JPS6059713B2 - 誘導加熱方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は調理用鍋等を誘導加熱する場合に適した誘導加
熱方式に関するものである。

この種の誘導加熱を行なうものとしては、誘導加熱作業
を行なう動作コイル（負荷に相当する）がコンデンサと
直列接続された直列型インバータ制御方式と、動作コイ
ルがコンデンサと並列接続された並列型インバータ制御
方式とがあり、動作コイルに高周波の正弦波もしくは正
弦波の断続電流を流して負荷（例えば動作コイル付近に
置かれた鍋）を誘導加熱するものであつた。

また上記インバータ制御回路において無負荷時に動作を
停止させるためには、直列型インバータ回路等で動作コ
イルの中心部に永久磁石式の機械的スイッチ回路を設け
たり、また動作コイルの下側に永久磁石２ケを配列し、
その中心部にリードスイッチを設けて被加熱物（ステン
レス鍋等）がある場合にのみスイッチが動作して負荷に
電力を供給するような負荷検出回路を用いていた。しカ
ルながら上記従来方式のものは、負荷電力が電源電圧の
２乗にほぼ比例して変化する回路構成であつたため、電
源変動に対して負荷電力が不Ｊ安定になるという問題が
あつた。

また動作コイルに蓄積されたエネルギーが電源に帰還さ
れない構成であつたため、電力効率が悪かつたり、また
無負荷時に定常時の数倍以上のサージ電圧が発生してし
まう問題があつた。また負荷検出回路は機械５的接点を
用いたものであるため、信頼性に欠けるものであつた。
本発明は上記実情に鑑みてなされたものであつて、上記
従来方式の欠点を除去すると共に、使用スイッチング素
子の耐圧低減化がはかれて素子の耐圧低減化がはかれて
素子のコストダウン等が可能であり、また自制式の周波
数制御を行なうことにより円滑に負荷電流を継続して流
すことができ、しかも無負荷判別回路の信頼性等を向上
し得る誘導加熱方式を提供しようとするものである。

以下図面を参照して本発明の一実施例を説明する。第１
図はその主回路を示している。図中１は負荷（例えは調
理用鍋）２の誘導加熱作用を行なう動作コイルであり、
このコイル１の一端側は直流電源３の正極側に接続され
、他端側はスイッチング素子４のコレクタ、エミッタを
介して電源３の負極側に接続されている。スイッチング
素子４として、ここではトランジスタを用いているが、
ＧＴＯ等を用いてもよい。スイッチング素子４には、図
示極性のダイオード５が並列接続され、更に動作コイル
１と共に共振回路を形成するコンデンサ６が並列接続さ
れている。動作コイル１の一端側には負荷電流検出用カ
ーレントトランス７が配置されている。直流電源３の交
流入力ライン側にはラジオ周波障害防止用回路８が介挿
されている。第２図は上記スイッチング素子４を制御す
るための周波数自制式制御回路及び無負荷判別回路例を
示している。

