JPS6034794B2 - 誘導加熱方式 - Google Patents
誘導加熱方式Info
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- JPS6034794B2 JPS6034794B2 JP1354376A JP1354376A JPS6034794B2 JP S6034794 B2 JPS6034794 B2 JP S6034794B2 JP 1354376 A JP1354376 A JP 1354376A JP 1354376 A JP1354376 A JP 1354376A JP S6034794 B2 JPS6034794 B2 JP S6034794B2
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- JP
- Japan
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- switching element
- load current
- circuit
- resistor
- capacitor
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は調理用鍋等を誘導加熱する場合に適した誘導加
熱方式に関するものである。
熱方式に関するものである。
この種の誘導加熱を行なうものとしては、誘導加熱作業
を行なう動作コイル（負荷に相当する）がコンデンサと
直列接続された直列型ィンバータ制御方式と、動作コイ
ルがコンデンサと並列接続された並列型ィンバータ制御
方式とがあり、動作コイルに高周波の正弦波もしくは正
弦波の断続電流を流して負荷（例えば動作コイル付近に
置かれた鍋）を誘導加熱するものであった。
を行なう動作コイル（負荷に相当する）がコンデンサと
直列接続された直列型ィンバータ制御方式と、動作コイ
ルがコンデンサと並列接続された並列型ィンバータ制御
方式とがあり、動作コイルに高周波の正弦波もしくは正
弦波の断続電流を流して負荷（例えば動作コイル付近に
置かれた鍋）を誘導加熱するものであった。
また上記各ィンバータ制御方式による回路において誘導
加熱の電力制御を行なうには、トライィアック、サィリ
ス夕等のスイッチング素子で、交流位相制御または整流
しながら位相制御を行なういわゆる整流制御により電源
電圧を可変として負荷電力制御を行なつていた。しかし
ながら上記従釆のものにあっては、負荷電力が電源電圧
の２案に比例して変化する構成であるため、電源変動に
対して負荷電力が不安定になるという問題があった。
加熱の電力制御を行なうには、トライィアック、サィリ
ス夕等のスイッチング素子で、交流位相制御または整流
しながら位相制御を行なういわゆる整流制御により電源
電圧を可変として負荷電力制御を行なつていた。しかし
ながら上記従釆のものにあっては、負荷電力が電源電圧
の２案に比例して変化する構成であるため、電源変動に
対して負荷電力が不安定になるという問題があった。
また従来のものは、動作コイルに蓄積されたヱネルギが
電源に帰還されない構成であったため、電力効率が悪か
ったり、また無負荷時に定常時の数倍以上のサージ電圧
が発生してしまう等の問題点があった。また上記したよ
うに負荷電力制御は、交流位相制御または整流制御によ
り行なっていたので、皮相電力が増大し、総合効率が悪
くなるという問題があった。本発明は上記実情に鑑みて
なされたもので、上記従釆の欠点を除去すると共に、使
用スイッチング素子の耐圧定格の低減化をはかることに
より素子のコストダウンが可能であり、また自制式の周
波数制御を行なうことにより円滑に負荷電流を継続して
流すことができ、しかも効率を悪化させることなく電力
制御が行なえる誘導加熱方式を提供しようとするもので
ある。以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する
。
電源に帰還されない構成であったため、電力効率が悪か
