DE2700187B2 - Induktions-Heizgerät zur induktiven Erhitzung einer magnetischen Last - Google Patents

Induktions-Heizgerät zur induktiven Erhitzung einer magnetischen Last

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Description

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Die Erfindung bezieht sich auf ein Induktion*- Heizgerät nach dem Oberbegriff des Anspruchs I.
Aus der US-PS 36 86 585 ist ein Induktions-Heizgerät dieser Art bekannt. Beim bekannten Gerät werden die ZündzcMpunkte der Schaltvorrichtungen im Übergangsbetrieb nach einer Laständerung oder dergleichen automatisch verzögert, um sicherzustellen, daß die Schaltvorrichtungen nicht innerhalb ihrer Erholzeiten gezündet werden. Im stationären Zustand wird das Zündintervall mittels einer Rückkopplung geregelt, die einen Transformator, eine Stromlogik, eine Spannungslogik, den Lastkreis, einen Vergleicher und die Schaltvorrichtungen enthält und deren Resonanzfrequenz eine Funktion der Lastgröße ist Das Zündintervall wird daher entsprechend der Resonanzfrequenz des 'Rückkopplungskreises gesteuert Da diesp Resonanzfrequenz von der Lastgröße abhängt ist auch Jie einer induktiv gekoppelten Last zugeführte Leistung, die ihrerseits von der Frequenz abhängt eine Funktion der Lastgröße. Zwar ist auch bei diesem bekannten Gerät eine Leistungsregelung vorgesehen, die Stellgröße dieses Regelkreises lsi aber die Zündverzögerung eegenüber der niederfrequenten Wechselspannung. Die bekannte Leistungsregelung schließt daher eine Synchronisierung der Zündimpulse mit den Nulldurchgängen der niederfrequenten Wechselspannung ein.
Aus der DE-OS 25 21 941 ist ein Induktions-Heizgerät bekannt bei dem eine Vergleichseinrichtung eine Soll-Leistung mit einer Ist-Leistung vergleicht und das sich dabei ergebende Fehlersignale zur Steuerung der Frequenz der Zündimpulse für die schaltenden Thyristoren verwendet wird.
Aufgabe der Erfindung ist es, zur Leistungsregelung ein Induktions-Heizgerät nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 so auszubilden, daß eine Synchronisierung der Zündimpulse für die Thyristoren mit den Nulldurchgängen der niederfrequenten Wechselspannung möglich ist.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1. Bei dieser Lösung wird das Verzögerungsintervall zwischen dem Nulldurchgang der hochfrequenten Schwingung und dem folgenden Zündimpuls zum Zwecke der Leistungsregelung von der Differenz einer Soll-Leistung und der Ist-Leistung abhängig gemacht. Diese Art der Leistungsregelung schließt die Möglichkeit ein, die Zündimpulse mit den Nulldurchgängen der niederfrequenten Wechselspannung zu synchronisieren. Da die abgegebene Leistung proportional der Frequenz der hochfrequenten Schwingungen im Lastkreis ist und diese Frequenz erfindungsgemäß ausschließlich von der Regelabweichung abhängt, kann die abgegebene Leistung unabhängig von der jeweiligen Lastgröße auf einem eingestellten Sollwert konstant gehalten werden.
Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist in dem Unteranspruch enthalten.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 ist ein allgemeines Schaltbild des Induktions-Heizgerätes.
Fig.2 ist ein Schaltbild einer Leistungssteuerschaltung in Fig. I.
Fig.3 ist ein Ausfuhrungsbeispiel einer Taststeuerschaltung in Fig. I.
Fig.4 zeigte eine Reihe von Kurvenformen, die an unterschiedlichen Punkten in der Schaltung der Fig.3 auftreten.
In Fig. I ist teilsweise in Form schema tischer Schaltungsblöcke das Induktionsheizgerät für Kochzwecke gezeigt. Das Gerät besitzt einen Schwingwandler 10 mit einem ersten Paar torgesteuerter Gleichrichter oder Thyristoren 11 und 12, die zur Bildung einer ersten doppelseitig gerichteten bzw. bidirektionalen Schaltvorrichtung zueinander entgegengesetzt gepolt
parallel geschaltet sind und einem zweiten Paar von Thyristoren 13 und 14, die zur Bildung einer zweiten bidirektionalen Schaltvorrichtung mit zueinander entgegengesetzten Polaritäten parallel geschaltet sind. Die erste und die zweite bidirektionale Schaltvorrichtung sind an Leistungs-Eingangsanschlüsse 15 und 16 in Reihe geschaltet, die an eine (nicht gezeigte) normale Wechselstromquelle angeschlossen sind. Die Thyristoren 11 bis 14 empfangen jeweils an ihren Torsteueranschlüssen einen entsprechenden Triggerimpuls aus einer Taststeuerschaitung oder Torsteuerschaltung 30. Eine Schwingschaltung 17, die aus einem in Reihe geschalteten Kondensator 18 und einer Induktions-Arbeitsspule 19 gebildet ist, ist parallel zu den Thyristoren 13 und 14 geschaltet, so daß über den leitenden Thyristor und über einen über die Eingangsanschlüsse 15 und 16 geschalteten Kondensator 20 Strom schwingen kann. Im Betrieb wird über die Arbeitsspule 19 ein magnetisches Kochutensil 21 gestellt, so daß auch das von dem über die Arbeitsspule 19 fließenden Schwirigstrom erzeugte zeitlich veränderliche Magnetfeld induktiv erwärmt wird.
