JPH10174452A - 電力変換装置、インバータおよび太陽光発電システム - Google Patents
電力変換装置、インバータおよび太陽光発電システムInfo
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- JPH10174452A JPH10174452A JP8329574A JP32957496A JPH10174452A JP H10174452 A JPH10174452 A JP H10174452A JP 8329574 A JP8329574 A JP 8329574A JP 32957496 A JP32957496 A JP 32957496A JP H10174452 A JPH10174452 A JP H10174452A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
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- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】出力電流の歪を抑制して高調波の発生を低減す
るとともに、高周波スイッチングに対応できるようにし
た電力変換装置、インバータおよびそれを用いた太陽光
発電システムを提供する。 【解決手段】極性に応じて、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁
する側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）
は、スイッチングするけれども、リアクトルＬ1，Ｌ2を
減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3（あるいはＳ1，
Ｓ4）は、オフ状態にしておき、リアクトルＬ1，Ｌ2を
励磁する側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，
Ｓ3）がオンする時にのみゼロ電圧回路２を動作させて
ゼロボルトスイッチングを行うものであり、これによっ
て、ＰＷＭの１周期で１回のゼロボルトスイッチングを
行うようにして高周波スイッチングに対応できるように
している。
るとともに、高周波スイッチングに対応できるようにし
た電力変換装置、インバータおよびそれを用いた太陽光
発電システムを提供する。 【解決手段】極性に応じて、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁
する側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）
は、スイッチングするけれども、リアクトルＬ1，Ｌ2を
減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3（あるいはＳ1，
Ｓ4）は、オフ状態にしておき、リアクトルＬ1，Ｌ2を
励磁する側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，
Ｓ3）がオンする時にのみゼロ電圧回路２を動作させて
ゼロボルトスイッチングを行うものであり、これによっ
て、ＰＷＭの１周期で１回のゼロボルトスイッチングを
行うようにして高周波スイッチングに対応できるように
している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流に変換
する電力変換装置、インバータおよび該インバータを備
えた太陽光発電システムに関する。
する電力変換装置、インバータおよび該インバータを備
えた太陽光発電システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、太陽光発電による分散型電源と商
用電源とを連系し、分散型電源だけでは電力が賄えない
場合に、その電力を系統側から供給するようにし、逆に
太陽光発電の発電量が余るときには、商用電源に逆潮流
できるようにした太陽光発電システムが開発されてい
る。
用電源とを連系し、分散型電源だけでは電力が賄えない
場合に、その電力を系統側から供給するようにし、逆に
太陽光発電の発電量が余るときには、商用電源に逆潮流
できるようにした太陽光発電システムが開発されてい
る。
【０００３】このような太陽光発電システムでは、住宅
の屋根等に配設された太陽電池からの直流電力を商用電
源と同期のとれた交流電力に変換するために、パルス幅
を変化させて出力を制御するＰＷＭインバータが用いら
れており、このＰＷＭインバータでは、例えば、２０ｋ
Ｈｚといった高い周波数でスイッチングが行われるため
に、スイッチングノイズ（放射ノイズ）が発生し、別の
機器に障害を与える虞れがある。
の屋根等に配設された太陽電池からの直流電力を商用電
源と同期のとれた交流電力に変換するために、パルス幅
を変化させて出力を制御するＰＷＭインバータが用いら
れており、このＰＷＭインバータでは、例えば、２０ｋ
Ｈｚといった高い周波数でスイッチングが行われるため
に、スイッチングノイズ（放射ノイズ）が発生し、別の
機器に障害を与える虞れがある。
【０００４】このようなスイッチングノイズやスイッチ
ング損失を低減させる方法として、入力電圧をゼロボル
トにした状態で、ＰＷＭインバータのスイッチングを行
う、いわゆる、ゼロ電圧スイッチングによるＰＷＭイン
バータが検討されている。
ング損失を低減させる方法として、入力電圧をゼロボル
トにした状態で、ＰＷＭインバータのスイッチングを行
う、いわゆる、ゼロ電圧スイッチングによるＰＷＭイン
バータが検討されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図５は、このようなゼ
ロ電圧スイッチングＰＷＭインバータの構成図である。
ロ電圧スイッチングＰＷＭインバータの構成図である。
【０００６】同図において、１は直流電源としての太陽
電池、２は並列共振ＤＣリンク（Pararell Resonant DC
Link）回路からなるゼロ電圧回路、３は系統電源４と
同期のとれた交流電力に変換するインバータ回路、５0
はゼロ電圧回路２およびインバータ回路３を制御する制
御回路である。
電池、２は並列共振ＤＣリンク（Pararell Resonant DC
Link）回路からなるゼロ電圧回路、３は系統電源４と
同期のとれた交流電力に変換するインバータ回路、５0
はゼロ電圧回路２およびインバータ回路３を制御する制
御回路である。
【０００７】インバータ回路３は、パルス幅を変化させ
て出力を制御するＰＷＭインバータであり、４つの半導
体スイッチＳ1〜Ｓ4と、各半導体スイッチＳ1〜Ｓ4に並
列接続されたダイオードＤ1〜Ｄ4と、出力電流を平滑す
るリアクトルＬ1，Ｌ2とを備えており、各半導体スイッ
チＳ1〜Ｓ4が制御回路５0からのスイッチングパルスに
よってオンオフ制御されるものである。
て出力を制御するＰＷＭインバータであり、４つの半導
体スイッチＳ1〜Ｓ4と、各半導体スイッチＳ1〜Ｓ4に並
列接続されたダイオードＤ1〜Ｄ4と、出力電流を平滑す
るリアクトルＬ1，Ｌ2とを備えており、各半導体スイッ
チＳ1〜Ｓ4が制御回路５0からのスイッチングパルスに
よってオンオフ制御されるものである。
【０００８】ゼロ電圧回路２は、共振用リアクトル
