DE3736381A1

DE3736381A1 - Schaltungsanordnung zur kontrolle von resonanz-leistungs-invertern/konvertern

Info

Publication number: DE3736381A1
Application number: DE19873736381
Authority: DE
Inventors: Tamas S Szepesi
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1986-11-18
Filing date: 1987-10-27
Publication date: 1988-05-19
Also published as: GB2197996B; JPS63136969A; GB2197996A; GB8726329D0; US4700285A

Description

Die Erfindung betrifft Schaltungen zur Kontrolle des Ausgangspegels von geschalteten Invertern/Konvertern und insbesondere eine kombi nierte PWM/FM-Regelung von geschalteten Resonanzkreisen unter Verwendung einer direkten, nicht linearen Kontrolle der Frequenz, um Einschaltverluste der Schaltelemente zu minimieren.

In der US-PS 45 35 399 ist eine Schaltung beschrieben, bei der Frequenzmodulation (FM) mit Impulsbreitenmodulation (PWM) kombiniert wird, um den Leistungsfluß von einer Quelle zu einer Resonanzlast zu kontrollieren.

Gemäß dieser Veröffentlichung wird ein Leistungsschalter dazu verwendet, eine Resonanzlast aus einer Gleichstromquelle zu treiben, während der Gleichstromeingang in einen Wechselstromtreiber konver tiert wird. Der Leistungsschalter ist impulsbreitenmoduliert, um den Leistungsfluß zu kontrollieren. Der in die Last fließende Strom wird abgetastet und der Abtastwert wird an den Eingang einer phasenverrasteten Schleife (PLL) gekoppelt. Der Oszillator in der PLL, der die Signalquelle im System ist, ist damit mit dem Laststrom phasenverrastet. Der PLL treibt einen Impulsbreitenmodulator, der ferner einen Eingang hat, der auf eine Gleich-Steuerspannung anspricht. Der Impulsbreitenmodulator betreibt eine Treibschaltung, die einen Spannungsverlauf liefert, der dazu verwendet wird, den Leistungs schalter zu treiben. Diese Kombination liefert einen Treiber- Spannungsverlauf an die Last, mit dem der Leistungsschalter präzise an den Laststrom-Nulldurchgängen betätigt wird. Das bedeutet nicht nur, daß der Leistungsschalter bei Strom Null eingeschaltet wird, sondern auch, daß er nahezu bei Spannung Null eingeschaltet wird. Wenn die Impulsbreite des treibenden Spannungsverlaufs variiert wird, wird die Frequenz des PLL-Ausgangs automatisch so getrieben, daß sie so kompensiert, daß das Einschalten des Leistungsschalters bei Strom Null für alle Impulsbreiten beibehalten wird.

Die Schaltung nach der US-PS 45 35 399 ändert also die Betriebs frequenz automatisch, so daß die sich ändernde Phase der beschrei benden Funktion der treibenden Schaltung aufgrund der Impulsbreiten modulation immer durch eine Änderung entgegengesetzten Vorzeichens der Phasenverschiebung der resonanten Last kompensiert wird.

Vor Bekanntwerden der Schaltung nach der US-PS 45 35 399 war es üblich, die Nulldurchgangs-Bedingung des Impulsbreitenmodulators für den Zustand maximaler Leistung einzustellen. Für jede andere Impulsbreiten bedingung erfolgte das Schalten nicht beim Nulldurchgang und der Schaltwirkungsgrad war verschlechtert. Die Schaltung nach der US-PS 45 35 399 stellt also eine erhebliche Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik dar. Die Kontrolltechnik nach der US-PS 45 35 399 erreicht eine Ausgangspegelkontrolle mit minimaler Frequenzverschiebung bei jedem Tastverhältnis, und kann deshalb als ideales PWM/FM-Modulations schema angesehen werden, sie hat jedoch den Nachteil, daß die Imple mentierung relativ komplizierte, aufwendige Schaltungen erfordert.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Technik verfügbar zu machen, mit der eine ideale kombinierte PWM/FM-Kontrolle von resonanten Invertern/ Konvertern angenähert wird, um Schaltverluste zu minimieren, und zwar mit sehr niedrigem Aufwand.