In den Stromkreis zwischen der Arbeitssp'Ue 19 und der zweiten bidirektionalen Schaltvorrichtung 13,14 ist ein Stromtransformator 22 zum Ermitteln des Schwingstroms eingefügt, der wiederum an die Steuerschaltung 30 angelegt wird, um den Nulldurchgangspunkt des Schwingstroms zu ermitteln, wie es später beschrieben wird. Ein zweiter Stromtninsformator 23 ist in den Stromkreis zwischen dem Eingangsanschluß 16 jo und dem Kondensator 20 zur Erfassung des Stromes eingesetzt, der die Größe der induktiven Kopplung zwischen der Arbeitsspule 19 und dem magnetischen Kochutensil 21 darstellt Das die induktive Kopplung darstellende Signal liegt an einer Leistungssteuerschaltung31 an.
Die Fig.2 zeigt die Leistungssteuerschaltung 31 im einzelnen. Der Stromtransformator 23 ist mit einem Ringkern 24 dargestellt, durch den der Stromzweig zwischen dem Eingangsanschluß 16 und einer Elektrode des Kondensators 20 verläuft und als Primärwicklung des Transformators dient. Der Ringkern 24 trägt eine sekundäre Wicklung 25, an die ein Widerstand 26 angeschlossen ist, über welchem eine Spannung aufgebaut wird, die mittels einer aus vier Dioden gebildeten Gleichrichterschaltung 27 in eine Gleichspannung gleichgerichtet wird, die über einem Widerstand 28 auftritt. Die ein Maß für die induktive Kopplung darstellende Gleichspannung wird über ein /?C-Siebglied 29 geglättet und an den nichtinvertieren- so den Eingang eines Rechenverstärker-Vergleichers 32 für den Vergleich mit einem Potential an dem invertierenden Eingang des Vergleichers angelegt, das von einer aus einem Paar in Reihe geschalteter Widerstände 34 und 35 und einem zum Widerstand 34 « parallel geschalteten veränderbaren Widerstand 36 gebildeten Leistungseinstellschaltung 33 angelegt 1st, wobei die Widerstände 34 und 35 zwischen eine Gleichspannungsquelle Vcc und Masse geschaltet sind, damit an dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 34 und 35 eine vom Benutzer eingestellte Spannung entsteht. Wenn das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang über der vom Benutzer eingestellten Spannung liegt, erzeugt der Vergleicher 32 an seinem Ausgang ein positives Signal, während bei hri umgekehrten Bedingungen am Ausgang ein negatives Signal auftritt.
Die F i g. 3 stellt ein erstes Ausführungsbeispiel der Taststeuersehaltung 30 dar. Der Stromtransformator 22 ist durch eine der in Fig,2 gezeigten Anordnung ähnliche Kernanordnung gebildßt und an eine Schwellwertbegrenzerschaltung 40 aus einem Paar entgegengesetzt parallel geschalteter Dioden 41 und 42 angeschlossen. Während jeder Halbwelle des durch den Stromtransformators 22 erfaßten Schwingstroms wird eine der Dioden leitend, so daß über ihr ein konstantes Potential von ungefähr 0,7 V entsteht Daher springt die Spannung am Ausgang der Schwellwertbegrenzerschaltung 40 vom Nullspannungspegel jedesmal auf einen Pegel mit 0,7 V positivem oder negativem Potential, wenn der Schwingstrom seine Polarität wechselt Das Ausgangssignal aus der Schwellbegrenzerschaltung ist an den invertierenden Eingang eines Rechenverstärker-Vergleichers oder Nulldurchgangsdetektors 43 für den Vergleich mit Masse- oder Nullvolt -Potential angelegt, welches an den nichtinvertierenden Eingang desselben angelegt ist Das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 43 nimmt niedrigen Pegel an, wenn der Schwingstvom über den Thyristor 11 oder den Thyristor 13 fließt und hohen Pegel, wenn, -die Richtung des Stromflusses umgekehrt ist Das Aus£,angssignal aus dem Nulldurchgangsdetektor 43 ist an eine spannungsgesteuerte Zeitgebeschaltung 44 angelegt die einen ersten Rechenverstärker-Vergleicher 45 und einen zweite; Rechenverstärker-Vergleicher 46 aufweist.