Ｌ3、共振用コンデンサＣ1，Ｃ2、ダイオードＤ5〜Ｄ8
およびスイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7を備え、共振動作によ
って一時的にインバータ回路３の入力電圧をゼロボルト
にするものであり、インバータ回路３のスイッチング時
に、該インバータ回路３の入力電圧がゼロ電圧になるよ
うに前記スイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7が制御される。
Ｌ3、共振用コンデンサＣ1，Ｃ2、ダイオードＤ5〜Ｄ8
およびスイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7を備え、共振動作によ
って一時的にインバータ回路３の入力電圧をゼロボルト
にするものであり、インバータ回路３のスイッチング時
に、該インバータ回路３の入力電圧がゼロ電圧になるよ
うに前記スイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7が制御される。
【０００９】制御回路５0は、例えばＣＰＵと論理回路
とを備えており、インバータ回路３の出力電流をフィー
ドバックし、それに基づく正弦波と基準三角波とからイ
ンバータ回路３の各半導体スイッチＳ1〜Ｓ4を制御する
ためのＰＷＭパルスを形成するとともに、そのＰＷＭパ
ルスを一定時間遅延させた遅延ＰＷＭパルスをスイッチ
ングパルスとして前記各スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4に出
力し、また、ＰＷＭパルスの立ち上がりおよび立ち下が
りに応答して共振動作を開始してインバータ回路３の入
力電圧をゼロボルトにするように、ゼロ電圧回路２の各
スイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7を制御するスイッチング信号
を出力し、これによって、インバータ回路３のスイッチ
ング時、すなわち、スイッチングパルスの立ち上がりお
よび立ち下がり時に、インバータ回路３の入力電圧をゼ
ロボルトにするものである。
とを備えており、インバータ回路３の出力電流をフィー
ドバックし、それに基づく正弦波と基準三角波とからイ
ンバータ回路３の各半導体スイッチＳ1〜Ｓ4を制御する
ためのＰＷＭパルスを形成するとともに、そのＰＷＭパ
ルスを一定時間遅延させた遅延ＰＷＭパルスをスイッチ
ングパルスとして前記各スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4に出
力し、また、ＰＷＭパルスの立ち上がりおよび立ち下が
りに応答して共振動作を開始してインバータ回路３の入
力電圧をゼロボルトにするように、ゼロ電圧回路２の各
スイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7を制御するスイッチング信号
を出力し、これによって、インバータ回路３のスイッチ
ング時、すなわち、スイッチングパルスの立ち上がりお
よび立ち下がり時に、インバータ回路３の入力電圧をゼ
ロボルトにするものである。
【００１０】図６は、図５の動作説明に供するタイミン
グチャートであり、同図（Ａ）はゼロ電圧回路２の入力
電圧を、同図（Ｂ）はインバータ回路３の入力電圧を、
同図（Ｃ）はインバータ回路３の半導体スイッチＳ1，
Ｓ4またはＳ2，Ｓ3へのスイッチングパルスとしての遅
延されたＰＷＭパルスを、同図（Ｄ）はインバータ回路
３の出力電圧を、同図（Ｅ）は、インバータ回路３の出
力電流波形をそれぞれ示している。なお、この図５にお
いては、半サイクルを示している。
グチャートであり、同図（Ａ）はゼロ電圧回路２の入力
電圧を、同図（Ｂ）はインバータ回路３の入力電圧を、
同図（Ｃ）はインバータ回路３の半導体スイッチＳ1，
Ｓ4またはＳ2，Ｓ3へのスイッチングパルスとしての遅
延されたＰＷＭパルスを、同図（Ｄ）はインバータ回路
３の出力電圧を、同図（Ｅ）は、インバータ回路３の出
力電流波形をそれぞれ示している。なお、この図５にお
いては、半サイクルを示している。
【００１１】ゼロ電圧回路２は、同図（Ｂ）に示される
ように、インバータ回路３のスイッチングのタイミン
グ、すなわち、同図（Ｃ）に示されるスイッチングパル
スとしての遅延されたＰＷＭパルスの立ち上がりおよび
立ち下がりのタイミングでインバータ回路３の入力電圧
をゼロボルトにしており、このように入力電圧をゼロボ
ルトにした状態でインバータ回路３のスイッチング、い
わゆるソフトスイッチングを行うことにより、スイッチ
ングノイズやスイッチング損失を低減させるものであ
る。
ように、インバータ回路３のスイッチングのタイミン
グ、すなわち、同図（Ｃ）に示されるスイッチングパル
スとしての遅延されたＰＷＭパルスの立ち上がりおよび
立ち下がりのタイミングでインバータ回路３の入力電圧
をゼロボルトにしており、このように入力電圧をゼロボ
ルトにした状態でインバータ回路３のスイッチング、い
わゆるソフトスイッチングを行うことにより、スイッチ
ングノイズやスイッチング損失を低減させるものであ
る。
【００１２】ところが、このような従来例のスイッチン
グでは、高速化が困難であるという難点がある。その理
由は、ＰＷＭパルスのパルス幅の狭い期間、すなわち、
出力電流が小さい期間では、ゼロ電圧回路２の共振が間
に合わなくなって、同図（Ｃ）の両端の遅延されたＰＷ
ＭパルスＰ1，Ｐ2のように、同図（Ｂ）のゼロ電圧回路
２のゼロ電圧区間に埋もれてしまって出力できなくな
り、同図（Ｄ）の仮想線で示される出力が得られないこ
とになり、その結果として、図６（Ｅ）の実線で示され
るように、出力電流がゼロクロス付近で歪み、高調波の
原因になるといった難点がある。なお、図６（Ｅ）の仮
想線は、歪のない状態を示している。
グでは、高速化が困難であるという難点がある。その理
由は、ＰＷＭパルスのパルス幅の狭い期間、すなわち、
出力電流が小さい期間では、ゼロ電圧回路２の共振が間
に合わなくなって、同図（Ｃ）の両端の遅延されたＰＷ
ＭパルスＰ1，Ｐ2のように、同図（Ｂ）のゼロ電圧回路
２のゼロ電圧区間に埋もれてしまって出力できなくな
り、同図（Ｄ）の仮想線で示される出力が得られないこ
とになり、その結果として、図６（Ｅ）の実線で示され
るように、出力電流がゼロクロス付近で歪み、高調波の
原因になるといった難点がある。なお、図６（Ｅ）の仮
想線は、歪のない状態を示している。
【００１３】また、ＰＷＭパルスのパルス幅の狭い期間
は、出力側の負荷が軽くなった場合あるいは太陽電池な
どの入力側の電力が小さくなった場合にも、図７に示さ
れるように同様に生じて同図（Ｅ）に示されるように出
力電流が歪むことになり、さらに、スイッチング周波数
を上げた場合にもＰＷＭパルスのパルス幅が狭い期間が
増えるので、上述と同様に出力が不可能になるという難
点がある。
は、出力側の負荷が軽くなった場合あるいは太陽電池な
どの入力側の電力が小さくなった場合にも、図７に示さ
れるように同様に生じて同図（Ｅ）に示されるように出
力電流が歪むことになり、さらに、スイッチング周波数
を上げた場合にもＰＷＭパルスのパルス幅が狭い期間が
増えるので、上述と同様に出力が不可能になるという難
点がある。
【００１４】本発明は、上述の点に鑑みて為されたもの
