DE2629831A1

DE2629831A1 - Phasenanschnittsteuerung fuer beliebige lasten mittels einer monolithisch integrierten schaltung

Info

Publication number: DE2629831A1
Application number: DE19762629831
Authority: DE
Inventors: Karl-Diether Dipl Ing Nutz
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 1976-06-30
Filing date: 1976-06-30
Publication date: 1978-01-05
Also published as: DE2629831C3; IT1086236B; GB1576164A; DE2629831B2; US4158164A; FR2357098B3; FR2357098A1

Description

Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh Frankfurt/Main, Theodor-Stern-Kai 1

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Phasenanschnittsteuerung für beliebige Lasten mittels einer monolithisch integrierten Schaltung

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Phasenanschnittsteuerung durch eine monolithisch integrierte Schaltung, bei der der Zeitpunkt für den von ihr abzugebenden Zündimpuls dadurch bestimmt ist, daß eine mittels eines zugeschalteten, aus einer internen Konstantstromquelle der Schaltung gespeisten Kondensators erzeugte, netzsynchrone Rampenspannung einen in seiner Höhe variabel vorgebbaren, an einem Komparator anliegenden Schwellwert erreicht.

Monolithisch integrierte Phasenanschnittsteuerungen sind insbesondere zur Ansteuerung von Triacs und Thyristoren als geeignet bekannt. (Zeitschrift "Elektronik" 1975, Heft 7, S. 72 bis 74). Mit Hilfe der Phasenanschnittsteuerung läßt sich die Leistungsaufnahme einer Last am

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Wechselstromnetz durch Verschiebung der Zündimpulse zwischen 0° und 180° Phasenwinkel für die Last von oder Thyristoren kontinuierlich verändern,

0° und 180° Phasenwinkel für die Last vorgeschaltete Triacs

Die Zündimpulse werden bisher in der monolithisch integrierten Phasenanschnittsteuerung derart erzeugt, daß ein Sägezahngenerator mit konstanter Frequenz (vorzugsweise von 100 Hz bei einem 50 Hz-Netz) eine zeitlich linear ansteigende Spannung bereitstellt und der Einsatzzeitpunkt des Triggersignals dann entlang dieser Rampe mit einem Schwellwertschalter variabler Ansprechschwelle verschoben werden kann. Der Schwellwertschalter aktiviert, wenn die vom Sägezahngenerator gelieferte Spannung die gewählte Ansprechschwelle überschreitet, eine Ausgangsstufe, die wiederum einen Impulsgenerator zur Erzeugung des Triggerimpulses oder der Triggerimpulskette enthält. Die bekannte Ausführungsform der Phasenanschnittsteuerung benötigt mithin zwei Zeitglieder, nämlich eines für den Phasenschieber zur Einstellung des Zündzeitpunkts und eines zur Pulserzeugung in der Ausgangsstufe.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren für eine Phasenanschnittsteuerung anzugeben, durch das der Beschal tungsauf wand für die monolithisch integrierte Schaltung gering gehalten und bei niedrigem Stromverbrauch für die Schaltung nur ein Impuls pro Halbperiode verhältnismäßig

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geringer Dauer zur Zündung des Triacs bzw. der Thyristoren bereitgestellt wird.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung für ein Verfahren der eingangs angegebenen Art dadurch gelöst, daß der Zündimpuls so lange andauert, bis der Kondensator durch eine weitere Aufladung eine intern vorgegebene Referenzspannung erreicht.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Verfahrens nach der Erfindung sieht vor, daß bei Erreichen des Schwellwertes der Kondensator über den Komparator entladen und gleichzeitig ein den Zündimpuls lieferndes Speicher-Flip-Flop gesetzt wird, durch das zum einen noch zusätzlich eine zweite Konstantstromquelle auf den Kondensator geschaltet und zum anderen die intern vorgegebene Referenzspannung auf den Komparator gegeben wird, daß dann der Kondensator durch die beiden Konstantstromquellen aufgeladen wird, und daß bei Erreichen der Referenzspannung der Kondensator über den Komparator erneut entladen wird, wodurch das Speicher-Flip-Flop zurückgesetzt sowie die zweite Konstantstromquelle abgeschaltet werden, während die Referenzspannung am Komparator noch bis zum Nulldurchgang der Netzspannung und/oder des Netz-

Stromes ansteht.

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In spezieller weiterer Ausbildung des Verfahrens wird erst durch das Setzen des Speicher-Flip-Flops der Schaltungsausgang, insbesondere der Ausgangsverstärker der monolithisch integrierten Schaltung freigegeben.

Das angegebene Verfahren benötigt nur einen zeitbestimmenden Kondensator für die Rampenspannung und die Zündimpulsbreite. Darüber hinaus ist der Stromverbrauch gegenüber den bekannten Verfahren verhältnismäßig stark reduziert. Damit ist auf vorteilhafte Weise sowohl die Gesamtzahl der Bauelemente als auch deren Verlustleistung auf ein Minimum verringert.