ったり、また無負荷時に定常時の数倍以上のサージ電圧
が発生してしまう等の問題点があった。また上記したよ
うに負荷電力制御は、交流位相制御または整流制御によ
り行なっていたので、皮相電力が増大し、総合効率が悪
くなるという問題があった。本発明は上記実情に鑑みて
なされたもので、上記従釆の欠点を除去すると共に、使
用スイッチング素子の耐圧定格の低減化をはかることに
より素子のコストダウンが可能であり、また自制式の周
波数制御を行なうことにより円滑に負荷電流を継続して
流すことができ、しかも効率を悪化させることなく電力
制御が行なえる誘導加熱方式を提供しようとするもので
ある。以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する
。
第１図はその主回路を示している。図中１は負荷（例え
ば調理用鍋）２の誘導加熱作用を行なう動作コイルであ
り、このコィルーの一端側は直流電源３の正極側に接続
され、池端側はスイッチング素子４のコレクタ、ェミッ
タを介して電源３の負極側に接続されている。スイッチ
ング素子４として、ここではトランジスタを用いている
が、ＯＴＯ等を用いてもよい。スイッチング素子４には
、図示極性のダイオード５が並列接続され、更に動作コ
ィルーと共に共振回路を形成するコンデンサ６が並列接
続されている。動作コイル１の一端側には負荷電流検出
用カーレントトランスが配置されている。直流電源３の
交流入力ライン側にはラジオ周波障害防止用回路８が介
挿されている。第２図は上記スイッチング素子４を制御
するための周波数自制式制御回路及び時間比率制御（Ｔ
ｉｍｅＲａｔｉｏＣｏｎｔｒｏｌ）回路例を示している
。
ば調理用鍋）２の誘導加熱作用を行なう動作コイルであ
り、このコィルーの一端側は直流電源３の正極側に接続
され、池端側はスイッチング素子４のコレクタ、ェミッ
タを介して電源３の負極側に接続されている。スイッチ
ング素子４として、ここではトランジスタを用いている
が、ＯＴＯ等を用いてもよい。スイッチング素子４には
、図示極性のダイオード５が並列接続され、更に動作コ
ィルーと共に共振回路を形成するコンデンサ６が並列接
続されている。動作コイル１の一端側には負荷電流検出
用カーレントトランスが配置されている。直流電源３の
交流入力ライン側にはラジオ周波障害防止用回路８が介
挿されている。第２図は上記スイッチング素子４を制御
するための周波数自制式制御回路及び時間比率制御（Ｔ
ｉｍｅＲａｔｉｏＣｏｎｔｒｏｌ）回路例を示している
。
即ちカレントトランス７の両端に接続された抵抗１１の
一端はダイオード１２，抵抗１３，１４ダイオード１５
を介して抵抗１１の他端に接続されている。この抵抗】
１の他端はダィオ‐‐ド１６，抵抗１７，ダイオード１
８を介して抵抗１１の一端に接続されている。抵抗１３
，１４の接続点はダイオード１９，２０、抵抗２１を介
してトランジスタ２２のベースに接続されている。この
トランジスタ２２のベースは抵抗２３を介してアースさ
れている。トランジスタ２２のコレクタは、抵抗２４を
介して十Ｖｃｃ，電源に接続されると共に、コンデンサ
２５を介してインバータ２６の入力部に接続されている
。このィンバータ２６の入力部は抵抗２７、ダイオード
２８を並列に介して十Ｖｃｃ，電源に接続されている。
ィンバータ２６の出力部はフリップフロップ回路，２９
のリセット端子に接続されている。このフリップフロッ
プ２９のＪ端子、Ｋ端子は十Ｖｃｃ電源に接続され、Ｃ
Ｋ端子はアースされている。またフリツプフロップ２９
のセット端子はィンバータ３０の出力端に接続され、ま
た反転出力端子Ｑは抵抗３１を介してトランジスタ３２
のベースに接続されている。このトランジスタ３２のベ
ースは抵抗３３を介して十Ｖｃｃ，電源に接続され、ま
たェミッタも十Ｖｃｃ．電源に接続されている。トラン
ジスタ３２のコレクタは抵抗３４を介してアースされ、
またこのコレクタは、コンデンサ３５、抵抗３６を並列
に介し、更に抵抗３７を直列に介してトランジスタ３８