Diese und weitere Ziele der Erfindung werden wie folgt erreicht. Ein Leistungsschalter wird dazu verwendet, eine resonante Last von einer Gleichstromquelle zu treiben, die in einen Wechselstromantrieb kon vertiert wird. Der Leistungsschalter wird impulsbreitenmoduliert, um den Leistungsfluß zu kontrollieren. Der Impulsbreitenmodulator hat zwei Eingänge. Einer ist der Frequenzeingang, der von einem strom- oder spannungsgesteuerten Oszillator geliefert wird. Der zweite Eingang ist eine Steuerspannung, die die Impulsbreite bestimmt. Das Steuersignal für den gesteuerten Oszillator wird vom Steuersignal des Impulsbreitenmodulators über einen nichtlinearen oder stückweise linearen Funktionsformer erhalten, der so ausgelegt ist, daß die resul tierende Frequenz des gesteuerten Oszillators etwa die gleiche ist, als sie im Falle der idealen PWM/FM-Modulation bei der gegebenen Impulsbreite wäre.

Wie im Falle jeder Näherung ist die Annäherung des Funktionsformers an die Impulsbreiten-Frequenz-Kennlinie des idealen Systems niemals ideal genau. Das System muß so ausgelegt werden, daß im schlechtesten Fall das Einschalten des Leistungsschalters bei oder vor dem Strom nulldurchgang erfolgt, d. h., während der Strom durch eine antiparallele Diode des Stromschalters geleitet wird. Im Effekt ist das Einschalten verlustlos, weil es bei Strom Null und Spannung Null am Schalter er folgt.

Weitere Ziele und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung in Ver bindung mit der Zeichnung; in dieser zeigt

Fig. 1 schematisch einen konventionellen Schwingkreis mit einem Halb-Brücken-Treiber, der in einem typischen Parallel- Resonanz-Konverter/Inverter verwendet wird;

Fig. 2 ein Zeitdiagramm, das die charakteristischen Spannungs verläufe für die Schaltung nach Fig. 1 im Falle der traditionellen Frequenzmodulationskontrolle des Resonanz schaltens mit einem Tastverhältnis D = 0,5 und f - f _resonant veranschaulicht;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm, das die charakteristischen Spannungs verläufe für die Schaltung nach Fig. 1 bei der gleichen Frequenz wie in Fig. 2 veranschaulicht, jedoch mit kleinem Tastverhältnis;

Fig. 4 ein Zeitdiagramm, das die Spannungsverläufe der Schaltung nach Fig. 1 unter den Bedingungen entsprechend Fig. 3 veranschaulicht, wenn die ideale kombinierte Kontroll methode gemäß US-PS 45 35 399 verwendet wird;

Fig. 5 graphisch die Impulsbreiten/Frequenzverschiebungs-Kurven für die PWM-FM-Kontrollmethode gemäß US-PS 45 35 399 für unterschiedliche Schwingkreis-Q-Faktoren;

Fig. 6 graphisch eine gemäß der Erfindung stückweise lineare Näherung mit zwei Segmenten an die Impulsbreite/Frequenz verschiebungs-Kurve gemäß Fig. 5;

Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung der charakteristischen Spannungsverläufe der PWM-FM-kontrollierten Leistungsstufe unter Verwendung einer stückweise linearen Näherungs funktion gemäß der Erfindung;

Fig. 8 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung eines Parallel resonanz-Inverters, mit dem eine nichtlineare oder stück weise lineare Näherungstechnik gemäß der Erfindung verwendet wird;

Fig. 9 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Funktionsformers, der in der Schaltung nach Fig. 8 verwendet werden kann;

Fig. 10 graphisch die normierte Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der Impulsbreite für den idealen PWM-FM-Modulator und die angenäherte PWM-FM-Methode nach der Erfindung mit einer Näherungsfunktion mit einem einzelnen Segment; und

Fig. 11 graphisch den relativen Ausgangspegel über der Frequenz verschiebung für drei Modulationstechniken: konventionelle Frequenzmodulation, ideale PWM-FM gemäß US-PS 45 35 399 und eine Einzelsegment-Näherungs-PWM-FM nach der Erfindung.