Das Verfahren nach der Erfindung soll für ein Durchführungsbeispiel mittels einer geeigneten Schaltung im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert werden. Es zeigen

Figur 1 ein Blockschaltbild"der Schaltung und Figur 2 ein Funktionsdiagramm für einzelne Schaltungselemente ,

In Figur 1 ist im Blockschaltbild in strichpunktierter Umrandung eine monolithisch integrierte Schaltung für eine Phasenanschnittsteuerung dargestellt. Die Schaltung gibt über ihren Ausgang, dem ein Ausgangsverstärker A vorgeschaltet ist, Zündimpulse auf ein Triac TR, durch das eine Last Z in einem Lastkreis unter gewünschtem Phasenanschnitt eingeschaltet wird. -

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Die Stromversorgung der integrierten Schaltung erfolgt durch das integrierte Element V, das auch der Gleichrichtung und Begrenzung des aus einem Wechselspannungsnetz eingespeisten Stromes dient. Dem Element V ist eine übliche Glättungskapazität C_G zugeordnet.

Die Schaltung ist mit einem Kondensator C beschaltet. Anders als bei herkömmlichen Schaltungen, die zur Phasenverschiebung des Zündimpulses und dessen Impulsbreite zwei getrennte RC-Glieder benötigen, werden hier in vorteilhafter Weise beide Funktionen aus nur diesem einen Kondensator abgeleitet.

Zunächst wird die Phasenlage des Zündzeitpunktes in der bekannten Form des Vergleiches zwischen einer netzsynchronen Rampenspannung und einem vorgegebenen Sollwert bestimmt. Der Kondensator C wird dazu im Nulldurchgang der Netzspannung über einen Nullspannungsdetektor U , ein Gatter G 2 und einen Schalter S 2 entladen. Nach Ablauf des Nulldurchgangsimpulses wird der Kondensator C aus einer Konstantstromquelle K l, deren Wert wegen der unvermeidlichen Toleranz des Kondensators C extern über einen Widerstand R einstellbar ist, aufgeladen. Eine Steuerspannung U__ bzw. die Differenz zwischen einem Spannungssoll-U_c und einem Spannungsistwert U_T, die der Schaltung eingegeben wird, bestimmt den Schwellwert ,der von der durch die Aufladung des Kondensators C erzeugten Rampenspannung

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erreicht werden muß, um den Zündzeitpunkt festzulegen. Erreicht die vom Kondensator C gelieferte Rampenspannung den vorgegebenen Schwellwert, zündet ein die Funktion des Komparators übernehmender Thyristor T und setzt seinerseits ein nachfolgendes Speicher-Flip-Flop F 1. Der Q-Ausgang des Speicher-Flip-Flops F l gibt einmal den Ausgangsverstärker A frei, schaltet zusätzlich zu der Konstantstromquelle K 1 eine zweite Konstantstromquelle K 2 auf den Kondensator C und legt über ein RS-Flip-Flop F 2 und ein "ODER"-Gatter G 1 einen Schalter Sl auf eine intern vorgegebene Referenzspannung U_ um.

Der Kondensator C wird nun durch die Konstantstromquellen K l und K 2 aufgeladen bis seine Spannung (U^) die Referenzspannung U„ erreicht. Die Dauer dieser Aufladung entspricht der Impulsbreite (t ) des Ausgangsimpulses,also* des Zündimpulses. Erreicht die Kondensatorspannung den Wert U_, zündet der Thyristor T erneut und setzt das Speicher-Flip-Flop F l wieder in den Ausgangszustand zurück. Der Zündimpuls wird dadurch beendet und die Konstantstromquelle K 2 abgeschaltet. Das RS-Flip-Flop F 2 hält den Schalter S 1 aber nach wie vor, so daß am Thyristor T die interne Referenzspannung U_R verbleibt. Der Wert von U_R ist größer als die maximale Steuerspannung U_Srp, ' so daß damit zuverlässig verhindert wird, daß mehr als ein Zündimpuls pro Halbperiode der Netzspannung abgegeben werden kann. Das ist besonders deshalb von Bedeutung,

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weil der Energieinhalt des Ausgangsimpulses größer ist als der Eigenbedarf der Schaltung pro Halbwelle. Im nächstfolgenden Nulldurchgang der Netzspannung setzt der Nulldurchgangsdetektor U₀ das RS-Flip-Flop F 2 zurück, entlädt den Kondensator C wieder über das Gatter G 2 und den Schalter S 2 und stellt zusätzlich noch den Grundzustand des Speicher-Flip-Flops F l über das Gatter G 3 sicher.