のベースに接続されている。このトランジスタ３８のベ
ースは抵抗３９を介してアースされ、またェミッタは直
接アースされている。トランジスタ３８のコレクタはパ
ルストランス４０の一次コイル、抵抗４１を介して十Ｖ
ｃｃ２電源に接続されている。パルストランス４０の二
次コイルの一端はスイッチング素子４のベースに抵抗４
１を介して接続され、池端はスイッチング素子４のェミ
ッ外こ接続されている。またパルストランス４０の両端
は、ダイオード４２、抵抗４３よりなるスイッチング素
子ベース・ェミッタ間逆電圧制御回路に接続されている
。前記ダイオード１６のカソード側はダイオード４４，
４５，４６，抵抗４７を介してトランジスタ４８のべ−
スに接続されている。
一端はダイオード１２，抵抗１３，１４ダイオード１５
を介して抵抗１１の他端に接続されている。この抵抗】
１の他端はダィオ‐‐ド１６，抵抗１７，ダイオード１
８を介して抵抗１１の一端に接続されている。抵抗１３
，１４の接続点はダイオード１９，２０、抵抗２１を介
してトランジスタ２２のベースに接続されている。この
トランジスタ２２のベースは抵抗２３を介してアースさ
れている。トランジスタ２２のコレクタは、抵抗２４を
介して十Ｖｃｃ，電源に接続されると共に、コンデンサ
２５を介してインバータ２６の入力部に接続されている
。このィンバータ２６の入力部は抵抗２７、ダイオード
２８を並列に介して十Ｖｃｃ，電源に接続されている。
ィンバータ２６の出力部はフリップフロップ回路，２９
のリセット端子に接続されている。このフリップフロッ
プ２９のＪ端子、Ｋ端子は十Ｖｃｃ電源に接続され、Ｃ
Ｋ端子はアースされている。またフリツプフロップ２９
のセット端子はィンバータ３０の出力端に接続され、ま
た反転出力端子Ｑは抵抗３１を介してトランジスタ３２
のベースに接続されている。このトランジスタ３２のベ
ースは抵抗３３を介して十Ｖｃｃ，電源に接続され、ま
たェミッタも十Ｖｃｃ．電源に接続されている。トラン
ジスタ３２のコレクタは抵抗３４を介してアースされ、
またこのコレクタは、コンデンサ３５、抵抗３６を並列
に介し、更に抵抗３７を直列に介してトランジスタ３８
のベースに接続されている。このトランジスタ３８のベ
ースは抵抗３９を介してアースされ、またェミッタは直
接アースされている。トランジスタ３８のコレクタはパ
ルストランス４０の一次コイル、抵抗４１を介して十Ｖ
ｃｃ２電源に接続されている。パルストランス４０の二
次コイルの一端はスイッチング素子４のベースに抵抗４
１を介して接続され、池端はスイッチング素子４のェミ
ッ外こ接続されている。またパルストランス４０の両端
は、ダイオード４２、抵抗４３よりなるスイッチング素
子ベース・ェミッタ間逆電圧制御回路に接続されている
。前記ダイオード１６のカソード側はダイオード４４，
４５，４６，抵抗４７を介してトランジスタ４８のべ−
スに接続されている。
トランジスタ４８のベースは抵抗４９を介してアースさ
れ、ェミッ夕は直接アースされている。またこのトラン
ジスタ４８のコレクタは抵抗５０を介して十Ｖｃｃ，電
源に接続され、更に直接ィンバータ５１の入力端にも接
続されている。このインバータ５１の出力端はコンデン
サ５２を介してインバータ５３の入力端に接続され、こ
の入力端は抵抗５４、ダイオード５５を並列に介して十
Ｖｃｃ，電源に接続されている。ィンバータ５３の出力
端はナンド回路６１の第１入力端に援綾され、この回路
６１の出力端はィンバータ６２を介してノア回路５６の
第２入力端に接続されている。このノア回路５６の第２
入力端は電力調整なし（１００％）の起動用パルス供給
端子５７に接続され、ノァ回路５６の出力端は前記入ィ
ンバ−夕３０の入力端に接続されている。また発振用Ｕ
ＪＴ６３の第１ベースは抵抗６４を介して十Ｖｃｃ，電
源に接続され、第２ベースは抵抗６５を介してアースさ
れている。ＵＪＴ６３のェミツ夕は、抵抗６６を介して
十Ｖｃｃ，電源に接続され、また充電用コンデンサ６７
を介してアースにも接続され、また抵抗６８を介してオ