Fig. 1 zeigt einen konventionellen Schwingkreis mit einem Halbbrücken- Treiber 10 der Art, die in einem typischen Parallelresonanz-Konverter/ Inverter verwendet wird. Leistungstransistoren T ₁₂ und T ₁₄ werden abwechselnd mit Treiber 10 leitend getrieben, der einen pulsierenden Gleichstrom V _B ₁₂ und V _B ₁₄ An Transistoren T ₁₂ bzw. T ₁₄ liefert.

Jedem Leistungstransistor T ₁₂ und T ₁₄ ist eine parallel geschaltete Diode D ₁₂ bzw. D ₁₄ assoziiert, die Strom in der entgegengesetzten Richtung leitet und deshalb eine Senke für den entgegengesetzten Strom zur Verfügung stellt. Der Eingang zum Koppelkondensator C ₂₀ wird also abwechselnd geerdet und dann mit dem Treiber 10 auf die volle Versorgungsspannung geschaltet. Dadurch entsteht ein pulsierender Treibstrom für die Last, wobei die Größe der gelieferten Leistung eine Funktion des Tastverhältnisses und der Frequenz des Treibers 10 ist. Der Kondensator C ₃₀ realisiert einen verlustlosen Dämpfer beim Ab schalten, indem die Änderungsrate der Spannung V 1 verlangsamt wird.

Fig. 2 zeigt die charakteristischen Spannungsverläufe für die Schaltung nach Fig. 1 im Falle konventioneller Frequenzmodulation mit einem Tastverhältnis D = 0,5 des Treibers 10 und einer Frequenz f < f _resonant. Ersichtlich ist im Einschaltmoment sowohl des Transistors T ₁₂ als auch T ₁₄ die Spannung am Transistor etwa Null, weil die assoziierte Diode D ₁₂ oder D ₁₄ den Strom leitet.

Fig. 3 zeigt die Spannungsverläufe für die gleiche Schaltung bei der gleichen Frequenz mit steigender Impulsbreite, d. h. das Tastverhältnis D ist erheblich kleiner als 0,5. Es ist leicht zu erkennen, daß in diesem Fall die Leistungstransistoren T ₁₂ und T ₁₄ nahezu bei maximalem Strom und maximaler Spannung einschalten. Das bedeutet, daß, wenn reine Impulsbreitenmodulation bei einem Resonanz-Inverter/Konverter angewandt wird, der Wirkungsgrad bei kleineren Ausgangspegeln erheblich fällt. Wenn andererseits reine Frequenzmodulation angewandt wird, führt das zu einer relativ hohen erforderlichen Frequenzver schiebung, die unerwünscht ist, weil diese die Größe des Kondensators C ₃₀ begrenzt und elektromagnetische Störungsprobleme durch das breitere Spektrum verursacht.

Wie oben erwähnt wurde, ist eine ideale Lösung dieses Problems in der US-PS 45 35 399 beschrieben. Die dort beschriebene Schaltung legt eine hochfrequente Rückkopplung einschließlich einer Phasenverrastungs schleife an, um den Einschaltmoment der Leistungstransistoren mit den Nulldurchgängen des Schwingkreisstromes zu synchronisieren, und zwar durch Änderung der Inverterfrequenz. Fig. 4 zeigt die Spannungs verläufe einer Schaltung nach der US-PS 45 35 399 bei kleinem Tast verhältnis.

Die durch die vorliegende Erfindung geschaffene Lösung ist eine Annähe rung an die ideale Methode, gemäß der US-PS 45 35 399. Für eine gerin gere Schaltungskomplexität wird eine etwas größer als ideale Fre quenzverschiebung innerhalb des Dynamikbereichs in Kauf genommen.