であって、出力電流の歪を抑制して高調波の発生を低減
するとともに、高周波スイッチングに対応できるように
した電力変換装置、インバータおよびそれを用いた太陽
光発電システムを提供することを目的とする。
であって、出力電流の歪を抑制して高調波の発生を低減
するとともに、高周波スイッチングに対応できるように
した電力変換装置、インバータおよびそれを用いた太陽
光発電システムを提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、次のような点
に着目して為されたものである。
に着目して為されたものである。
【００１６】すなわち、インバータ回路におけるノイズ
の主たる発生源とそのタイミングは、半導体スイッチが
オンする時である。
の主たる発生源とそのタイミングは、半導体スイッチが
オンする時である。
【００１７】これは、ＩＧＢＴ、ＦＥＴあるいはトラン
ジスタなどの半導体スイッチＳには、図８に示されるよ
うに、寄生容量Ｃと称される等価的なコンデンサが存在
し、半導体スイッチＳがオンするときには、寄生容量Ｃ
に充電されている電荷が一瞬に放電され、そのエネルギ
ーの一部がノイズとなるからである。なお、半導体スイ
ッチＳがオフするときには、寄生容量が充電されていな
いために、かかる問題はない。
ジスタなどの半導体スイッチＳには、図８に示されるよ
うに、寄生容量Ｃと称される等価的なコンデンサが存在
し、半導体スイッチＳがオンするときには、寄生容量Ｃ
に充電されている電荷が一瞬に放電され、そのエネルギ
ーの一部がノイズとなるからである。なお、半導体スイ
ッチＳがオフするときには、寄生容量が充電されていな
いために、かかる問題はない。
【００１８】また、ダイオードのオン動作については、
ＰＮ接合の空乏層に電荷が蓄積されてはいるものの、構
造上電荷が通常動作で流れ出た後に、導通状態、すなわ
ち、オンするので、半導体スイッチのように一気に放電
することはなく、問題ない。オフ動作についても、半導
体スイッチと同様にエネルギーの蓄積がないので問題な
い。
ＰＮ接合の空乏層に電荷が蓄積されてはいるものの、構
造上電荷が通常動作で流れ出た後に、導通状態、すなわ
ち、オンするので、半導体スイッチのように一気に放電
することはなく、問題ない。オフ動作についても、半導
体スイッチと同様にエネルギーの蓄積がないので問題な
い。
【００１９】したがって、インバータ回路３におけるノ
イズの主たる発生源とそのタイミングは、上述のように
半導体スイッチＳがオンする時である。
イズの主たる発生源とそのタイミングは、上述のように
半導体スイッチＳがオンする時である。
【００２０】一方、従来のインバータ回路においては、
図９に示されるように、例えば、一組の縦に並ぶ半導体
スイッチＳ1，Ｓ2あるいはＳ3，Ｓ4は、一方Ｓ1，Ｓ4が
オンするときには、他方Ｓ2，Ｓ3がオフする関係にあ
り、したがって、半導体スイッチがオンする時だけゼロ
ボルトスイッチングを行おうとすれば、結局、一方
Ｓ1，Ｓ4がオンする時（他方Ｓ2，Ｓ3がオフする時）と
他方Ｓ2，Ｓ3がオンする時（一方Ｓ1，Ｓ4がオフする
時）の２回ゼロボルトスイッチングをＰＷＭ１周期で行
う必要があり、このため、上述したように、ＰＷＭパル
スのパルス幅が狭い期間では、ゼロ電圧回路２の共振動
作が間に合わなくなって出力電流が歪み、高調波の原因
になるという難点がある。
図９に示されるように、例えば、一組の縦に並ぶ半導体
スイッチＳ1，Ｓ2あるいはＳ3，Ｓ4は、一方Ｓ1，Ｓ4が
オンするときには、他方Ｓ2，Ｓ3がオフする関係にあ
り、したがって、半導体スイッチがオンする時だけゼロ
ボルトスイッチングを行おうとすれば、結局、一方
Ｓ1，Ｓ4がオンする時（他方Ｓ2，Ｓ3がオフする時）と
他方Ｓ2，Ｓ3がオンする時（一方Ｓ1，Ｓ4がオフする
時）の２回ゼロボルトスイッチングをＰＷＭ１周期で行
う必要があり、このため、上述したように、ＰＷＭパル
スのパルス幅が狭い期間では、ゼロ電圧回路２の共振動
作が間に合わなくなって出力電流が歪み、高調波の原因
になるという難点がある。
【００２１】そこで、本発明では、例えば、図９の一点
鎖線で示されるように電流の向きが正方向であるときに
は、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁する側の半導体スイッチ
Ｓ1，Ｓ4は、遅延されたＰＷＭパルスに基づいてスイッ
チングするけれども、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する側
の半導体スイッチＳ2，Ｓ3は、従来のようにスイッチン
グするのではなく、所要期間、例えば、極性が切り替わ
るまで、あるいは、該半導体スイッチＳ2，Ｓ3の寄生容
量に充電された電荷が、ダイオードＤ2，Ｄ3を介して十
分に放電される期間オフ状態にしておき、前記減磁する
側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3の機能を、図１０に示され
るように、該半導体スイッチＳ2，Ｓ3と並列のダイオー
ドＤ2，Ｄ3によって果たすものであり、リアクトル
Ｌ1，Ｌ2を励磁する側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4がオン
する時にのみゼロ電圧回路２を動作させてゼロボルトス
イッチングを行うものである。これによって、ＰＷＭの
１周期で１回のゼロボルトスイッチングを行うようにし
て高周波スイッチングに対応できるようにしたものであ
る。
鎖線で示されるように電流の向きが正方向であるときに
は、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁する側の半導体スイッチ
Ｓ1，Ｓ4は、遅延されたＰＷＭパルスに基づいてスイッ
チングするけれども、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する側
の半導体スイッチＳ2，Ｓ3は、従来のようにスイッチン
グするのではなく、所要期間、例えば、極性が切り替わ
るまで、あるいは、該半導体スイッチＳ2，Ｓ3の寄生容
量に充電された電荷が、ダイオードＤ2，Ｄ3を介して十
分に放電される期間オフ状態にしておき、前記減磁する
側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3の機能を、図１０に示され
るように、該半導体スイッチＳ2，Ｓ3と並列のダイオー
ドＤ2，Ｄ3によって果たすものであり、リアクトル
Ｌ1，Ｌ2を励磁する側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4がオン
する時にのみゼロ電圧回路２を動作させてゼロボルトス
イッチングを行うものである。これによって、ＰＷＭの
１周期で１回のゼロボルトスイッチングを行うようにし
て高周波スイッチングに対応できるようにしたものであ
る。
【００２２】なお、極性が変わった場合には、リアクト
ルＬ1，Ｌ2を励磁する側の半導体スイッチは、Ｓ2，Ｓ3
となり、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する側の半導体スイ
ッチは、Ｓ1，Ｓ4となり、したがって、半導体スイッチ
Ｓ2，Ｓ3がＰＷＭパルスに基づくスイッチングパルスに
よってオンオフ制御される一方、半導体スイッチＳ1,S4