ベアンプ６９の一方の入力端にも接続されている。十Ｖ
ｃｃ，電源とアース間には抵抗７０、可変抵抗７１、抵
抗７３の直列回路が接続され、可変抵抗７１の可動薮片
は抵抗７４を介してオベアンプ６９の他の入力端に接続
されている。オベァンプ６９の各入力端間はコンデンサ
７５、ダイオード７６，７７を並列に介して接続されて
いる。オベアンプ６９の出力端はナンド回路６１の第２
入力端及びィンバータ７８の入力端に接続されている。
インバータ７８の出力端はコンデンサ７９、インバータ
８０を介してノア回路５６の第３入力端に接続されてい
る。ィンバータ８０の入力端は抵抗８１、ダイオード８
２を介して十Ｖｃｃ，電源に接続されている。次に上言
己構成でなる回路の動作を第３図のタイミングチャート
を適宜参照して説明する。
れ、ェミッ夕は直接アースされている。またこのトラン
ジスタ４８のコレクタは抵抗５０を介して十Ｖｃｃ，電
源に接続され、更に直接ィンバータ５１の入力端にも接
続されている。このインバータ５１の出力端はコンデン
サ５２を介してインバータ５３の入力端に接続され、こ
の入力端は抵抗５４、ダイオード５５を並列に介して十
Ｖｃｃ，電源に接続されている。ィンバータ５３の出力
端はナンド回路６１の第１入力端に援綾され、この回路
６１の出力端はィンバータ６２を介してノア回路５６の
第２入力端に接続されている。このノア回路５６の第２
入力端は電力調整なし（１００％）の起動用パルス供給
端子５７に接続され、ノァ回路５６の出力端は前記入ィ
ンバ−夕３０の入力端に接続されている。また発振用Ｕ
ＪＴ６３の第１ベースは抵抗６４を介して十Ｖｃｃ，電
源に接続され、第２ベースは抵抗６５を介してアースさ
れている。ＵＪＴ６３のェミツ夕は、抵抗６６を介して
十Ｖｃｃ，電源に接続され、また充電用コンデンサ６７
を介してアースにも接続され、また抵抗６８を介してオ
ベアンプ６９の一方の入力端にも接続されている。十Ｖ
ｃｃ，電源とアース間には抵抗７０、可変抵抗７１、抵
抗７３の直列回路が接続され、可変抵抗７１の可動薮片
は抵抗７４を介してオベアンプ６９の他の入力端に接続
されている。オベァンプ６９の各入力端間はコンデンサ
７５、ダイオード７６，７７を並列に介して接続されて
いる。オベアンプ６９の出力端はナンド回路６１の第２
入力端及びィンバータ７８の入力端に接続されている。
インバータ７８の出力端はコンデンサ７９、インバータ
８０を介してノア回路５６の第３入力端に接続されてい
る。ィンバータ８０の入力端は抵抗８１、ダイオード８
２を介して十Ｖｃｃ，電源に接続されている。次に上言
己構成でなる回路の動作を第３図のタイミングチャート
を適宜参照して説明する。
まずノァ回路５６の第３入力端に後述する起動用パルス
を与え、ノア回路５６、インバー夕３０を介してフリツ
プフロツプ２９をセットする。するとトランジスタ３２
，３８、パルストランス４０等を介してスイッチング素
子４のベースに信号が与えられ、該素子４がオンする。
これにより動作コイル１の負荷電流ｉＬ（＝素子４のコ
レクタ電流ｉｃｃ）雌Ｌ／ｄｔ〒羊の立上り率で直線的
腕れ女台める。ただしここでＥｄｃは直流電源３の電圧
、Ｌは動作コイル１のィンダクタンスである。上記負荷
電流ｉし（＝ｉｃｃ）はカレントトランス７で検出され
、設定電流ｌｐになった時点らで、抵抗１３，１４には
これらの比で決まる所期の電圧が生じるから、トランジ
スタ２２のコレクタは低電位になり、これがインバータ
２６を介してフリツプフロップ２９をリセットし、スイ
ッチング素子４のベース電流ｉＢを反転させて該素子４
をオフさせる。主回路では、コンデンサ６と動作コイル
１により決まる共振回路で、コンデンサ６に充電電流ｉ
ｃ，が流れ、これが流れ終えた時点ｔ２後に、動作コィ
ルーに蓄積されたエネルギーによりダイオード５を通し
て電流ｉ。が流れつづけながら減少していき、零に近づ
く（ｔ３）。このダイオード電流ｉｏが流れている期間
（ら〜ｔ３）の適当な電流値をカレントトランス７によ