Fig. 5 zeigt die Impulsbreiten/Frequenzverschiebungs-Kurven für den idealen PWM-FM-Modulator gemäß US-PS 45 35 399 für unterschiedliche Q-Faktoren des Schwingkreises. Längs dieser Kurven kompensiert die Phasenverschiebung der Schwingkreisadmittanz immer die entgegenge setzte Phasenverschiebung der beschreibenden Funktion des impuls breitenmodulierten Treiber-Spannungsverlaufes, wie in der US-PS 45 35 399 beschrieben.

Erfindungsgemäß wird die in Fig. 5 gezeigte Idealkurve entsprechend dem niedrigst möglichen Q₀, der der stärksten Belastung entspricht, durch eine nichtlineare oder eine stückweise lineare Funktion in der Weise angenähert, daß sie immer auf der rechten Seite der ursprüng lichen Kurve verbleibt, wie in Fig. 6 dargestellt. In diesem Falle liefert die Frequenzverschiebung längs der Näherungsfunktion einen Frequenzwert, der immer größer als für den Idealfall notwendig ist. Dementsprechend ist die Phasenverschiebung des Schwingkreises immer größer als notwendig, um die Phasenverschiebung des Impulsbreiten modulators bei irgendeiner gegebenen Impulsbreite zu kompensieren. Wie in Fig. 7 veranschaulicht ist, gewährleistet das das gewünschte verlustlose Einschalten des Leistungsschalters vor den Nulldurch gängen des Laststroms.

Die nichtlineare Näherungsfunktion ist am leichtesten mit einer stück weise linearen Funktion zu realisieren. Diese kann jede beliebige Anzahl von Segmenten haben, aber eine Näherung mit zwei Segmenten, wie durch unterbrochene Linie L 2 in Fig. 6 dargestellt, ist in allen praktischen Fällen ausreichend. Eine geradlinige Näherung, d. h. ein einzelnes Segment L 1 in Fig. 6, ist in den meisten Anwendungs fällen ausreichend.

Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild eines Resonanz-Inverters/Konverters, in dem die PWM-FM-Näherungstechnik nach der Erfindung verwendet wird.

Die Signalquelle der in Fig. 8 dargestellten Schaltung ist ein Spannungs-(oder Strom-)gesteuerter Oszillator 52. Dieser liefert mit Hilfe eines Zeitkondensators 54 eine Sägezahnspannung oder einen dreieckigen Spannungsverlauf für den Takteingang 56 des PWM-Kompara tors 58. Die Spannung V _e am Steuereingang 60 kontrolliert die Impuls breite des Ausgangssignals 62 des PWM-Komparators 58. Das Ausgangs signal 62 des PWM-Komparators 58 liefert das Eingangssignal für einen Treiber 64. Der Treiber 64 weist Logikschaltungen auf, um ein alter nierendes Einschalten der beiden Transistoren der Leistungsstufe 66 zu gewährleisten (d. h. T ₁₂ und T ₁₉ in Fig. 1) und führt die erforder lichen Signalpegelübersetzungen durch, um die Steuerelektroden der Leistungsschaltelemente zu treiben (die Leistung schaltenden Elemente können Transistoren sein, FETs, IGTs, COMFETs, usw.).

Die Leistungsstufe 66 treibt den Resonanzkreis 68, durch den eine Last 70 mit der Leistungsstufe 66 gekoppelt ist. Der Resonanzkreis 68 kann ein Parallelschwingkreis sein, wie in Fig. 1 dargestellt, es kann jedoch auch ein Reihenresonanzkreis im Falle von Reihenresonanz- Invertern/Konvertern sein. Die Last 70 kann direkt mit dem Resonanz kreis gekoppelt sein, wie in Fig. 1 und 6 dargestellt, oder über einen Transformator, wenn eine Impedanzanpassung oder Isolation notwendig ist. Sie kann auch über Gleichrichter angekoppelt werden, wenn ein Gleichstromausgang benötigt wird (beispielsweise im Falle von Gleich spannungs-Umspannern).