は、所要期間オフ状態に維持されるものである。
ルＬ1，Ｌ2を励磁する側の半導体スイッチは、Ｓ2，Ｓ3
となり、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する側の半導体スイ
ッチは、Ｓ1，Ｓ4となり、したがって、半導体スイッチ
Ｓ2，Ｓ3がＰＷＭパルスに基づくスイッチングパルスに
よってオンオフ制御される一方、半導体スイッチＳ1,S4
は、所要期間オフ状態に維持されるものである。
【００２３】以上説明したように、本発明の電力変換装
置は、複数のスイッチング素子および各スイッチング素
子にそれぞれ並列に接続される複数の整流素子を有する
インバータ回路と、前記インバータ回路の入力電圧をゼ
ロ電圧にするゼロ電圧回路とを備え、直流電力を交流電
力に変換する電力変換装置であって、負荷のリアクトル
を減磁する側の前記スイッチング素子を所要期間オフ状
態に保持するとともに、前記リアクトルを励磁する側の
前記スイッチング素子がオンするときにのみ前記ゼロ電
圧回路を動作させて前記入力電圧をゼロ電圧にする制御
手段を備えている。
置は、複数のスイッチング素子および各スイッチング素
子にそれぞれ並列に接続される複数の整流素子を有する
インバータ回路と、前記インバータ回路の入力電圧をゼ
ロ電圧にするゼロ電圧回路とを備え、直流電力を交流電
力に変換する電力変換装置であって、負荷のリアクトル
を減磁する側の前記スイッチング素子を所要期間オフ状
態に保持するとともに、前記リアクトルを励磁する側の
前記スイッチング素子がオンするときにのみ前記ゼロ電
圧回路を動作させて前記入力電圧をゼロ電圧にする制御
手段を備えている。
【００２４】また、本発明のインバータは、複数のスイ
ッチング素子および各スイッチング素子にそれぞれ並列
に接続される複数の整流素子を有するとともに、出力電
流を平滑するリアクトルを有するインバータ回路と、前
記インバータ回路の入力電圧をゼロ電圧にするゼロ電圧
回路とを備えるインバータにおいて、前記リアクトルを
減磁する側の前記スイッチング素子を所要期間、例え
ば、極性が切り替わるまでの期間あるいはリアクトルを
減磁する側のスイッチング素子の寄生容量に充電された
電荷が、前記整流素子を介して放電される期間オフ状態
に保持するとともに、前記リアクトルを励磁する側の前
記スイッチング素子がオンするときにのみ前記ゼロ電圧
回路を動作させて前記入力電圧をゼロ電圧にする制御手
段を備えている。
ッチング素子および各スイッチング素子にそれぞれ並列
に接続される複数の整流素子を有するとともに、出力電
流を平滑するリアクトルを有するインバータ回路と、前
記インバータ回路の入力電圧をゼロ電圧にするゼロ電圧
回路とを備えるインバータにおいて、前記リアクトルを
減磁する側の前記スイッチング素子を所要期間、例え
ば、極性が切り替わるまでの期間あるいはリアクトルを
減磁する側のスイッチング素子の寄生容量に充電された
電荷が、前記整流素子を介して放電される期間オフ状態
に保持するとともに、前記リアクトルを励磁する側の前
記スイッチング素子がオンするときにのみ前記ゼロ電圧
回路を動作させて前記入力電圧をゼロ電圧にする制御手
段を備えている。
【００２５】前記スイッチング素子を、半導体スイッチ
とし、前記整流素子を、ダイオードとし、前記インバー
タ回路を、ＰＷＭインバータ回路とし、前記ゼロ電圧回
路を、共振現象を利用してＰＷＭインバータ回路の入力
電圧をゼロ電圧にする並列共振ＤＣリンク回路とするの
が好ましい。
とし、前記整流素子を、ダイオードとし、前記インバー
タ回路を、ＰＷＭインバータ回路とし、前記ゼロ電圧回
路を、共振現象を利用してＰＷＭインバータ回路の入力
電圧をゼロ電圧にする並列共振ＤＣリンク回路とするの
が好ましい。
【００２６】また、本発明の太陽光発電システムは、太
陽電池と、該太陽電池からの直流電力を交流電力に変換
する本発明のインバータとを備えている。
陽電池と、該太陽電池からの直流電力を交流電力に変換
する本発明のインバータとを備えている。
【００２７】本発明の電力変換装置あるいはインバータ
によれば、リアクトルを減磁する側のスイッチング素子
である半導体スイッチは所要期間、例えば、極性が切り
替わるまでの期間あるいはリアクトルを減磁する側のス
イッチング素子の寄生容量に充電された電荷が、整流素
子であるダイオードを介して放電される期間オフ状態に
保持し、前記ダイオードによってリアクトルを減磁し、
前記リアクトルを励磁する側の半導体スイッチがオンす
るときにのみゼロ電圧回路を動作させてインバータ回路
の入力電圧をゼロ電圧にするので、従来例のように、リ
アクトルを減磁する側の半導体スイッチがオンする時と
リアクトルを励磁する側の半導体スイッチがオンする時
との２回ゼロ電圧にする必要がなく、リアクトルを励磁
する側の半導体スイッチがオンする時の１回だけゼロ電
圧にすればよく、これによって、従来例のように、ゼロ
電圧回路の動作が間に合わなくなるといったことがなく
なり、高周波スイッチングに対応できることになる。
によれば、リアクトルを減磁する側のスイッチング素子
である半導体スイッチは所要期間、例えば、極性が切り
替わるまでの期間あるいはリアクトルを減磁する側のス
イッチング素子の寄生容量に充電された電荷が、整流素
子であるダイオードを介して放電される期間オフ状態に
保持し、前記ダイオードによってリアクトルを減磁し、
前記リアクトルを励磁する側の半導体スイッチがオンす
るときにのみゼロ電圧回路を動作させてインバータ回路
の入力電圧をゼロ電圧にするので、従来例のように、リ
アクトルを減磁する側の半導体スイッチがオンする時と
リアクトルを励磁する側の半導体スイッチがオンする時
との２回ゼロ電圧にする必要がなく、リアクトルを励磁
する側の半導体スイッチがオンする時の１回だけゼロ電
圧にすればよく、これによって、従来例のように、ゼロ
電圧回路の動作が間に合わなくなるといったことがなく
なり、高周波スイッチングに対応できることになる。
【００２８】また、本発明の太陽光発電システムによれ
ば、本発明のインバータを備えているので、軽負荷時や
入力低下時などの出力電流の歪が改善されて高調波の発
生が低減される。
ば、本発明のインバータを備えているので、軽負荷時や
入力低下時などの出力電流の歪が改善されて高調波の発
生が低減される。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、図面によって本発明の実施
の形態について、詳細に説明する。
の形態について、詳細に説明する。
【００３０】図１は、本発明の一つの実施の形態に係る
インバータを備えた太陽光発電システムの要部の構成図
であり、上述の図５に対応する部分には、同一の参照符
号を付す。
インバータを備えた太陽光発電システムの要部の構成図
であり、上述の図５に対応する部分には、同一の参照符
号を付す。
【００３１】この実施の形態の太陽光発電システムは、
直流電源としての太陽電池１と、直流電力を系統電源と
同期のとれた交流電力に変換するＰＷＭ制御形のインバ
ータ回路３と、このインバータ回路３の後述のスイッチ
ング時にインバータ回路３の入力電圧をゼロ電圧にする
ゼロ電圧回路２と、インバータ回路３およびゼロ電圧回
路２を制御する制御回路５とを備えている。
直流電源としての太陽電池１と、直流電力を系統電源と