り検出し、トランジスタ４８、イソバータ５１，５３の
系路からパルスを得てフリップフロップ２９をセットし
、以下上記一蓮の動作を繰返し持続させるものである。
ところで、ＵＪＴ６３は抵抗６６、コンデンサ６７の値
で決まる周期で発振し（第４図）、ェミッタ電圧（コン
デンサ６７の端子電圧）をオベアンプ６９の一方の比較
入力端に供給している。オベァンプ６９の他の比較入力
端には、抵抗７０，７３及び可変抵抗７１の抵抗分割比
で決められた基準電圧が入力されているから、オベアン
プ６９はその両入力レベルを比較し第４図の如き出力を
送出する。即ちオベアンプ６９の出力が低レベルである
期間ｔ。ＦＰには、ナンド回路６１に“０”レベルの信
号を送出するので、前記一連の譲導加熱動作は停止され
る。そしてオフ期間ｔＯＦＦ経過後は再びオベアンプ６
９の出力は高レベル（“１”レベル）に立上るので、ナ
ンド回路６１には“１”信号が供給され、かつィンバー
夕８０からはオベアンプ６９の出力立上り時に始動パル
スが供給されるので、再度オベアンプ６９の出力が“０
”レベルになるまで前記一連の誘導加熱動作が継続され
るものである。このように、一定周期Ｔ毎に始動パルス
を与え、一定期間内でのオン期間ＴＯＮとオフ期間Ｔｏ
ＦＦの比率を可変抵抗７１で任意に設定することにより
（第４図，第５図）、負荷電力の平均値ＰＦ＾ｖ−Ｔ署
をｌｏｏ％からｏ％近くまで制御するものである。
を与え、ノア回路５６、インバー夕３０を介してフリツ
プフロツプ２９をセットする。するとトランジスタ３２
，３８、パルストランス４０等を介してスイッチング素
子４のベースに信号が与えられ、該素子４がオンする。
これにより動作コイル１の負荷電流ｉＬ（＝素子４のコ
レクタ電流ｉｃｃ）雌Ｌ／ｄｔ〒羊の立上り率で直線的
腕れ女台める。ただしここでＥｄｃは直流電源３の電圧
、Ｌは動作コイル１のィンダクタンスである。上記負荷
電流ｉし（＝ｉｃｃ）はカレントトランス７で検出され
、設定電流ｌｐになった時点らで、抵抗１３，１４には
これらの比で決まる所期の電圧が生じるから、トランジ
スタ２２のコレクタは低電位になり、これがインバータ
２６を介してフリツプフロップ２９をリセットし、スイ
ッチング素子４のベース電流ｉＢを反転させて該素子４
をオフさせる。主回路では、コンデンサ６と動作コイル
１により決まる共振回路で、コンデンサ６に充電電流ｉ
ｃ，が流れ、これが流れ終えた時点ｔ２後に、動作コィ
ルーに蓄積されたエネルギーによりダイオード５を通し
て電流ｉ。が流れつづけながら減少していき、零に近づ
く（ｔ３）。このダイオード電流ｉｏが流れている期間
（ら〜ｔ３）の適当な電流値をカレントトランス７によ
り検出し、トランジスタ４８、イソバータ５１，５３の
系路からパルスを得てフリップフロップ２９をセットし
、以下上記一蓮の動作を繰返し持続させるものである。
ところで、ＵＪＴ６３は抵抗６６、コンデンサ６７の値
で決まる周期で発振し（第４図）、ェミッタ電圧（コン
デンサ６７の端子電圧）をオベアンプ６９の一方の比較
入力端に供給している。オベァンプ６９の他の比較入力
端には、抵抗７０，７３及び可変抵抗７１の抵抗分割比
で決められた基準電圧が入力されているから、オベアン
プ６９はその両入力レベルを比較し第４図の如き出力を
送出する。即ちオベアンプ６９の出力が低レベルである
期間ｔ。ＦＰには、ナンド回路６１に“０”レベルの信
号を送出するので、前記一連の譲導加熱動作は停止され
る。そしてオフ期間ｔＯＦＦ経過後は再びオベアンプ６
９の出力は高レベル（“１”レベル）に立上るので、ナ
ンド回路６１には“１”信号が供給され、かつィンバー
夕８０からはオベアンプ６９の出力立上り時に始動パル
スが供給されるので、再度オベアンプ６９の出力が“０
”レベルになるまで前記一連の誘導加熱動作が継続され
るものである。このように、一定周期Ｔ毎に始動パルス
を与え、一定期間内でのオン期間ＴＯＮとオフ期間Ｔｏ
ＦＦの比率を可変抵抗７１で任意に設定することにより
（第４図，第５図）、負荷電力の平均値ＰＦ＾ｖ−Ｔ署