即ちカレントトランス７の両端に接続された抵抗１１の
一端はダイオード１２、抵抗１３，１牡ダイオード１５
を介して抵抗１１の他端に接続されている。この抵抗１
１の他端は．ダイオード１６、抵抗１７、ダイオード１
８を介して抵抗１１の一端に接続されている。抵抗１３
，１４の接続点はダイオード１９，２０、抵抗２１を介
してトランジスタ２２のベースに接続されている。この
トランジスタ２２のベースは抵抗！２３を介してアース
されている。トランジスタ２２のコレクタは、抵抗２４
を介して＋■ＣＣｌ電源に接続されると共に、コンデン
サ２５を介してインバータ２６の入力部に接続されてい
る。このインバータ２６の入力部は抵抗２７、ダイオー
ド２８を並列に介して＋ＶＣＣｌ電源に接続されている
。インバータ２６の出力部はフリップフロップ回路２９
のリセット端子に接続されているこのフリップフロップ
回路２９のＪ端子、Ｋ端子は＋ＶＣＣｌ電源に接続され
、ＣＫ端子はアースされている。またフリップフロップ
回路２９のセット端子はインバータ３０の出力端に接続
され、また反転出力端子Ｑは抵抗３１を介してトランジ
スタ３２のベースに接続されている。このトランジスタ
３２のベースは抵抗３３を介して＋ＶＣＣｌ電源に接続
され、またエミッタも＋■ＣＣｌ電源に接続されている
。トランジスタ３２のコレクタは抵抗３４を介してアー
スされ、またこのコレクタは、コン”デンサ３５、抵抗
３６を並列に介し、更に抵抗３７を直列に介してトラン
ジスタ３８のベースに接続されている。このトランジス
タ３８のベースは抵抗３９を介してアースされ、またエ
ミッタは直接アースされている。トランジスタ３８のコ
レクタはパルストランス４０の一次コイル、抵抗４１を
介して＋ＶＣＣｌ電源に接続されている。パルストラン
ス４０の二次コイルの一端はスイッチング素子４のベー
スに抵抗４１を介して接続され、他端はスイッチング素
子４のエミッタに接続されている。またパルストランス
４０の両端は、ダイオード４２、抵抗４３よりなるスイ
ッチング素子ベース・エミッタ間逆電圧制御回路に接続
されている。前記ダイオード１６のカソード側はダイオ
ード４４，４５，４６、抵抗４７を介してトランジスタ
４８のベースに接続されている。

トランジスタ４８のベースは抵抗４９を介してアースさ
れ、エミッタは直接アースされている。またこのトラン
ジスタ４８のコレクタは抵抗５０を介して＋■ＣＣｌ電
源に接続され、更に直接インバータ５１の入力端にも接
続されている。このインバータ５１の出力端はコンデン
サ５２を介してインバータ５３の入力端に接続され、こ
の入力端は抵抗５牡ダイオード５５を並列に介して＋Ｖ
ＣＣｌ電源に接続されている。インバータ５３の出力端
はナンド回路６１の第１入力端に接続され、ナンド回路
６１の出力端はインバータ６２を介してノア回路５６の
第１入力端に接続され、このノア回路５６の出力端はイ
ンバータ３０の入力端に接続されている。また第２図に
おいて６３，６４は主回路の交流入力ラインを示し、こ
の交流入力ラインには交流カレントトランス６５が配置
されている。

この交流カレントトランス６５の両端は抵抗６６の両端
に接続され、この抵抗６６の各端部はダイオードブリッ
ジ６７の入力端に接続されている。このブリッジ６７の
各出力端間は抵抗６８，６９，７０が直列接続され、抵
抗６８，６９の接続端はコンデンサ７１を介して抵抗７
０のアース側端部に接続されている。抵抗６９，７０の
接続端はインバータ７２，７３、抵抗７４を介してサイ
リスタ７５のゲートに接続されている。このサイリスタ
７５のゲートはまた抵抗７６を介してアースされ、カソ
ードは抵抗７７を介して＋ＶＣＣｌ電源に接続されると
共に、インバータ７８を介してナンド回路６１の第２入
力端に接続されている。また前記インバータ７２の出力
端はナンド回路７９の第１入力端に接続されている。こ
のナンド回路７９は第２入力端が起動用信号供給端子８
０に接続され、出力端はコンデンサ８１、インバータ８
２を介してノア回路５６の第２入力端に接続されている
。インバータ８２の入力端は抵抗８３、ダイオード８４
を並列に介して＋■ＣＣｌ電源に接続されている。ナン
ド回路７９の出力端はインバータ８５を介してサイリス
タリセット用トランジスタ８６のベースに接続されてい
る。このトランジスタ８６はベースがまた抵抗８７を介
してアースされ、エミッタ、コレクタがサイリスタのカ
ソード、アノードに接続されている。次に上記構成でな
る回路の動作を第３図のタイミングチャートを適宜参照
して説明する。