Der Ausgangspegel des Inverters/Konverters kann mit Spannung V _e kontrolliert werden. Wie oben erwähnt, kontrolliert diese Spannung die Impulsbreite des Treibersignals für Leistungsstufe 66. Die gleiche Spannung V _e wird dem Eingang einer Funktionsformerschaltung 50 zuge führt, die die notwendige Abstimmspannung V _c oder den Abstimmstrom I _c für den gesteuerten Oszillator 52 erzeugt, um die Oszillatorfrequenz entsprechend den oben beschriebenen Forderungen nach der Erfindung zu kontrollieren.

Wenn eine enge Kontrolle der Ausgangspegel erforderlich ist, kann die Spannung V _e in einer geschlossenen Schleife über einen Abweichungs verstärker 72 kontrolliert werden. Der Abweichungsverstärker 72 ver gleicht die gleichgerichtete Ausgangsspannung V _FB des Konverters mit einer Bezugsspannung V _ref und liefert die entsprechende Steuerspannung V _e für den Konverter, um V _FB = V _ref aufrechtzuerhalten.

Es gibt viele gut bekannte Möglichkeiten zur Realisierung der geeigneten stückweise linearen Funktion des in Fig. 8 gezeigten Funktionsformers 50. Fig. 9 zeigt eine Ausführungsform einer einfachen Schaltung, die den Funktionsformer 50 für ein oder zwei Segmente im Falle eines strom gesteuerten Oszillators realisiert. Die zusätzliche Schaltung für das zweite Segment ist mit der unterbrochenen Linie in Fig. 9 eingeschlossen. Ersichtlich ist die zu einer konventionellen PWM- Schaltung hinzuzufügende Schaltung minimal.

Wie in Fig. 9 gezeigt ist, ist der Abstimmstrom I _c des stromgesteuerten Oszillators 52, d. h. der Ausgangsstrom des Funktionsformers 50, der Kollektorstrom eines Transistors T ₁₆, der gleich dem Kollektorstrom eines Transistors T ₁₇ ist, wobei angenommen wird, daß die Transi storen T ₁₆ und T ₁₇ ideal angepaßt sind und β ∼ ∞. Das heißt, der Abstimmstrom I _c ist die Summe der Kollektorströme der Transistoren T ₁₂ und T ₁₄. Die Neigung des ersten Segmentes wird durch einen Wider stand R ₁ eingestellt und die Position wird durch die Spannung V _BR ₁ eingestellt. Im Falle einer Näherung mit zwei Segmenten beginnt der Transistor T ₁₄ bei V _e < V _BR ₂ zu leiten und addiert Strom zum Aus gangsstrom. Der Neigungsanstieg wird durch den Wert eines Widerstandes R ₅ festgelegt, während die Position des Knickpunktes durch Spannung V _BR ₂ eingestellt wird. Transistoren T ₁₃ und T ₁₅ stabilisieren die Knickpunktspannungswerte gegenüber der Temperatur.

Die Schaltung kann auf eine beliebige Anzahl von Segmenten (Knick punkten) erweitert werden, indem Transistorpaare und Skalierwider stände der Schaltung hinzugefügt werden.

Fig. 10 zeigt die Impulsbreiten-Ausgangspegel-Transferfunktion des PWM-FM-Modulators nach der Erfindung im Vergleich mit dem idealen Synchronfall, der in der mehrfach erwähnten US-PS 45 35 399 disku tiert wird. Ersichtlich ist die Transferfunktion in der Näherung mit einem einzelnen Element etwas stärker nichtlinear als der Idealfall. Wenn eine bessere Näherung (zwei oder mehr Segmente) gewählt wird, liegt die entsprechende Kurve zwischen den beiden dargestellten Kurven, sehr nahe an der Idealkurve.