をｌｏｏ％からｏ％近くまで制御するものである。
なお最初から１００％パワーで始動する場合はノア回路
５６の第２入力端に始動パルスを与える。以上の誘導加
熱動作において素子４がオフ中の時刻Ｌ〜ｔ２（ｍ）に
は、該素子４には正弦波に近いコレクタ電圧Ｖｃｃが印
加され、この電圧のピーク値Ｖｐは次式で決定される。
５６の第２入力端に始動パルスを与える。以上の誘導加
熱動作において素子４がオフ中の時刻Ｌ〜ｔ２（ｍ）に
は、該素子４には正弦波に近いコレクタ電圧Ｖｃｃが印
加され、この電圧のピーク値Ｖｐは次式で決定される。
ｖｐ＝｛芸（寺−・）Ｈ｝ＥｄＣ ．・仙また動作コィ
ルー、コンデンサ６による共振電流（ｉｃ，，ｉｃ２）
が流れている期情訂ｈは次式で決定される。
ルー、コンデンサ６による共振電流（ｉｃ，，ｉｃ２）
が流れている期情訂ｈは次式で決定される。
ｍ＝ヅ比 ・・帆ただし上記‘
１｝，■式においてＴは負荷電流ｉＬの周期、Ｌはコイ
ル１のインダクタンス、Ｃはコンデンサ６のキャパシタ
ンスである。
１｝，■式においてＴは負荷電流ｉＬの周期、Ｌはコイ
ル１のインダクタンス、Ｃはコンデンサ６のキャパシタ
ンスである。
従って、スイッチング素子４のコレクタ電流のピーク値
（負荷電流のピーク値）ｌｐの一定値制御を行ない、か
つ適当なコンデンサ６を接続すれば、自制の繰返し周波
数は動作コィルーのィンダクタンスＬにより決定される
ものとなる。しかして上記本発明の回路では、Ｔｈ／Ｔ
を４５〜５５％程度になるようにコンデンサ６のキヤパ
シタンスＣを大きく選ぶようにし、スイッチング素子４
のコレクタ電圧のピーク値Ｖｐを電源電圧Ｅｄｃの２．
３〜３倍以下になるようにして、使用スイッチング素子
の耐圧定格の低減化をはかっている。
（負荷電流のピーク値）ｌｐの一定値制御を行ない、か
つ適当なコンデンサ６を接続すれば、自制の繰返し周波
数は動作コィルーのィンダクタンスＬにより決定される
ものとなる。しかして上記本発明の回路では、Ｔｈ／Ｔ
を４５〜５５％程度になるようにコンデンサ６のキヤパ
シタンスＣを大きく選ぶようにし、スイッチング素子４
のコレクタ電圧のピーク値Ｖｐを電源電圧Ｅｄｃの２．
３〜３倍以下になるようにして、使用スイッチング素子
の耐圧定格の低減化をはかっている。
この耐圧定格が低くなることにより、スイッチング素子
のコストダウンが可能であり、また飽和電圧Ｖｃ８（ｓ
ａｔ）が低くなって損失が小さくなる。また高周波スイ
ッチング損失も小さくなるという利点がある。また一般
に動作コイルのキャパシタンスＬは被加熱物（例えば調
理用鍋）の大きさ、材質、整合状態（鍋と動作コイルと
の装着状態）などによって著しく変化（通常３０〜４０
％）するものであるが、本回路では動作コィルーのィン
ダクタンスＬの変化に対応した自制式周波数制御を行な
うことにより、スムースに負荷電流が接続して流れ、効
率よく制御が行なえる。ちなみに、外部回路から一定周
波数で制御した場合、共振電流ｉｃ，，ｉｃ２の周期Ｔ
ｈ（ち〜ｔ２）に次のサイクルのベース信号が与えられ
ると、コンデンサ６の電荷による放電電流がスイッチン
グ素子４のコレクタに流れ、大きな損失となり、素子４
が破壊することがある。またダイオード電流ｉ。が零に
なった後、時刻ｔｏ以降に次のサイクルのベース信号が
与えられると、負荷電流ｉＬが断続電流となり、正負非
対称波形となって効率が低下すると共に、上記の場合と
同様にコンデンサ６の電荷の放電々流による損失が大と
なり、スイッチング素子４が破壊することがある。特に
調理用鍋に適用する場合は、オープン負荷になる場合が
あり、上記現象を回避することが重要である。また従来
の誘導加熱方式では、負荷電力が電源電圧の２案にほゞ
比例して変化する構成であったため、電源変動に対して
負荷電力が不安定になる問題があったが、本回路では負
荷電流ｉＬ（＝ｉｃｃ）が一定であるため、負荷電力が
電源電圧倍しか変化せず、従って電源変動に対してほぼ
一定の負荷電力が得られる。
のコストダウンが可能であり、また飽和電圧Ｖｃ８（ｓ