Der nichtinvertierende Eingang des Vergleichers 45 und der invertierende Eingang des Vergleichers 46 sind gemeinsam an den Ausgang der Leistungssteuerschaltung 31 über einen Spannungsbegrenzer 47 angeschlossen, der einen Mindestspannungspegel einstellt, welcher der minimalen Ausschaltzeit der verwendeten Thyristoren entspricht Der Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 43 ist über einen Widerstand 48 an den invertierenden Eingang des Vergleichers 45, über einen Widerstand 49 an Masse und ferner über einen Widerstand 50 an die Gleichspannungsvcrsorgung Vcc angeschlossen. Die Widerstände 48 und 50 und der Kondensator 49 bilden eine ÄC-Zeitkonstantuischaltung, die das Potential für den nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 45 einstellt. Der Kondensator 49 wird über die Widerstände 50 und 48 mittels des von der Gleichspannungsversorgung Vcc zugeführten Stroms geladen, wenn der Nulldurchgangsdei»ktor43 in den Zustand mit hohem Ausgangssignal gebracht ist Eine Diode 51 ist parallel zu dem Widerstand 48 geschaltet, um damit einen Entladestromkreis für den Kondensator 49 zu bilden. Der Ausgang des Rechenverstärkers bzw. Vergleichers 45 ist über einen Widerstand
52 an den nichtinvertierenden Eingang des Rechenverstärkers bzw. Vergleichers 46, über einen Kondensator
53 an Masse über eine Diode 55 an die Gleichspannungsversorgung Vcc angeschlossen. Die Widerstände 52 Ui.d 55 haben jeweils die gleichen Widerstandswerte wie die Widerstände 48 und 50, während der Kondensator 53 den gleichen Kapazitätsw *rt wie der Kondensator 49 hat. Die Widerstände 52 und 55 und der Kondensator 53 bilden eine zweite /?C-Zeitkonstantenschaltung, die das Potential des nichtinvertierenden Eingangs des Vergleichers 46 einstellt.
Der Kondensator 53 wird über die Widerstände 55 und 52 geladen, wenn der Vergleicher 45 in den Zustand mit hohen Ausgangssignal gebracht ist. Über den Widerstand 52 ist eine Diode 56 zur Bildung eines Entladestromkreise' für den Kondensator 53 geschaltet.
Wie später erläutert wird, ergibt die spannungsgesteuerte Zeitgebeschaltung 44 eine Zeitsteuerungswir-
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kung auf jede Polaritatsumkehr des Schwingstroms, die durch den Nulldurchgangsdetektor 43 erfaßt ist. und die Leistungssteuerschaltung 31 steuert den Zeitsteuerungsschwellwert der Zeitgebeschaltung 44. um so den Zündwinkel der aufeinanderfolgend zu zündenden Thyristoren zu steuern, nachdem die Schwingung einmal zu Beginn eines jeden halben Zyklus der Versorgungsspannung ausgelöst worden ist, und zwar zu dem Zweck, die Schwingung solange aufrecht zu erhalten, wie die Versorgungsspannung ihre Polarität beibehält.
Das Ausgangssignal der spannungsgesteuerten Zeitgebeschaltung 44 liegt an einer Verzögerungsschaltung 57 an. die das Eingangssignal um eine vorbestimmte Zeitdauer zur Erzeugung von Triggerimpulsen verzögert und ferner festlegt, an welchem der Thyristoren 11 und 12 der anfängliche Triggerimpuls zu Beginn eines jeden halben Zyklus der Versorgungsspannung anzulegen !S'
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über einen Widerstand 58 an den nichtinvertierenden Eingang eines Rechenverstärkers 59. über einen Kondensator 60 an Masse und ferner über einen Widerstand 61 an die Gleichspannungsversorgung Vcc angeschlossen. Die Widerstände 58 und 61 und der Kondensator 60 bilden eine KC-Zeitkonstantenschal- r> tung zum Laden des Kondensators 60 über den Widerstand 61 bei hohem Ausgangspegel der spannungsgesteuerten Zeitgeberschaltung 44. um damit das Potential für den nichtinvertierenden Eingang des Rechenverstärker*· 59 für den Vergleich mit einer Jo Bezugsgleichspannung einzustellen, die an einem Verbindungspunkt zwischen Widerständen 62 und 63 eingestellt ist, welche zwischen der Gleichspannungsversorgung Vccund Masse in Reihe geschaltet sind. Der Ausgang des Rechenverstärkers 59 ist mit einer r, »Echt«-Ausgangsleitung 64 und über ein NICHT-Glied bzw. einen Inverter 66 mit einer Komplementär-Ausgangsleitung 65 verbunden.