Fig. 11 zeigt den relativen Ausgangspegel über der notwendigen Fre quenzverschiebung für drei Kontrolltechniken: Konventionelle FM, ideale PWM-FM gemäß US-PS 45 35 399 und PWM-FM-Näherung mit einem einzelnen Segment gemäß der Erfindung. Wieder ist die Kurve umso näher an der idealen Kurve, je besser die gewählte Näherung ist, d. h. um so weniger Frequenzvariation ist erforderlich, um den gleichen Dynamik bereich zu erreichen.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Kontrolle von Resonanz-Leistungs-Invertern/ Konvertern mit einer kombinierten PWM-FM-Methode bestehend aus:

(a) einem Leistungsschalter bestehend aus zwei gesteuerten Leistungs schaltelementen zum Transferieren von Energie von einer Gleichstrom quelle über eine Resonanz-Koppelschaltung zu einer Last;
(b) zwei zu den kontrollierten Schaltelementen parallelen Dioden, die einen unidirektionalen Stromweg um das zugehörige Schaltelement zur Verfügung stellen, wenn dieses abgeschaltet ist;
(c) einer Treiberschaltung, die ein Treibersignal an die Steuerelektroden der beiden Leistungsschaltelemente liefert;
(d) einem Impulsbreitenmodulator mit einem ersten Eingang, der zur Aufnahme eines Zeitsignals von einem spannungs- oder stromgesteuerten Oszillator geschaltet ist, und einem zweiten Steuereingang, der zur Aufnahme einer Steuerspannung geschaltet ist, die die Impuls breite der Ausgangsimpulsfolge des Impulsbreitenmodulators kon trolliert, wobei der Ausgang das Eingangssignal für die Treiber schaltung bildet;
(e) einem spannungs- oder stromgesteuerten Oszillator, dessen Zeitsignal mit dem ersten Eingang des Impulsbreitenmodulators ver bunden ist und der einen Frequenzsteuereingang aufweist, der mit dem Ausgang eines nichtlinearen Funktionsformers verbunden ist, wobei die Frequenz des spannungs- oder stromgesteuerten Oszillators mit der an den Frequenzsteuereingang gelegten Spannung bzw. dem an diesen gelegten Strom kontrolliert wird; und
(f) einer Funktionsformerschaltung, deren Eingang mit der Steuer spannung verbunden ist, während die Ausgangsspannung bzw. der Ausgangs strom des Funktionsformers mit dem Frequenzsteuereingang des spannungs- oder stromgesteuerten Oszillators verbunden ist, um die Frequenz des Oszillators als eine einwertige nichtlineare Funktion der Steuer spannung zu kontrollieren.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die nichtlineare Transfer funktion des nichtlinearen Funktionsformers derart ist, daß bei jeder Impulsbreite die Oszillatorfrequenz durch den Funktionsformer auf einen Wert getrieben wird, der gewährleistet, daß der Leistungs schalter entweder exakt beim Nulldurchgang des Eingangsstroms eines Resonanzkopplungskreises oder während der Zeit einschaltet, in der Strom durch die parallel zum zugehörigen, einzuschaltenden Leistungs schaltelement geschaltete Diode geleitet wird, so daß im wesent lichen Spannung Null und im wesentlichen Strom Null für das Leistungs schaltelement im Einschaltmoment gewährleistet wird, so daß sich ein minimaler Dynamikschaltverlust ergibt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei der die nichtlineare Trans ferfunktion durch eine segmentierte stückweise lineare Funktion aus einem linearen Segment angenähert ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei der die nichtlineare Trans ferfunktion durch eine segmentierte stückweise lineare Funktion mit mehreren linearen Segmenten angenähert ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, mit der eine Ausgangsgröße des Leistungs-Inverters/Konverters in der Weise stabilisiert wird, daß die Steuerspannung als die Ausgangsspannung eines Abweichungs verstärkers mit hoher Verstärkung erzeugt wird, von dem ein Eingang mit einer Spannung proportional der zu stabilisierenden Ausgangsgröße der Leistungs-Inverter/Konverter-Schaltung verbunden ist, und dessen anderer Eingang mit einer Bezugsspannung verbunden ist, so daß die Ausgangsgröße nahezu konstant gehalten wird und ihr Wert durch die Bezugsspannung kontrolliert wird.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, bei der die Ausgangsgröße die Ausgangsspannung des Leistungs-Inverters/Konverters ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, bei der die Ausgangsgröße der Ausgangsstrom des Leistungs-Inverters/Konverters ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, bei der die Ausgangsgröße die Ausgangsleistung des Leistungs-Inverters/Konverters ist.