ａｔ）が低くなって損失が小さくなる。また高周波スイ
ッチング損失も小さくなるという利点がある。また一般
に動作コイルのキャパシタンスＬは被加熱物（例えば調
理用鍋）の大きさ、材質、整合状態（鍋と動作コイルと
の装着状態）などによって著しく変化（通常３０〜４０
％）するものであるが、本回路では動作コィルーのィン
ダクタンスＬの変化に対応した自制式周波数制御を行な
うことにより、スムースに負荷電流が接続して流れ、効
率よく制御が行なえる。ちなみに、外部回路から一定周
波数で制御した場合、共振電流ｉｃ，，ｉｃ２の周期Ｔ
ｈ（ち〜ｔ２）に次のサイクルのベース信号が与えられ
ると、コンデンサ６の電荷による放電電流がスイッチン
グ素子４のコレクタに流れ、大きな損失となり、素子４
が破壊することがある。またダイオード電流ｉ。が零に
なった後、時刻ｔｏ以降に次のサイクルのベース信号が
与えられると、負荷電流ｉＬが断続電流となり、正負非
対称波形となって効率が低下すると共に、上記の場合と
同様にコンデンサ６の電荷の放電々流による損失が大と
なり、スイッチング素子４が破壊することがある。特に
調理用鍋に適用する場合は、オープン負荷になる場合が
あり、上記現象を回避することが重要である。また従来
の誘導加熱方式では、負荷電力が電源電圧の２案にほゞ
比例して変化する構成であったため、電源変動に対して
負荷電力が不安定になる問題があったが、本回路では負
荷電流ｉＬ（＝ｉｃｃ）が一定であるため、負荷電力が
電源電圧倍しか変化せず、従って電源変動に対してほぼ
一定の負荷電力が得られる。
また動作コイル１に蓄積されたエネルギーがダンパーダ
イオード５を通して電源に帰還される構成であるため、
この帰還電流が負荷電流の一部となって効率が高くなる
し、オープン負荷時に従釆方式では定常時の数倍以上の
サージ電圧が発生するのに対し、本回路では１０〜３０
％程度の上昇と低く、安定して動作するものである。以
上説明した如く本発明によれば、第１図に相当する主回
路を用い、これを周波数自制式で制御するようにしたの
で、負荷電力の安定化、コストダウン、低消費電力化、
円滑な動作等が可能であり、また負荷電力調整も、従釆
のように皮相電力が大きくなる電力制御によらず、時間
比率制御で行なうようにしたから、電力効率が良好な謙
導加熱方式が提供できるものである。
イオード５を通して電源に帰還される構成であるため、
この帰還電流が負荷電流の一部となって効率が高くなる
し、オープン負荷時に従釆方式では定常時の数倍以上の
サージ電圧が発生するのに対し、本回路では１０〜３０
％程度の上昇と低く、安定して動作するものである。以
上説明した如く本発明によれば、第１図に相当する主回
路を用い、これを周波数自制式で制御するようにしたの
で、負荷電力の安定化、コストダウン、低消費電力化、
円滑な動作等が可能であり、また負荷電力調整も、従釆
のように皮相電力が大きくなる電力制御によらず、時間
比率制御で行なうようにしたから、電力効率が良好な謙
導加熱方式が提供できるものである。
図は本発明の一実施例を示し、第１図は主回路図、第２
図は制御回路図、第３図はタイミング波形図、第４図及
び第５図は電力制御を説明するための信号波形図である
。 １・・・・・・動作コイル、４・・・・・・スイッチン
グ素子、５……ダイオード、６……コンデンサ、７……
カレントトランス、２９……フリツプフロツプ、６９・
・・・・・オベアンプ。 第５図 第１図 第３図 第２図 第４図
図は制御回路図、第３図はタイミング波形図、第４図及
び第５図は電力制御を説明するための信号波形図である
。 １・・・・・・動作コイル、４・・・・・・スイッチン
グ素子、５……ダイオード、６……コンデンサ、７……
カレントトランス、２９……フリツプフロツプ、６９・
・・・・・オベアンプ。 第５図 第１図 第３図 第２図 第４図
Claims (1)
- １ 負荷の誘導加熱用動作コイルと、このコイルに直列
接続されたスイツチング素子と、この素子に並列接続さ