Wenn bei dem Ausführungsbeispiel in der F i g. 3 das Potential an dem Eingangsanschluß 15 in bezug auf den ■*" Eingangsanschluß 16 positiv ist. wird der Schwingstrom mittels eines anfänglichen Triggerimpulses ausgelöst, der an den Thyristor U mit Vorrang zu den anderen Thyristoren angelegt wird, nachdem die Versorgungsspannung auf einen ausreichenden Pegel für das -^ Einschalten des Thyristors 11 angestiegen ist. Nachdem der Thyristor 11 gezündet hat, werden die Thyristoren 12, 13 und 14 aufeinanderfolgend in der genannten Reihenfolge gezündet. Wenn die Versorgungsspannung die Polarität wechselt, wird das Schwingen durch Zünden des Thyristors 12 in Vorrang zu den anderen Thyristoren ausgelöst, worauf die Thyristoren 11,14 und 13 aufeinanderfolgend in der Folge gezündet werden, die gegenüber der Zündfolge bei der vorangehenden Halbwelle der Versorgungsspannung umgekehrt ist
Zum verzögerten Triggern der Thyristoren 11 und 12 zu Beginn einer jeden solchen Versorgungsspannung-Halbwelle und der Triggerfolgesteuerung der Thyristoren 11 bis 14 in dem nachfolgenden Zeitabschnitt ist ein zweiter Nulldurchgangsdetektor 67 vorgesehen, der einen Rechenverstärker aufweist, dessen invertierender Eingang mit dem Eingangsanschluß 15 und dessen nichtinvertierender Eingang mit Masse oder Nullpotential verbunden ist Der Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 67 ist an einem ersten Eingang einer Foigesteuerschaitung 68 angeschlossen, die ein »Exklusiv ODER«- bzw. Aniivalenzglied 69 und einen Inverter 70 besitzt. Der zweite Eingang des Antivalenzglieds 69 ist an den Ausgang der spannungsgesteuerten Zeitgebeschaltung 44 angeschlossen. Die F olgesteuerschaltung 68 erzeugt ein »echtes«- bzw. »wahres« und ein »komplementäres« Ausgangssignal an entsprechenden Leitungen 71 bzw. 72. Da das Antivalenzglied ein Ausgangssignal hohen Pegels nur erzeugt, wenn eines der Eingangssignale den logischen Zustand »I« hat, ist die Ausgangskurvenform des Antivalenzglieds 69 während der positiven Halbwelle des Potentials an dem Eingangsanschluß 15 gegenüber der Ausgangskurvenform des Nulldurchgangsdetektors 67 invertiert, während sie mit dieser genau übereinstimmt, wenn die Speisepannung die Polarität wechselt.
Der Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 67 ist ferner an eine Triggersteuerschaltung 73 und an einen Sperrimpulsgenerators 74 angeschlossen. Die Triggersteuerschaltung 73 weist UND-Glieder 75 und 76 auf, die mit einem ihrer Eingänge gemeinsam an den Ausgang des SpprrimniiUgpnprators 74 angeschlossen sind. Das UND-Glied 75 ist mit einem invertierenden Eingang an den zweiten Eingang des UND-Hliedes 76 und an den Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 67 angeschlossen. Das Ausgangssignal des UND-Gliedes 75 ist an einen aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen 77 und 78 gebildeten Spannungsteiler angelegt. Der Verbitidungspunkt zwischen den Widerständen 77 und 78 ist an die Basis eines Transistors 79 angeschlossen, der im Leitzustand den Kondensator 49 der spannungsgesteuerten Zeitgebeschaltung 44 über die Diode 51 und eine Diode 80 sowie den Kondensator 60 der Verzögerungsschaltung 57 über eine Diode 81 gegen Masse schaltet, um die in den Kondensatoren 49 und 60 gespeicherte Energie gleichzeitig sofort zu entladen. Der Ausgang des UND-Gliedes 76 ist über eine Diode 82 an den Kondensator 60 der Verzögerungsschaltung 57 und ferner an einen aus in Reihe geschalteten Widerständen 83 und 84 gebildeten Spannungsteiler angeschlossen. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 83 und 84 ist an die Basis eines Transistors 85 angeschlossen. Der Kondensator 53 der Zeitgebeschaltung 44 ist über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 85 gegen Masse geschaltet. Das UND-Glied 76 lädt bei seiner Betätigung den Kondensator 60 über die Diode 82, während es zugleich den Transistor 85 für das Entladen des Kondensators 53 leitend macht.
Der Sperrimpulsgenerator 74 enthält einen Inverter 86. einen Kondensator 87 und einen monostabilen Multivibrator 88, die alle in Reihe zwischen den Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Generators geschaltet sind, sowie einen Konc* nsator 89. der parallel zu dem Inverter 86 und dem Kondensator 87 geschaltet ist. Zu Beginn einer jeden Halbwelle der Versorgungsspannung springt das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 67 in Abhängigkeit von der Polarität der Versorgungsspannung auf hohen oder auf niedrigen Ausgangspegel und lädt abwechselnd die Kondensatoren 87 und 89. Auf die Ladespannung hin erzeugt der monostabile Multivibrator 88 einen Impuls einer vorbestimmten Dauer, die dafür ausreicht, daß die Versorgungsspannung einen für das Zünden genügenden Wert erreicht Der Sperrimpuls liegt weiterhin an einer Schaltstufe 90 aus einem Satz von vier NOR-Gliedern 91,92,93 und 94 an. Die ersten Eingänge der NOR-Glieder 91 und 94 sind gemeinsam an die »EchtK-Ausgangsleitung 64 der Verzögerüngsschaltung 57 angeschlossen, während die ersten Eingänge der NOR-Glieder 92 und 93 gemeinsam an die
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Komplementär-Ausgangsleitung 65 der Verzögerungsschaltung 57 angeschlossen sind. Die /weiten Eingänge der NOR-Glieder 91 und 92 sind gemeinsam ati den Komplementär-Ausgang der Folgesteuerschaltung 68 angeschlossen, während die /weiten Eingänge der NOR-Glieder 93 und 94 gemeinsam an den »Echt«-Ausgang der Folgesteuerschaltung 68 angeschlossen sind. Die dritten Eingänge der NOR-Glieder 91 bis 94 sind sind gemeinsam an den Ausgang des Sperrimpulsgenerators 74 angeschlossen. Die Ausgänge der NOR-Glieder 91 bis 94 sind über jeweils einen Impulsverstärker 95 bis 98 und über jeweils einen Impulskoppler oder Triinsformator 99 bis 102 an das Steuergitter und die Kathode jeweils eines der Thyristoren (bzw. gesteuerten Siliciumgleichrichter) 11 bis 14 geschaltet.