まずノア回路５６の第２入力端に後述する起動用パルス
を与え、ノア回路５６、インバータ３０を介してフリッ
プフロップ２９をセットする。するとトランジスタ３２
，３８、パルストランス４０等を介してスイッチング素
子４のベースに信号が与えられ、該素子４がオンする。
これにより動作コイル１の負荷電流１Ｌ（＝素子４のコ
レクタ電流１ｃｃ）は Ｅｄｃ一ＤｉＪｄｔ＋Ｔの旦
上り率で直線的に流れ始める。

ただしここでＥｄＯは直流電源３の電圧、Ｌは動作コイ
ル１のインダクタンスである。上記負荷電流１Ｌ（＝Ｉ
ｃｃ）はカレントトランス７で検出され、設定電流１ｐ
になつた時点ちで、抵抗１３，１４にはこれらの比で決
まる所期の電圧が生じるから、トランジスタ２２のコレ
クタは低電位になり、これがインバニタ２６を介してフ
リップフロップ２９をリセットし、スイッチング素子４
のベース電流１Ｂを反転させて該素子４をオフさせる。
主回路では、コンデンサ６と動作コイル１により決まる
共振回路で、コンデンサ６に充電電流１０１が流れ、こ
れが流れ終えた後反転して放電電流１Ｃ２が流れる。こ
れが流れ終えた時点Ｔ２後に、動作コイル１に蓄積され
たエネルギーによりダイオード５を通して電流１Ｄが流
れつづけながら減少していき、零に近づく（Ｔ３）。こ
のダイオード電流１Ｄがが流れている期間（Ｔ２〜Ｔ３
）の適当な電流値をカレントトランス７により検出し、
トランジスタ４８，インバータ５１，５３の系路からパ
ルスを得てフリップフロップ２９をセットし、以下上記
一連の動作を繰返し持続させるものである。以上一連の
動作には、次のような動作が付随して生じる。

即ち電源投入時には、負荷電流とは無関係に平滑コンデ
ンサ９の充電電流が大きなピーク値で流れるため、カレ
ントトランス６５により検出される電流は大であるが、
コンデンサ７１の充電期間（例えば負荷電流■Ｌの数サ
イクル期間）はインバータ７２の入力端に生じる電圧が
低レベル即ち４４０″レベルとなる。従つてナンド回路
７９の第１入力端にぱ“１゛信号が供給されるから、端
子８０に図示のような起動信号が供給されると、ナンド
回路７９の出力ぱ゜０゛レベルになり、ノア回路５６の
第２入力端に“゜１゛レベルの始動パルスが供給される
。従つて、インバータ６２の出力レベルの如何を問わず
、ノア回路５６ノの出力は“゜０゛３レベルになり、イ
ンバータ３０で反転された゜゜Ｆ′レベルのセット信号
がフリップフロップ２９に供給される。また始動後正常
負荷状態であれば（鍋２がセットされた状態）交流入力
ライン６４には正常電流が流れるため、カレントトラン
ス６５を介してインバータ７２の入力端に生じる電圧ぱ
“１゛レベルであり、従つてサイリスタ７５は点弧され
つづけ、ナンド回路６１の第２入力端に゜゜１゛信号が
供給され、前記一連の誘導加熱動作が持続される。すな
わちインバータノ５３の出力が“゜１゛レベルの時にナ
ンド回路６１の出力が′６０″レベル、インバータ６２
の出力が６４Ｆ５レベル、ノア回路５６の出力が６６０
″レベル、インバータ３０の出力が″ｒ′レベルとなり
、フリップフロップ２９にセット信号が供給されること
になる。ところが、無負荷（鍋２がセットされない場合
）またはこれに近い状態（鍋以外の小物金属類例えばス
プーン、フォーク等がセットされた場合）では、交流入
力ライン６４の電流は非常に低い値となる。