れ前記動作コイルと共に共振回路を構成するコンデンサ
と、このコンデンサに並列接続されるダンパーダイオー
ドと、前記動作コイルを通して流れる負荷電流検出手段
と、この手段で検出された負荷電流が所定のピーク値に
なつた時に制御信号を発生して前記スイツチング素子を
オフさせるとともに、前記共振回路の充放電動作により
前記ダンパーダイオードを通して流れる負荷電流が所定
の値に減少した時に制御信号を発生して前記スイツチン
グ素子をオンさせ、前記負荷電流が所定のピーク値で一
方向及び反対方向に向けて交互に接続して流れるように
前記スイツチング素子を制御する周波数自制式制御回路
と、この回路の動作を一旦停止させその後再度動作させ
る機能を有し、一定期間内での負荷電流通電期間と遮断
期間の比率を制御する時間比率制御回路とを具備したこ
とを特徴とする誘導加熱方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1354376A JPS6034794B2 (ja) | 1976-02-10 | 1976-02-10 | 誘導加熱方式 |
| US05/767,116 US4115676A (en) | 1976-02-10 | 1977-02-09 | Induction heating apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1354376A JPS6034794B2 (ja) | 1976-02-10 | 1976-02-10 | 誘導加熱方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5296441A JPS5296441A (en) | 1977-08-13 |
| JPS6034794B2 true JPS6034794B2 (ja) | 1985-08-10 |
Family
ID=11836059
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1354376A Expired JPS6034794B2 (ja) | 1976-02-10 | 1976-02-10 | 誘導加熱方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6034794B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62177293U (ja) * | 1986-04-25 | 1987-11-11 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5524386A (en) * | 1978-12-07 | 1980-02-21 | Sanyo Electric Co | Induction heating cooking device |
| US4467165A (en) * | 1979-09-17 | 1984-08-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Induction heating apparatus |
| JPS5935390A (ja) * | 1982-08-23 | 1984-02-27 | 三洋電機株式会社 | 誘導加熱調理器 |
-
1976
- 1976-02-10 JP JP1354376A patent/JPS6034794B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62177293U (ja) * | 1986-04-25 | 1987-11-11 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5296441A (en) | 1977-08-13 |
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