Die Funktion der ersten Ausführungsform der Taiitsteuerschaltung 30 wird anhand der Fig.4 beschrieben. Es sei nun ein Zeitpunkt t = Io betrachtet, an dem die Versorgungsspannung an dem l.eistungs-Eingangsanschluß 15 den Nullspannungspegel beim Wechseln von negativer zu positiver Polarität durchläuft. Bei t — Ip fällt das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 67 auf niedrigen Pegel, und es wird ein Sperrimpuls 200 mit einer Impulsdauer von I = fo bis t = I] (siehe F i g. 4a bis 4c) zum Sperren der NOR-Glieder 92 bis 94 erzeugt, während zugleich das UND-Glied 75 der Triggersteuerschaltung 73 betätigt wird. Der Transistor 79 wird zum sofortigen Entladen der Kondensatoren 49 und 60 eingeschaltet. Das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang des Rechenverstärkers 59 fällt unter das Bezugspotential an dessen invertierenden Eingang, so daß der Pegel auf der »eciTt«-Ausgangsleitung 64 der Verzögerungsschaltung 57 zum Zeitpunkt t = to auf niedrigen Pegel fällt (Fig.4h), während zugleich das Potential an dem invertierenden Eingang des Vergleichers 45 unter das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang abfällt, so daß er den Zustand mit hohem Ausgangssigi al annimmt, was wiederum den Vergleicher 46 auf den Zustand hohen Ausgangssignals bringt (Fi g. 4f). Daher liegen die »echte« und die komplementäre Ausgangsleitung 71 und 72 der Folgesteuerschaltung 68 zum Zeitpunkt t = in auf hohem bzw. niedrigem Ausgangspegel (Fig.4g). Zum Zeitpunkt t= t, sind alle Eingänge des NOR-Glieds 91 gleichzeitig auf niedriger Spannung, so daß ein Triggerimpuls 201 entsteht, der über den Impulsverstärker 95 und den Transformator 99 dem Steuertor des Thyristors 11 zugeführt wird, um damit einen positiven Halbwellenschwingstrom 202 (F i g. 4d) zu erzeugen, der durch den nunmehr leitenden Thyristor 11 und die Schwingschaltung 17 und über den Kondensator 20 gelangt (Fig. 1). Gleichzeitig wird der Kondensator 60 der Verzögerungsschaltung 57 zur Steuerung des Potentials am nichtinvertierenden Eingang geladen, das nach Erreichen des Potentials am invertierenden Eingang zu einem Zeitpunkt t = h den Rechenverstärker 59 in den Zustand mit hohem Ausgangssignal versetzt (Fig.4h). Zum Zeitpunkt / = t2 sind daher die Eingabebedingungen des NOR-Gliedes 92 zur Erzeugung eines Triggerimpulses 203 für den Thyristor 12 erfüllt, während der Triggerimpuls 201 für den Thyristor 11 beendigt ist.
Durch den Strom 202 wird der Kommutations- oder Schwingkondensator 18 entgegengesetzt geladen. Die Gegenladung an dem Kondensator 18 schaltet zum Zeitpunkt t = ti den Thyristor 11 aus und den Thyristor 12 ein, so daß der Schwingstrom durch den nunmehr leitenden Thyristor 12 und über die Schwingschaltung
17 als ein Strom 204 fließen kann. Die Umkehr der Polarität des Schwingstroms zum Zeitpunkt ι = /j wird durch den Nulldurchgangsdetektor 43 erfaßt, der im Ansprechen darauf einen Impuls 205 erzeugt, (F i g. 4e). Mit dem hochpegligen Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors wird der Kondensator 49 der spannungsgesteuerten Zeitgebeschaltung 44 über die Widerstände 50 und 48 aufgeladen, so daß das Potential am invertierenden Eingang des Rechenverstärkers bzw. Vergleichers 45 ansteigt, was bei Erreichen des Potentials des nichtinvertierenden Eingangs den Vcrgleicher 45 in den Zustand mit niedrigen Ausgangssignal bringt, wodurch wiederum der Vergleicher 46 zum Zeitpunkt I=U in den Zustand mit niedrigem Ausgangssignal gebracht wird. Bei niedrigem Ausgangssignal des Vergleichers 46 werden die Ausgabebedingungen der Folgesteuerschaltung 68 umgekehrt, so daß als Ergebnis der Triggerimpulse 203 für den Thyristor 12 zum Zeitpunkt ί = u endet und die Eingabebedingungen für das NOR-Glied 93 erfüllt sind, wodurch wiederum ein Triggerimpuls 206 für den I hyristor 13 erzeugt wird. Während des Zeitintervalls I = U bis t = U schaltet der Thyristor 11 aus; dieses Zeitintervall ist mittels der spannungsgesteuerten Zeitgebeschaltung
44 eingestellt, die die Zeit vom Erfassen eines Nulldurchgangspunkts des Schwingstroms ab vorgibt.