この低電流はカレントトランス６５により検出され、イ
ンバータ７２の入力端は低レベルつまり゜゜０゛レベル
電圧となる。即ちこの電圧は抵抗６９と７０の分圧比と
インバータ７２のスレッショルド電圧により決まる値よ
りも低いから、インバータ７２の出力は“゜１゛信号と
なり、サイリスタ７５を点弧できないから、そのアノー
ド側ぱ゛１゛レベルとなり、ナンド回路６１の第２入力
端が゜゜０゛レベルとなつて誘導加熱動作が停止する。
上記のように本回路では、無負荷またはこれに近い状態
を交流電源入力ライン側で検出し、比較判別回路を通し
て“゜１゛，゜“０゛信号を得る。

そして電源投入時に突入電流（コンデンサ充電電流等）
が流れるため、この電流が減衰して定常状態になつた時
点で比較判別するように、起動後ある一定時間（Ｔ．の
間）動作を持続させた後、無負荷時には制御信号を遮断
して負荷電流を停止させる。また無負荷を判別して負荷
電力を停止した後、再び負荷状態（鍋を加熱する）にす
る場合に、自動的に再起動して負荷電力が供給できるよ
うに、一定周期Ｔａ（ＴａくＴ．）毎に起動用信号を発
生させ、負荷状態の時には、インバータ７２を介して、
ナンド回路７９に供給される信号が“゜０゛レベルとな
るため、端子８０に供給される．起動用信号のレベルに
は関係なくナンド回路７９の出力ぱ゛１゛レベルとなる
。従つて、起動用信号の影響は何ら受けない。そして電
源投入時、あるいは無負荷またはこれに近い状態後の再
起動時、すなわちインバータ７２の出力が゜“１゛レベ
．ルの時に起動用の信号として、用いられることになる
。一方、第１図の回路において素子４がオフ中の時刻ζ
〜Ｔ２（Ｔｈ）には、該素子４には正弦波に近いコレク
タ電圧Ｖｃｃが印加され、この電圧のピー・ク値Ｖｐは
次式で決定される。

Ｚｌｈ また動作コイル１、コンデンサ６による共振電流（Ｉｃ
ｌ，ｉｃ２）が流れている期間Ｔｈは次式で決亨される
，ただし上記（１），（２）式においてＴは負荷電流１
Ｌの周期、Ｌはコイル１のインダクタンス、Ｃはコンデ
ンサ６のキャパシタンスである。

従つて、スイッチング素子４のコレクタ電流のピーク値
（負荷電流のピーク値）しの一定値制御を行ない、かつ
適当なコンデンサ６を接続すれば、自制の繰ｌ返し周波
数は動作コイル１のインダクタンスＬにより決定される
ものとなる。しかして上記本発明の回路では、Ｔｈ／Ｔ
灯４５〜５５％程度になるようにコンデンサ６のキャパ
シタンスＣを大きく選ぶようにし、スイッチング素子４
のコレクタ電圧のピーク値Ｖｐを電源電圧Ｅｄ。