同期のとれた交流電力に変換するＰＷＭ制御形のインバ
ータ回路３と、このインバータ回路３の後述のスイッチ
ング時にインバータ回路３の入力電圧をゼロ電圧にする
ゼロ電圧回路２と、インバータ回路３およびゼロ電圧回
路２を制御する制御回路５とを備えている。
【００３２】インバータ回路３は、パルス幅を変化させ
て出力を制御するＰＷＭインバータであり、４つの半導
体スイッチＳ1〜Ｓ4と、各半導体スイッチＳ1〜Ｓ4に並
列接続されたダイオードＤ1〜Ｄ4と、出力電流を平滑す
るリアクトルＬ1，Ｌ2とを備えており、各半導体スイッ
チＳ1〜Ｓ4が制御回路５からの後述のスイッチングパル
スによってオンオフ制御されるものである。
て出力を制御するＰＷＭインバータであり、４つの半導
体スイッチＳ1〜Ｓ4と、各半導体スイッチＳ1〜Ｓ4に並
列接続されたダイオードＤ1〜Ｄ4と、出力電流を平滑す
るリアクトルＬ1，Ｌ2とを備えており、各半導体スイッ
チＳ1〜Ｓ4が制御回路５からの後述のスイッチングパル
スによってオンオフ制御されるものである。
【００３３】ゼロ電圧回路２は、共振用リアクトル
Ｌ3、共振用コンデンサＣ1，Ｃ2、ダイオードＤ5〜Ｄ8
およびスイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7を備え、共振動作によ
って一時的にインバータ回路３の入力電圧をゼロボルト
にするものであり、インバータ回路３の後述のスイッチ
ング時に、該インバータ回路３の入力電圧がゼロ電圧に
なるように前記スイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7が制御され
る。
Ｌ3、共振用コンデンサＣ1，Ｃ2、ダイオードＤ5〜Ｄ8
およびスイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7を備え、共振動作によ
って一時的にインバータ回路３の入力電圧をゼロボルト
にするものであり、インバータ回路３の後述のスイッチ
ング時に、該インバータ回路３の入力電圧がゼロ電圧に
なるように前記スイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7が制御され
る。
【００３４】この実施の形態では、出力電流の歪を抑制
して高調波の発生を低減するとともに、高周波スイッチ
ングに対応できるようにするために、次のように構成し
ている。
して高調波の発生を低減するとともに、高周波スイッチ
ングに対応できるようにするために、次のように構成し
ている。
【００３５】すなわち、インバータ回路３におけるノイ
ズの主たる発生源とそのタイミングは、上述のように半
導体スイッチがオンする時であるという点に鑑みて、本
発明では、極性に応じて、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁す
る側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）
は、ＰＷＭパルスに基づくスイッチングパルスによって
従来と同様にスイッチングするけれども、リアクトルＬ
1，Ｌ2を減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3（あるい
はＳ1，Ｓ4）は、従来のようにスイッチングするのでは
なく、オフ状態にしておき、前記減磁する側の半導体ス
イッチＳ2，Ｓ3（あるいはＳ1，Ｓ4）の機能を、該半導
体スイッチＳ2，Ｓ3（あるいはＳ1，Ｓ4）と並列のダイ
オードＤ2，Ｄ3（あるいはＤ1，Ｄ4）によって果たすも
のであり、これによって、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁す
る側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）が
オンする時のみゼロ電圧回路２を動作させてインバータ
回路３の入力電圧をゼロ電圧にしてソフトスイッチング
を行うものであり、ＰＷＭの１周期で１回のゼロボルト
スイッチングを行うようにして高周波スイッチングに対
応できるようにしている。
ズの主たる発生源とそのタイミングは、上述のように半
導体スイッチがオンする時であるという点に鑑みて、本
発明では、極性に応じて、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁す
る側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）
は、ＰＷＭパルスに基づくスイッチングパルスによって
従来と同様にスイッチングするけれども、リアクトルＬ
1，Ｌ2を減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3（あるい
はＳ1，Ｓ4）は、従来のようにスイッチングするのでは
なく、オフ状態にしておき、前記減磁する側の半導体ス
イッチＳ2，Ｓ3（あるいはＳ1，Ｓ4）の機能を、該半導
体スイッチＳ2，Ｓ3（あるいはＳ1，Ｓ4）と並列のダイ
オードＤ2，Ｄ3（あるいはＤ1，Ｄ4）によって果たすも
のであり、これによって、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁す
る側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）が
オンする時のみゼロ電圧回路２を動作させてインバータ
回路３の入力電圧をゼロ電圧にしてソフトスイッチング
を行うものであり、ＰＷＭの１周期で１回のゼロボルト
スイッチングを行うようにして高周波スイッチングに対
応できるようにしている。
【００３６】このため、制御回路５は、例えばＣＰＵと
論理回路とを備えており、インバータ回路３の出力電流
をフィードバックし、それに基づく正弦波と基準三角波
とから従来と同様にＰＷＭパルスを形成するとともに、
このＰＷＭパルスに基づいて、リアクトルＬ1，Ｌ2を励
磁する側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，
Ｓ3）は、従来と同様にスイッチングする一方、リアク
トルＬ1，Ｌ2を減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ
3（あるいはＳ1，Ｓ4）は、極性が切り替わるまでの所
要期間オフ状態に維持し、また、ＰＷＭパルスの立ち上
がりに応答して共振動作を開始してインバータ回路３の
入力電圧をゼロボルトにするように、ゼロ電圧回路２の
各スイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7を制御するスイッチング信
号を出力するものである。
論理回路とを備えており、インバータ回路３の出力電流
をフィードバックし、それに基づく正弦波と基準三角波
とから従来と同様にＰＷＭパルスを形成するとともに、
このＰＷＭパルスに基づいて、リアクトルＬ1，Ｌ2を励
磁する側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，
Ｓ3）は、従来と同様にスイッチングする一方、リアク
トルＬ1，Ｌ2を減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ
3（あるいはＳ1，Ｓ4）は、極性が切り替わるまでの所