Die Verringerung des Potentials an dem Ausgang des Vergleichers 46 zum Zeitpunkt t = U entlädt den Kondensator 60 der Verzögerungsschaltung 57 über den Widerstand 58. Nachdem das nichtinvertierende Potential des Rechenverstärkers 59 dessen invertierendes Potential zum Zeitpunkt t = t, erreicht, fällt das Ausgangssignal auf der »echt«-Ausgangs!eitung 64 auf niedrigen Spannungspegel und beendigt den Triggerimpuls 206.
Auf das Einschalten des Thyristors 13 zum Zeitpunkt I = t» hin wird der Schwingstrom von dem Thyristor 12 auf den nunmehr leitenden Thyristor 13 umgeschaltet und gelangt über die Schwingschaltung 17 in der gleichen Flußrichtung wie der Strom, der über den Thyristor 12 geflossen ist. Daher schaltet während des Zeitintervalls t = U bis t = r5 der Thyristor 12 ab und ein Schwingstrom 207 beginnt über den Thyristor 13 zu fließen.
Die Verringerung des Potentials auf der Ausgangsleitung 64 zum Zeitpunkt t = f5 schafft für das NOR-Glied 94 die Bedingungen zur Erzeugung eines Triggerimpulses 208 für den Thyristor 14. Der Schwingstrom wechselt zum Zeitpunkt / = fe seine Polarität, so daß der Impuls 205 an dem Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 4 beendet wird, und lädt den Schwingkondensator 18 auf einen Pegel, der zum Einschalten des Thyristors 14 für das Durchlassen eines Stroms 209 ausreicht.
Nach Ermittlung des Nulldurchgangspunkts der Schwingung zum Zeitpunkt t = fs wird der Kondensator 49 der spannungsgesteuerten Zettgebeschaltung 44 augenblicklich durch den Nulldurchgangsdetektor 43 über die Diode 51 entladen und bringt den Vergleicher
45 in den Zustand mit hohem Ausgangssignai. Dadurch kann der Kondensator 53 über die Widerstände 55 und 52 geladen werden, so daß das Potential an dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 46 ansteigt; nachdem das Potential das Potential an dem invertierenden Eingang des Vergleichers 46 erreicht hat, das durch die Leistungssteuerschaltung 31 festgelegt ist, springt zum Zeitpunkt f = (7 das Ausgangssignai des Vergleichers 46 auf hohen Spannungspegel. Dieser
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ίο
Vorgang wird solange wiederholt, wie die Speisespannung ihre Polarität beibehält.
Wenn vom Benutzer der Leistungseinstellpegel geändert wird, verändert sich dementsprechend die von der Leistungssteuerschaltung 31 über die Mindestspannungs-Einstellschaltung bzw. den Spannungsbegrenzer 47 zugeführte Spannung, so daß das Bezugspotential für den nichtinvertierrnden Eingang br.w. den invertierenden Eingang des Vergleichers 45 bzw. des Vergleichers 46 auf einen neuen Einslellpegel verschoben wird. Daher wird ein Verzögerungszeitintervall Ti von dem Nulldurchgangspunkt des Schwingstromes zum Anheben oder zur Verringerung der Schwingfrequenz gesteuert. Wenn die Frequenz, angehoben wird, wird zu der Arbeitslast abgezogene Leistung gesteigert. Wenn sich das Ausmaß der Belastung veränderl. verändert sich dementsprechend die Resonanzfrequenz der der Schwingschaltung 17. Aufgrund der Nulldurchgangsermittlung durch den Nulldurchgangsdelektor 43 kann die spaimurigsgesieuerie Zeiigebersuiiaiiung 44 mii einer jeglichen Schwingfrequenzveränderung in Takt gehalten werden, die auftritt, wenn während des Betriebes des Geräts die Nutzlast auf die Arbeitsspule 19 aufgesetzt oder von dieser entfernt wird. Daher besteht nur eine geringe Wahrscheinlichkeit des Auftretens eines durch die Laständerung verursachten Schwingausfalls oder der Erzeugung von durch eine Unterbrechung des Schwingstromes verursachten Komponenten im Rundfunkfrequenzbercich.