の２．３〜３倍以下になるようにして、使用スイッチン
グ素子の耐圧定格の低減化をはかつている。この耐圧定
格が低くなることにより、スイッチング素子のコストダ
ウンが可能であり、また飽和電圧Ｖｃ５（Ｓａｔ）が低
くなつて損失が小さくなる。また高周波スイッチング損
失も小さくなるという利点がある。また一般に動作コイ
ル１のキャパシタンスＬは被加熱物（例えば調理用鍋）
の大きさ、材質、整合状態（鍋と動作コイルとの装着状
態）などによつて著しく変化（通常３０〜４０％）する
ものであるが、本回路ては動作コイル１のインダクタン
スＬの変化に対応した自制式周波数制御を行なうことに
より、スムーズに負荷電流が持続して流れ、効率よく制
御が行なえる。ちなみに、外部回路から一定周波数で制
御した場合、共振電流１０１，ｉ０２の周期Ｔｈ（ｔ１
〜Ｔ２）に次のサイクルのベース信号が与えられると、
コンデンサ６の電荷による放電電流がスイッチング素子
４のコレクタに流れ、大きな損失となり、素子４が破壊
することがある。またダイオード電流１Ｄが零になつた
後、時刻ち以降に次のサイクルのベース信号が与えられ
ると、負荷電流１Ｌが断続電流となり、正負非対称波形
となつて効率が低下すると共に、上期の場合と同様にコ
ンデンサ６の電荷の放電電流による損失が大となり、ス
イッチング素子４が破壊することがある。特に調理用鍋
に適用する場合はオープン負荷になる場合があり、上記
現象を回避することが重要である。また従来の誘導加熱
方式では、負荷電力が電源電圧の２乗にほぼ比例して変
化する構成であつたため、電源変動に対して負荷電力が
不安定になる問題があつたが、本回路では負荷電流１Ｌ
（＝ＩＯｃ）が一定であるため、負荷電力が電源電圧倍
しか変化せず、従つて電源変動に対してほぼ一定の負荷
電力が得られる。

また動作コイル１に蓄積されたエネルギーがダンパーダ
イオード５を通して電源に帰還される構成であるため、
この帰還電流が負荷電流の一部となつて効率が高くなる
し、オープン負荷時に従来方式では定常時の数倍以上の
サージ電圧が発生するのに対し、本回路では１０〜３０
％程度の上昇と低く、安定して動作するものである。以
上説明した如く本発明によれば、第１図に相当する主回
路を用い、これを周波数自制式で制御するようにしたの
で、負荷電力の安定化、コストダウン、低消費電力化、
円滑な動作等が可能であり、また無負荷判別回路を設け
たので、小物金属類の過熱防止等がはかれ、また無負荷
検出、誘導加熱停止手段を無接点化できるため信頼性の
向上が可能であり、また制御回路の簡素化及び小形軽量
化が可能な誘導加熱方式が提供できるものである。

【図面の簡単な説明】

図は本発明の一実施例を示し、第１図は主回路図、第２
図は制御回路図、第３図はその動作を説明するためのタ
イミングチャートである。 １・・・・・・動作コイル、３・・・・・・直流電源、
４・・・・・・スイッチング素子、５・・・・・・ダイ
オード、６・・・・・・コンデンサ、７・・・・・・カ
レントトランス、９・・・・・・平滑コンデンサ、２９
・・・・フリップフロップ、６５・・交流カレントトラ
ンス、６９，７０・・・・・・抵抗、７２・・・・・・
インバータ、７５・・・・・・サイリスタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 負荷の誘導加熱用動作コイルと、このコイルに直列
   接続されたスイッチング素子と、この素子に並列接続さ
   れ前記動作コイルと共に共振回路を構成するコンデンサ
   と、このコンデンサに並列接続されるダンパーダイオー
   ドと、前記動作コイルを通して流れる負荷電流検出手段
   と交流電源入力部及び整流平滑回路からなり前記共振回
   路に電圧を供給する直流電源回路と、前記負荷電流検出
   手段で検出された負荷電流が所定のピーク値になつた時
   に制御信号を発生して前記スイッチング素子をオフさせ
   るとともに、前記共振回路の充放電動作により前記ダン
   パーダイオードを通して流れる負荷電流が所定の値に減
   少した時に制御信号を発生して前記スイッチング素子を
   オンさせ、前記負荷電流が所定のピーク値で一方向及び
   反対方向に向けて交互に持続して流れるように前記スイ
   ッチング素子を制御する周波数自制式制御回路と、前記
   直流電源回路の交流電源入力ラインの電流検出手段と、
   この手段で検出された電流の値に応じて無負荷状態を判
   別し前記制御回路へその動作停止用信号を供給する無負
   荷判別回路とを具備したことを特徴とする誘導加熱方式
   。