要期間オフ状態に維持し、また、ＰＷＭパルスの立ち上
がりに応答して共振動作を開始してインバータ回路３の
入力電圧をゼロボルトにするように、ゼロ電圧回路２の
各スイッチング素子Ｓ5〜Ｓ7を制御するスイッチング信
号を出力するものである。
【００３７】図２は、かかるインバータ回路３およびゼ
ロ電圧回路２の制御を行う制御回路５の要部のブロック
図であり、図３は、対応する各部の信号波形図である。
ロ電圧回路２の制御を行う制御回路５の要部のブロック
図であり、図３は、対応する各部の信号波形図である。
【００３８】出力電流のフィードバックに基づく、図３
（Ａ）に示される出力指令値Ｖ1を、図３（Ｂ）に示さ
れるように全波整流回路６で全波整流する一方、極性検
出回路７によって電流の方向が正であるか負であるか極
性を検出して図３（Ｃ）に示されるように、正であると
きにハイレベルとなる検出出力Ｖ3を出力する。
（Ａ）に示される出力指令値Ｖ1を、図３（Ｂ）に示さ
れるように全波整流回路６で全波整流する一方、極性検
出回路７によって電流の方向が正であるか負であるか極
性を検出して図３（Ｃ）に示されるように、正であると
きにハイレベルとなる検出出力Ｖ3を出力する。
【００３９】ＰＷＭ変調回路８は、全波整流回路６の出
力Ｖ2をＰＷＭ変調して図３（Ｄ）およびその一部の拡
大図である図３（Ｅ）に示されるＰＷＭパルスＶ4を、
遅延回路９および立ち上がり検出回路１０に出力し、遅
延回路９では、図３（Ｆ）に示されるように一定時間ｔ
ｄ遅延し、立ち上がり検出回路１０では、図３（Ｇ）に
示されるように、ＰＷＭパルスの立ち上がりを検出す
る。
力Ｖ2をＰＷＭ変調して図３（Ｄ）およびその一部の拡
大図である図３（Ｅ）に示されるＰＷＭパルスＶ4を、
遅延回路９および立ち上がり検出回路１０に出力し、遅
延回路９では、図３（Ｆ）に示されるように一定時間ｔ
ｄ遅延し、立ち上がり検出回路１０では、図３（Ｇ）に
示されるように、ＰＷＭパルスの立ち上がりを検出す
る。
【００４０】図３（Ｃ）に示される極性検出回路７の検
出出力号は、インバータ回路３の第１，第４の半導体ス
イッチＳ1，Ｓ4に対応する第１のアンドゲート１１の一
方の入力に与えられるとともに、インバータ１２で反転
されてインバータ回路３の第２，第３の半導体スイッチ
Ｓ2，Ｓ3に対応する第２のアンドゲート１３の一方の入
力に与えられる。また、図３（Ｆ）に示される遅延回路
９からの遅延ＰＷＭパルスＶ5は、第１のアンドゲート
１１の他方の入力に与えられるとともに、第２のアンド
ゲート１３の他方の入力に与えられる。
出出力号は、インバータ回路３の第１，第４の半導体ス
イッチＳ1，Ｓ4に対応する第１のアンドゲート１１の一
方の入力に与えられるとともに、インバータ１２で反転
されてインバータ回路３の第２，第３の半導体スイッチ
Ｓ2，Ｓ3に対応する第２のアンドゲート１３の一方の入
力に与えられる。また、図３（Ｆ）に示される遅延回路
９からの遅延ＰＷＭパルスＶ5は、第１のアンドゲート
１１の他方の入力に与えられるとともに、第２のアンド
ゲート１３の他方の入力に与えられる。
【００４１】これによって、第１のアンドゲート１１か
らは、図３（Ｈ）に示されるように、極性が正であると
きには、ＰＷＭパルスを遅延させた遅延ＰＷＭパルスＶ
7が、第１，第４の半導体スイッチＳ1，Ｓ4に対してス
イッチングパルスとして出力され、このスイッチングパ
ルスに応答してリアクトルＬ1，Ｌ2を励磁する側の第
１，第４の半導体スイッチＳ1，Ｓ4がオンオフ制御され
る一方、第２のアンドゲート１３からは、図３（Ｉ）に
示されるように、極性が正であるときには、スイッチン
グパルスは出力されず、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する
側の第２，第３の半導体スイッチＳ2，Ｓ3は、オフ状態
に維持されることになる。
らは、図３（Ｈ）に示されるように、極性が正であると
きには、ＰＷＭパルスを遅延させた遅延ＰＷＭパルスＶ
7が、第１，第４の半導体スイッチＳ1，Ｓ4に対してス
イッチングパルスとして出力され、このスイッチングパ
ルスに応答してリアクトルＬ1，Ｌ2を励磁する側の第
１，第４の半導体スイッチＳ1，Ｓ4がオンオフ制御され
る一方、第２のアンドゲート１３からは、図３（Ｉ）に
示されるように、極性が正であるときには、スイッチン
グパルスは出力されず、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する
側の第２，第３の半導体スイッチＳ2，Ｓ3は、オフ状態
に維持されることになる。
【００４２】また、ゼロ電圧回路２は、図３（Ｇ）に示
される立ち上がり検出回路１０の出力Ｖ6をトリガとし
て共振動作を開始し、図３（Ｊ）に示されるように、イ
ンバータ回路３の入力電圧Ｖ9を、図３（Ｈ）に示され
るスイッチングパルスの立ち上がりのタイミング、すな
わち、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁する側の第１，第４の
半導体スイッチＳ1，Ｓ4がオンするタイミングでゼロ電
圧にし、これによって、インバータ回路３の出力Ｖ
10は、図３（Ｋ）に示されるように、スイッチングパル
スの立ち上がりがゼロボルトスイッチング（ソフトスイ
ッチング）となり、立ち下がりがハードスイッチングと
なる。
される立ち上がり検出回路１０の出力Ｖ6をトリガとし
て共振動作を開始し、図３（Ｊ）に示されるように、イ
ンバータ回路３の入力電圧Ｖ9を、図３（Ｈ）に示され
るスイッチングパルスの立ち上がりのタイミング、すな
わち、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁する側の第１，第４の
半導体スイッチＳ1，Ｓ4がオンするタイミングでゼロ電
圧にし、これによって、インバータ回路３の出力Ｖ
10は、図３（Ｋ）に示されるように、スイッチングパル
スの立ち上がりがゼロボルトスイッチング（ソフトスイ
ッチング）となり、立ち下がりがハードスイッチングと
なる。
【００４３】なお、極性が負であるときには、極性検出
回路７の出力は、ローレベルとなるので、第１のアンド
ゲート１１からは、スイッチングパルスが出力されず、
これによって、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する側となる
第１，第４の半導体スイッチＳ1，Ｓ4は、オフ状態に維
持され、第２のアンドゲート１３からは、ＰＷＭパルス
を遅延した遅延ＰＷＭパルスが、スイッチングパルスと
して出力され、これによって、リアクトルＬ1，Ｌ2を励
磁する側となる第２，第３の半導体スイッチＳ2，Ｓ3が
オンオフ制御されることになり、この第２，第３の半導
体スイッチＳ2，Ｓ3がオンするタイミングでゼロ電圧回
路２によってインバータ回路３の入力電圧がゼロ電圧と
されることになる。
回路７の出力は、ローレベルとなるので、第１のアンド
ゲート１１からは、スイッチングパルスが出力されず、
これによって、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する側となる
第１，第４の半導体スイッチＳ1，Ｓ4は、オフ状態に維
持され、第２のアンドゲート１３からは、ＰＷＭパルス
を遅延した遅延ＰＷＭパルスが、スイッチングパルスと
