記γ角発生回路の前記発振回路への指令信号を断
続する第３のスイッチから成る停止操作回路を設け、前
記インバータの定常運転中は前記第１のスイッチを閉路
すると共に前記第２と第３のスイッチを開路し、次に前
記インバータの停止操作指令と共に前記第３のスイッチ
を閉路し更に前記停止操作指令発生時点から最初のパル
ス指令が前記γ角発生回路から前記点弧回路に与えられ
且つ前記パルス指令を起点とする前記発振回路における
点弧位相角演算準備の完了時点において前記第１と第３
のスイッチを開路すると共に前記第２のスイッチを閉路
し、前記インバータの主回路スイッチング素子に対する
点弧信号源の前記γ角発生回路から前記発振回路への円
滑な切替えを行なうことを特徴とするインバータ装置の
停止回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2280112A JP2650484B2 (ja) | 1990-10-18 | 1990-10-18 | インバータ装置の停止回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2280112A JP2650484B2 (ja) | 1990-10-18 | 1990-10-18 | インバータ装置の停止回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03143274A JPH03143274A (ja) | 1991-06-18 |
| JP2650484B2 true JP2650484B2 (ja) | 1997-09-03 |
Family
ID=17620494
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2280112A Expired - Fee Related JP2650484B2 (ja) | 1990-10-18 | 1990-10-18 | インバータ装置の停止回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2650484B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2871962B1 (fr) * | 2004-06-22 | 2006-09-15 | Thales Sa | Dispositif electronique de generation de signaux de synchronisation securise |
-
1990
- 1990-10-18 JP JP2280112A patent/JP2650484B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03143274A (ja) | 1991-06-18 |
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