Ferner ist noch ein Stromdetektor I₀ vorgesehen. Bei der Steuerung induktiver Last Z eilt nämlich der Laststrom der Netzspannung nach, das bedeutet, daß die Schaltung ohne Berücksichtigung des Stromes einen Zündimpuls schon während der Zeit liefern könnte, in der noch Strom mit einer der Netzspannung entgegengerichteten Polarität fließt. Das wiederum würde aber zu sogenanntem "Lücken" des Laststromes führen, da der nächste Zündimpuls ja erst wieder in der darauffolgenden Halbwelle erzeugt wird. Die Aussage, ob Laststrom fließt oder nicht, liefert der Triac selbst. Wird der Triac gezündet, springt

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die an der Elektrode/ anstehende Spannung vom Augenblickswert der Netzspannung auf den Wert der Durchlaßspannung des Triac. Unterschreitet der Laststrom gegen Ende der Halbwelle den Haltestrom des Triac, springt die Spannung wieder auf den gerade anstehenden Augenblickswert der Netzspannung. Der Stromdetektor fragt nun diese Triacspannung über einen Widerstand Rg ab und verriegelt die Impulserzeugung über das Gatter G

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und den Schalter S 1 durch Hochlegen der Referenzspannung, solange der Triac gezündet ist.I Da der Triac bei ohmscher Last Z unter Umständen schon kurz vor dem Nulldurchgang der Netzspannung löscht - bei Unterschreiten des Haltestromes muß das RS-Flip-Flop F 2 verhindern, daß ein evtl. zweiter Zündimpuls generiert wird.

Mit Ü ist ein integriertes zusätzliches Element bezeichnet, das über die Gatter G 2 und G 3 in die Schaltung eingreifen kann und mit welchem die Betriebsspannung der Schaltung überwacht wird.

In der Figur 2 sind in Zuordnung zur Netzspannung U die zeitlichen Verläufe der Spannungen einzelner Schaltungselemente in Übereinstimmung mit den vorstehend beschriebenen Funktionsweisen dargestellt.

Mit Uq ist der Verlauf der Ausgangsspannung des Nulldetektors bezeichnet. Dieser gibt bei jedem Nulldurchgang der Netzspannung U_n einen Impuls der Dauer t _Q ab. Bei Abgabe dieses Impulses wird der Kondensator C auf einen Wert U_s? entladen und dann durch die Konstantstromquelle K l aufgeladen, so daß seine Spannung U_c als Rampe ansteigt, bis sie den Wert der Steuerspannung U₅₁ erreicht* Darauf erfolgt die Entladung des Kondensators über den Thyristor T auf einen Kinimalwert

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^UMIN ^^{er Ram}P^ensP^annun9 ^und eine erneute schnelle Aufladung (durch die Konstantstromquellen K 1 und K 2) bis die Kondensatorspannung U_ den Wert U_R der intern vorgegebenen Referenzspannung erreicht und durch erneutes Zünden des Thyristors T wieder auf den Wert U_MIN abgesenkt wird. Der Wert von U_R ist stets derart gewählt, daß er größer ist als die maximal eingebbare Steuerspannung U„_, Zwischen dem ersten und zweiten beschriebenen Entladen des Kondensators C wird von der Schaltung der gewünschte Zündimpuls als Spannungsimpuls U der

Dauer t auf die Steuerelektrode des Triacs gegeben. Zur Verp

deutlichung de» Spannungsverläufe ist noch die Steuerspannung U_n, des Thyristors T über der Zeit t aufgetragen.

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Claims

Licentia Patent-Verwaltungs-GmbH Frankfurt/Main, Theodor-Stern-Kai 1 Hamilton/se BI 74/73 Harn Patentansprüche

1. Verfahren zur Phasenanschnittsteuerung durch eine monolithisch integrierte Schaltung, bei der der Zeitpunkt für den von ihr abzugebenden Zündimpuls dadurch bestimmt ist, daß eine mittels eines zugeschalteten, aus einer internen Konstantstromquelle der Schaltung gespeisten Kondensators erzeugte, netzsynchrone Rampenspannung einen in seiner Höhe variabel vorgebbaren, an einem Komparator anliegenden Schwellwert erreicht, dadurch gekennzeichnet,

daß der Zündimpuls so lange andauert, bis der Kondensator durch eine weitere Aufladung eine intern vorgegebene Referenzspannung erreicht.

2. Verfahren nach Anspruch I₁
dadurch gekennzeichnet,

daß bei Erreichen des Schwellwertes der Kondensator

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über den Komparator entladen und gleichzeitig ein den Zündimpuls lieferndes Speicher-Flip-Flop gesetzt wird, durch das zum einen noch zusätzlich eine zweite Konstantstromquelle auf den Kondensator geschaltet und zum anderen die intern vorgegebene Referenzspannung auf den Komparator gegeben wird, daß dann der Kondensator durch die beiden Konstantstromquellen aufgeladen wird, und daß bei Erreichen der Referenzspannung der Kondensator über den Komparator erneut entladen wird, wodurch das Speicher-Flip-Flop zurückgesetzt sowie die zweite Konstantstromquelle abgeschaltet werden, während die Referenzspannung am Komparator noch bis zum Nulldurchgang der Netzspannung und/oder des Netzstromes ansteht.

3. Verfahren nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,

daß erst durch das Setzen des Speicher-Flip-Flops der Schaltungsausgang freigegeben wird.

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