して出力され、これによって、リアクトルＬ1，Ｌ2を励
磁する側となる第２，第３の半導体スイッチＳ2，Ｓ3が
オンオフ制御されることになり、この第２，第３の半導
体スイッチＳ2，Ｓ3がオンするタイミングでゼロ電圧回
路２によってインバータ回路３の入力電圧がゼロ電圧と
されることになる。
【００４４】このように、リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁す
る側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）
は、スイッチングパルスによってオンオフ制御される一
方、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する側の半導体スイッチ
Ｓ2，Ｓ3（あるいはＳ1，Ｓ4）は、極性が切り替わるま
での所要期間オフ状態に維持され、ゼロ電圧回路２は、
リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁する側の半導体スイッチ
Ｓ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）がオンする時にのみ共振
動作を行ってインバータ回路３の入力電圧をゼロ電圧に
するものであり、これによって、ＰＷＭ１周期で１回の
ゼロボルトスイッチングでよく、従来例のように、ＰＷ
Ｍ１周期で２回のゼロボルトスイッチングを行う必要が
なくなり、これによって、ＰＷＭパルスのパルス幅が狭
くなっても、ゼロ電圧回路２の共振動作が間に合わない
といったことがなくなり、出力電流の歪を抑制して高調
波の発生を低減するとともに、高周波スイッチングに対
応できることになる。
る側の半導体スイッチＳ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）
は、スイッチングパルスによってオンオフ制御される一
方、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁する側の半導体スイッチ
Ｓ2，Ｓ3（あるいはＳ1，Ｓ4）は、極性が切り替わるま
での所要期間オフ状態に維持され、ゼロ電圧回路２は、
リアクトルＬ1，Ｌ2を励磁する側の半導体スイッチ
Ｓ1，Ｓ4（あるいはＳ2，Ｓ3）がオンする時にのみ共振
動作を行ってインバータ回路３の入力電圧をゼロ電圧に
するものであり、これによって、ＰＷＭ１周期で１回の
ゼロボルトスイッチングでよく、従来例のように、ＰＷ
Ｍ１周期で２回のゼロボルトスイッチングを行う必要が
なくなり、これによって、ＰＷＭパルスのパルス幅が狭
くなっても、ゼロ電圧回路２の共振動作が間に合わない
といったことがなくなり、出力電流の歪を抑制して高調
波の発生を低減するとともに、高周波スイッチングに対
応できることになる。
【００４５】図４は、本発明の他の実施の形態の図３に
対応する信号波形図である。上述の実施の形態では、図
３（Ｉ）に示されるように、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁
する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3を極性が切り替わるま
でオフ状態に維持したけれども、この実施の形態では、
図４（Ｉ）に示されるように、時間遅れｔｓをおいてオ
ンするようになっている。すなわち、リアクトルＬ1，
Ｌ2を減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3に並列のダ
イオードＤ2，Ｄ3が完全にオン状態となって、半導体ス
イッチＳ2，Ｓ3の寄生容量に充電された電荷が十分に放
電される所要期間が経過するまでリアクトルＬ1，Ｌ2を
減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3をオフ状態に保持
するのである。なお、半導体スイッチＳ2，Ｓ3は、従来
と同様に、半導体スイッチＳ1，Ｓ4がオンする時にオフ
される。
対応する信号波形図である。上述の実施の形態では、図
３（Ｉ）に示されるように、リアクトルＬ1，Ｌ2を減磁
する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3を極性が切り替わるま
でオフ状態に維持したけれども、この実施の形態では、
図４（Ｉ）に示されるように、時間遅れｔｓをおいてオ
ンするようになっている。すなわち、リアクトルＬ1，
Ｌ2を減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3に並列のダ
イオードＤ2，Ｄ3が完全にオン状態となって、半導体ス
イッチＳ2，Ｓ3の寄生容量に充電された電荷が十分に放
電される所要期間が経過するまでリアクトルＬ1，Ｌ2を
減磁する側の半導体スイッチＳ2，Ｓ3をオフ状態に保持
するのである。なお、半導体スイッチＳ2，Ｓ3は、従来
と同様に、半導体スイッチＳ1，Ｓ4がオンする時にオフ
される。
【００４６】また、極性が負であるときには、リアクト
ルＬ1，Ｌ2を減磁する側となる第１，第４の半導体スイ
ッチＳ1，Ｓ4は、時間遅れｔｓをおいてオンされ、リア
クトルＬ1，Ｌ2を励磁する側となる第２，第３の半導体
スイッチＳ2，Ｓ3がオンオフ制御されることになる。
ルＬ1，Ｌ2を減磁する側となる第１，第４の半導体スイ
ッチＳ1，Ｓ4は、時間遅れｔｓをおいてオンされ、リア
クトルＬ1，Ｌ2を励磁する側となる第２，第３の半導体
スイッチＳ2，Ｓ3がオンオフ制御されることになる。
【００４７】この実施の形態のように、ダイオードが導
通した後に半導体スイッチをオンすることにより、低オ
ン抵抗のスイッチ素子を使ったときには、通電電流がダ
イオードからスイッチ素子に切り替わり、さらに、低損
失の効果が加わることになる。すなわち、ダイオードの
順方向の電圧降下が約１Ｖであるために、ダイオードで
電力損失が発生するのであるが、低オン抵抗のスイッチ
素子を用いれば、電圧降下を約１Ｖよりも小さくできる
からである。
通した後に半導体スイッチをオンすることにより、低オ
ン抵抗のスイッチ素子を使ったときには、通電電流がダ
イオードからスイッチ素子に切り替わり、さらに、低損
失の効果が加わることになる。すなわち、ダイオードの
順方向の電圧降下が約１Ｖであるために、ダイオードで
電力損失が発生するのであるが、低オン抵抗のスイッチ
素子を用いれば、電圧降下を約１Ｖよりも小さくできる
からである。
【００４８】上述の実施の形態では、出力電流を平滑す
るリアクトルＬ1，Ｌ2を備えたインバータ回路３に適用
して説明したけれども、本発明の他の実施の形態とし
て、リアクトルを備えていない電力変換装置に適用して
もよく、この場合には、負荷のリアクトルを利用すれば
よい。
るリアクトルＬ1，Ｌ2を備えたインバータ回路３に適用
して説明したけれども、本発明の他の実施の形態とし
て、リアクトルを備えていない電力変換装置に適用して
もよく、この場合には、負荷のリアクトルを利用すれば
よい。
【００４９】上述の実施の形態では、系統連系型の太陽
光発電システムに適用して説明したけれども、本発明の
他の実施の形態として、系統とは独立した独立型の太陽
光発電システムに適用してもよいのは勿論である。
光発電システムに適用して説明したけれども、本発明の
他の実施の形態として、系統とは独立した独立型の太陽