Zur Verdeutlichung der Darstellung zeigt die F i g. 4d nur zwei vollständige Schwingungen der Hochfrequenz schwingung während einer jeden Halbwelle der Speisespannung. Tatsächlich liegt die Schwingung in dem unhörbaren oder Ultraschall-Frequenzbereich.
Die nächste Halbwellenperiode der Speisespannung beginnt zum Zeitpunkt / = r'o, zu welchem der Nulldurchgangsdetektor 67 ein Hochspannungs-Ausgangssignal 210 erzeugt und im Ansprechen auf dieses der Sperrimpulsgenerator 74 einen Impuls 211 abgibt. Während des Vorliegens des Impulses 211 ist die Schwingung gesperrt, wonach zum Zeitpunkt / = f'i die Triggersteuerschaltung 73 wieder für das Triggern einer Folge von Zündvorgäi.gen in Betrieb kommt. Zum Zeitpunkt t = t'n wird das UND-Glied 76 der Triggersteuerschaltung 73 zum Einschalten des Transistors 85 betätigt, um augenblicklich den Kondensator 53 der Zeitgebeschaltung 44 zu entladen, während zugleich der Kondensator 60 der Verzögerungsschaltung 57 über die Diode 82 geladen wird. Daher ist das Ausgangssignal der Zeitgeberschaltung 44 auf niedrigem Spannungspegel und das »echt«-Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 57 springt zum Zeitpunkt t = fO auf hohen Spannungspegel. Zum Zeitpunkt t = t ', der Sperrimpuls 211 und das UND-Glied 76 wird ausgeschaltet, so daß der Transistor 85 ausschalten kann. Da zu diesem Zeitpunkt der Ausgang der Zeitgebeschaltung 44 noch auf niedrigem Spannungspegel liegt und der Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 67 auf hohem Spannungspegel liegt, ist die Komplementärausgangsleitung 72 der Folgesteuerschaltung 68 auf niedrigem Pegel. Dies schafft für das NOR-Glied 92 die Bedingungen zur Erzeugung eines Triggerimpulses 21 für den Thyristor 12, so daß ein Schwingstrom 213 in Gegenrichtung zum Schwingstrom 202 der vorangehenden Halbwelle der Speisespannung eingeleitet wird. Der Schwingstrom 213 gelangt über die Schwingschaltung 17, den nunmehr leitenden Thyristor 12 und den Kondensator 30 und läßt den Schwing-Kondensator 18 entgegengesetzt auf. Der
Nulldurchgangsdetektor 43 erzeugt im Ansprechen auf den in Form pines sinusartigen Halbwellenimpulses auftretenden Schwingsirom 213 zum Zeitpunkt t = t'\ einen Ausgangs-Impuls 214, der den Kondensator 49 der Zeitgebeschaltung 44 lädt. Andererseits wurde der Kondensator 60 der Verzögerungsschaltung 57 auf einen Pegel aufgeladen, der dafür ausreicht, den Rechenverstärkc· 59 zum Zeitpunkt ι = C2 zum Wechseln des Ausgangszustands zu bringen. Zu diesem Zeitpunkt werden für das NOR-Glied 92 die Bedingungen zur Erzeugung eines Triggerimpulses 215 geschaffen, während der vorangehende Triggerinipuls 21 beendet wird.
Die Ladung an dem Kondensator 49 der Zeitgeberschaltung 47 wurde auf einen zum Umschalten des Ausgangszustands des Vergleichers 45 auf niedrigem Spannungspegel ausreichenden Pegel gesteigert, wodurch der Kondensator 53 sofort entladen wird, so daß das Ausgangssignal aus der Zeitgebeschaltung 44 bis zum Zeitpunkt ι = r\ auf niedrigem Spannungspegei bleibt.
Zum Zeitpunkt ι = t\ erzeugt die Gegenladung an dem Schwingkondensator 18 einen Strom 216, der durch den nunmehr leitenden Thyristor 11 fließt, während das Ausgangssignal 214 des Nulldurchgangsdetektors 43 auf niederigen Spannungspegel abfällt, wodurch augenblicklich zum Umschalten des Vergleichers 45 auf hohen Ausgangssignal-Zustand der Kondensator 49 über die Diode 51 entladen wird. Der Vergleicher 46 erzeugt nach einem Zeitintervall TX zum Zeitpunkt t = t't ein Ausgangssignal. Die Folgesteuerschaltung 68 wechselt seine Ausgangsbedingungen in Übereinstimmung mit dem Wechseln des Ausgangszustands der Zeitgebeschaltung 44. Daher sind zum Zeitpunkt t = tU die Eingabebedingungen des NOR-Glieds 94 für die Erzeugung eines Triggerimpulses 217 für das Zünden des Thyristors 14 zum Erzeugen eines Stroms 218 erfüllt. Zu einem Zeitpunkt / = f'5 wechselt die Verzögerungsschaltung 57 ihre Ausgangszustände, was die Eingabebedingungen des NOR-Glieds 93 zur Erzeugung eines Triggerimpulses 219 erfüllt, während der vorangehende Triggerimpuls 217 abgeschlossen wird. Die^r Vorgang wird solange wiederholt, wie die Speisespannung ihre Polarität beibehält.