光発電システムに適用してもよいのは勿論である。
【００５０】また、本発明のインバータは、太陽電池を
直流電源とする太陽光発電システムに限らず、燃料電池
などの他の分散型電源システムに適用してもよく、ある
いは、インバータエアコンシステムなどに適用してもよ
い。
直流電源とする太陽光発電システムに限らず、燃料電池
などの他の分散型電源システムに適用してもよく、ある
いは、インバータエアコンシステムなどに適用してもよ
い。
【００５１】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、リアクト
ルを減磁する側のスイッチング素子である半導体スイッ
チは所要期間オフ状態に保持して該半導体スイッチと並
列な整流素子であるダイオードによってリアクトルを減
磁し、前記リアクトルを励磁する側の半導体スイッチが
オンするときにのみゼロ電圧回路を動作させてインバー
タ回路の入力電圧をゼロ電圧にするので、従来例のよう
に、リアクトルを減磁する側の半導体スイッチがオンす
る時とリアクトルを励磁する側の半導体スイッチがオン
する時との２回ゼロ電圧にする必要がなく、リアクトル
を励磁する側の半導体スイッチがオンする時の１回だけ
ゼロ電圧にすればよく、これによって、従来例のよう
に、ゼロ電圧回路の動作が間に合わなくなるといったこ
とがなくなり、出力電流の歪を抑制して高調波の発生を
低減するとともに、高周波スイッチングに対応できるこ
とになる。
ルを減磁する側のスイッチング素子である半導体スイッ
チは所要期間オフ状態に保持して該半導体スイッチと並
列な整流素子であるダイオードによってリアクトルを減
磁し、前記リアクトルを励磁する側の半導体スイッチが
オンするときにのみゼロ電圧回路を動作させてインバー
タ回路の入力電圧をゼロ電圧にするので、従来例のよう
に、リアクトルを減磁する側の半導体スイッチがオンす
る時とリアクトルを励磁する側の半導体スイッチがオン
する時との２回ゼロ電圧にする必要がなく、リアクトル
を励磁する側の半導体スイッチがオンする時の１回だけ
ゼロ電圧にすればよく、これによって、従来例のよう
に、ゼロ電圧回路の動作が間に合わなくなるといったこ
とがなくなり、出力電流の歪を抑制して高調波の発生を
低減するとともに、高周波スイッチングに対応できるこ
とになる。
【００５２】また、本発明の太陽光発電システムによれ
ば、本発明のインバータを備えているので、軽負荷時や
入力低下時などの出力電流の歪が改善されて高調波の発
生が低減される。
ば、本発明のインバータを備えているので、軽負荷時や
入力低下時などの出力電流の歪が改善されて高調波の発
生が低減される。
【図１】本発明の一つの実施の形態に係る太陽光発電シ
ステムの構成図である。
ステムの構成図である。
【図２】図１の制御回路のブロック図である。
【図３】図２の各部の信号波形図である。
【図４】本発明の他の実施の形態の図３に対応する信号
波形図である。
波形図である。
【図５】従来例の構成図である。
【図６】従来例の問題点を説明するためのタイミングチ
ャートである。
ャートである。
【図７】従来例の問題点を説明するためのタイミングチ
ャートである。
ャートである。
【図８】半導体スイッチの等価回路図である。
【図９】本発明を説明するための回路図である。
【図１０】本発明を説明するための回路図である。
１ 太陽電池 ２ ゼロ電圧回路 ３ インバータ回路 ５，５0 制御回路 ６ 全波整流回路 ７ 極性検出回路 Ｓ1〜Ｓ4 半導体スイッチ Ｌ1，Ｌ2 リアクトル
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｈ０２Ｍ 7/5387 Ｚ
Claims (6)
- 【請求項１】 複数のスイッチング素子および各スイッ
チング素子にそれぞれ並列に接続される複数の整流素子
を有するインバータ回路と、前記インバータ回路の入力
電圧をゼロ電圧にするゼロ電圧回路とを備え、直流電力
を交流電力に変換する電力変換装置であって、 負荷のリアクトルを減磁する側の前記スイッチング素子
を所要期間オフ状態に保持するとともに、前記リアクト
ルを励磁する側の前記スイッチング素子がオンするとき
にのみ前記ゼロ電圧回路を動作させて前記入力電圧をゼ
ロ電圧にする制御手段を備えることを特徴とする電力変
換装置。 - 【請求項２】 複数のスイッチング素子および各スイッ
チング素子にそれぞれ並列に接続される複数の整流素子
を有するとともに、出力電流を平滑するリアクトルを有
するインバータ回路と、前記インバータ回路の入力電圧
をゼロ電圧にするゼロ電圧回路とを備えるインバータに
おいて、 前記リアクトルを減磁する側の前記スイッチング素子を
所要期間オフ状態に保持するとともに、前記リアクトル
を励磁する側の前記スイッチング素子がオンするときに
のみ前記ゼロ電圧回路を動作させて前記入力電圧をゼロ
電圧にする制御手段を備えることを特徴とするインバー
タ。 - 【請求項３】 前記所要期間は、極性が切り替わるまで
の期間である請求項２記載のインバータ。 - 【請求項４】 前記所要期間は、前記リアクトルを減磁
する側のスイッチング素子の寄生容量に充電された電荷
が、前記整流素子を介して放電される期間である請求項
２記載のインバータ。 - 【請求項５】 前記スイッチング素子は、半導体スイッ
チであり、前記整流素子は、ダイオードであり、前記イ
ンバータ回路は、ＰＷＭインバータ回路であり、前記ゼ
ロ電圧回路は、共振現象を利用してＰＷＭインバータ回
路の入力電圧をゼロ電圧にする並列共振ＤＣリンク回路
である請求項２ないし３のいずれかに記載のインバー
タ。 - 【請求項６】 太陽電池と、該太陽電池からの直流電力
を交流電力に変換する請求項２ないし５のいずれかに記
載のインバータとを備えることを特徴とする太陽光発電
システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8329574A JPH10174452A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 電力変換装置、インバータおよび太陽光発電システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8329574A JPH10174452A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 電力変換装置、インバータおよび太陽光発電システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10174452A true JPH10174452A (ja) | 1998-06-26 |
Family
ID=18222878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8329574A Pending JPH10174452A (ja) | 1996-12-10 | 1996-12-10 | 電力変換装置、インバータおよび太陽光発電システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10174452A (ja) |
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