Der Spannungsbegrenzer bzw. die Minimalspannungseinstellschaltung 47 enthält einen Transistor 47a. dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen die Gleichspannungsversorgung Vcc und den Ausgang der Leistungssteuerschaltung 31 geschaltet ist und dessen Basis an einen Verbindungspunkt zwischen Widerständen 476 und 47cangeschlossen ist, die in Reihe zwischen die Gleichspannungsversorgung Vcc und Masse geschaltet sind. Wenn die Spannung an dem Emitter des Transistors 47a auf einen Pegel abfallen sollte, der niederiger als das Potential an dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 47b und 47c ist, leitet der Transistor 47a weiterhin einen Strom über seine Kollektor-Emitter-Strecke, so daß das der spannungsgesteuerten Zeitgebeschaltung 44 zugeführte Potential danach konstant gehalten wird, um ein Mindestzeitintervall in der Weise sicherzustellen, daß ein Thyristor einer vorangehend leitenden bidirektionalen Schaltvorrichtung während dieses Intervalls ausschalten kann, bevor ein Thyristor der nachfolgend leitenden bidirektionalen Schaltvorrichtung gezündet wird. Wenn beispielsweise der Thyristor 11 während des Zeitintervalls von t = h bis t — U nicht ausschalten sollte, sind die Thyristoren 11 und 13 gleichzeitig leitend und ergeben
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eine Xurzschlußstrecke zwischen den Leistungs-Eingangsanschlüssen 15 und 16, woraus sich ein Schwingausfall ergib:. Wenn auf ähnliche Weise ein gleichzeitiges Leiten (!er Thyristoren 12 und 14 zu dem Zeitpunkt t = f 4 auftritt, tritt ebenfalls ein Schwingungsausfall ■-,
auf.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

  1. Patentansprüche;
    1, Induktions-Heizgerät zur induktiven Erhitzung einer magnetischen Last durch eine von hochfreq'uentem Strom durchflossene Arbeitsspule, umfassend wenigstens zwei in Reihe an eine niederfrequente Wechselstromquelle angeschlossene, steuerbare Zweirichtungs-Thyristor-Schaltvorrichtungen, einen die Arbeitsspule und einen Kommutatorkondensator enthaltenden, an die Zweirichtungs-Thyristor-Schaltvorrichtungen angeschlossenen Resonanzkreis, eine Zündeinrichtung zur aufeinanderfolgenden Zündung der Zweirichtungs-Thyristor-Schaltvorrichtungen in hochfrequenter Folge, eine S5 Meßeinrichtung zum Messen der von der Arbeitsspule abgegebenen Ist-Leistung, eine Stelleinrichtung zum Einstellen einer gewünschten Soll-Leistung, eine die Differenz zwischen der Soll-Leistung und der Ist-Leistung ermittelnde Vergleichseinrichhing, einen an den Resonanzkreis angeschlossenen NulldurcKgangsdetektor. der bei jedem Nulldurchgang der hochfrequenten Schwingung im Resonanzkreis ein Signal erzeugt, und eine Zeitgeberschaltung zur Verzögerung der Zündimpulse für die Zweirichtungs-TTiyristor-Schaltvorrichtungen gegenüber dem Signal des Nulldurchgangsdetektors um ein veränderbares Verzögerungsintervall, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitgeberschaltung (44) einen ersten und einen zweiten Vergleicher (45, Jo 46) aufweist daß der eine Eingang des ersten Vergleichers (45) über ein erstes integrierendes ÄC-Netzwerk (48, 49, 50) mit dem Ausgang des Nulldurchgangsdetekiors (43; verbunden ist, daß der andere Eingang des ersten Vergleichers (45) und der eine Eingang des zweiten Vergj ichers (46) mit dem Ausgang der Vergleichseinrichlung (32) verbunden sind, daß der andere Eingang des zweiten Vergleichers (46) über ein zweites integrierendes KC-Netzwerk (52, 53, 55), das die gleiche Zeitkonstante wie *o das erste WC-Netzwerk besitzt, mit dem anderen Eingang des zweiten Vergleichers (46) verbunden ist, und daß das Ausgangssignal der Zeitgeberschaltung am Ausgang des zweiten Vergleichers abnehmbar isL «
  2. 2. Induktions-Heizgerät nach Anspruch !,dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang der Vergleichseinrichtung (32) einerseits und den anderen Eingang des ersten Vergleichers (45) und den einen Eingang des zweiten Vergleichers (46) eine an ^o sich bekannte Mindestspannungseinstellschaltung (47) geschaltet ist, durch die eine Mindestspannung entsprechend der Erholzeit der Zweirichtungs-Thyristor-Schaltvorrichtungen aufrecht erhaltbar ist, wenn das Ausgangssignal der Vergleichseinrichtung « einen Grenzwert unterschreitet.
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