DE10251148A1

DE10251148A1 - Nachreglernetzteil

Info

Publication number: DE10251148A1
Application number: DE10251148A
Authority: DE
Inventors: Jeffrey John Boylan; Gary Robert Kidwell
Original assignee: Innoveta Technologies Inc
Current assignee: Innoveta Technologies Inc
Priority date: 2001-10-31
Filing date: 2002-10-31
Publication date: 2003-05-15
Also published as: JP2003153537A; US6490179B1

Abstract

Die vorliegende Erfindung ist eine Architektur für eine Nachreglerspannungsschaltung, welches ein Voraustriggersignal zum Triggern der Nachreglerrampe benutzt. Dieses Voraustriggersignal antizipiert den Beginn und/oder das Ende eines Leistungszyklus und kann benutzt werden, um alle sekundären Gleichrichterschalter mit optimalem Timing zu synchronisieren, um Querleitung und Gehäusediodenleitung zu minimieren. Die Architektur kann benutzt werden, um eine nicht festgelegte Zahl von Nachreglern aneinanderzureihen. Die vorliegende Erfindung bietet den Hilfsausgängen dieselbe Regulationsspanne, wie sie für den Hauptausgang möglich ist, selbst unter Leichtlastbedingungen. Statt den Beginn oder das Ende eines Leistungszyklus zu ermitteln, antizipiert die vorliegende Erfindung den Beginn und/oder das Ende des Leistungszyklus, indem die von der Feedbackschleife für den Hauptausgang generierte Pulsfolge benutzt wird. Dies erlaubt dem Schaltkreis, die Schalter auf den Beginn des Leistungszyklus vorzubereiten und vermeidet Probleme, die mit inhärenten Laufzeitverzögerungen im Schaltkreis auftreten. Durch das Voraustriggersignal können alle Schalter mit präzisem Timing getrieben werden.

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Netzsystem und speziell auf eine Methode und eine Vorrichtung zur Bereitstellung von Nachregulierung von einem Schaltnetzteil mit mehreren Ausgängen.

Beschreibung des Stands der Technik

Integrierte Schaltkreise setzen ihren Trend in Richtung höherer Transistordichten und kleinerer Funktionsgröße fort. Während sich die Technologie für die verschiedenen Vorrichtungen in Richtung verschiedener Anforderungen an die Spannungsquellen verschiebt, wurden mehrere Niederspannungsstandards etabliert. Während frühere "logische Schaltkreise" 5 V benutzten, verlangen die heutigen 5 V, 3.3 V, 2.8 V, 2.5 V 2.0 V, 1.8 V, 1.5 V 1.2 V 0.9 V und andere. Als Konsequenz sind gemischte Niederspannungssysteme gebräuchlich geworden.
Die Packungsdichten und thermischen Anforderungen sind genauso kontinuierlich mit jeder neuen Produktgeneration gewachsen. Als Ergebnis besteht ein Bedarf an Leistungswandlern mit hoher Dichte, hoher Effizient und mehreren Ausgängen mit unabhängiger Regulierung, um diese Systeme mit Energie zu versorgen.
Eine weitere Anforderung an einen Mehrausgangsleistungswandler ist Flexibilität. Weil nur wenige Applikationen genau dieselbe Kombination von Ausgangsspannungen und Ausgangsströmen benötigen, sollte ein erfolgreiches Katalogprodukt eine Vielzahl von Applikationen ansprechen. Diesem Vielseitigkeit kann durch einstellbare Ausgangsspannungen und eine flexible Ausgangslast erreicht werden.
Während der Entwicklung von Spannungsquellen mit der benötigten Flexibilität wurden mehrere Ansätze im Stand der Technik vorgeschlagen. Einige Ansätze benutzen lineare Regulierung, aber eine solche Technik resultiert in geringer Effizienz, speziell wenn große Variationen in der Eingangsspannung vorhanden sind, und ist limitiert auf Leistungswandler, bei denen der Laststrom des Hilfsausgangs relativ gering ist. Auch wurde ein Magnetverstärker-Ausgangsregulator als Vorrichtung zur Regulierung mehr als eines Ausgangs einer Schaltquelle benutzt. Jedoch tendieren die Magnetverstärker dazu, sperrig, teuer und verlustbehaftet (speziell wenn die Schaltfrequenz hoch ist) zu sein und haben eine beschränkte Kontrollspanne, da Minimumverzögerungszeiten die maximal erzielbare Ausgansgsspannung in den Hilfsausgängen reduzieren. Ein anderer vorgeschlagener Ansatz ist Querregulierung. Dieser Ansatz benutzt die Wicklungsverhältnisse in den Transformatoren, um das Verhältnis zwischen dem Haupt- und dem Hilfsausgang festzusetzen. Die Nachteile der Querregulierung beinhalten eine schlechte Regulierung, eine schlechte Auflösung in der Wahl des Verhältnisses und keine unabhängige Ausgangseinstellung. Ein weiterer Ansatz bestand darin, einen oder mehrere Abwärtskonverter an den Ausgang des Hauptkonverters anzuschließen, um unabhängig geregelte Ausgänge bereitzustellen. Jedoch resultiert dies darin, daß Rauschen zum Hauptausgang zurückreflektiert wird. Dieses Rauschproblem kann vermieden werden, wenn die Hilfsausgänge von der pulsierenden Spannung an der sekundären Seite des Transformators statt vom Ausgang des Hauptkonverters abgeleitet werden. Dieser neueste Ansatz wird gemeinhin als schaltende Nachregler bezeichnet.
Ebenfalls wurden Phasenmoduliertechniken für schaltende Nachregler angewandt, um die Hilfsausgänge zu regeln. Sowohl Vorder- wie Hinterflankenmodulationstechniken wurden im Stand der Technik vorgeschlagen. Während die Hinterflankenmodulation (Vorderflankensynchronisation) eine gangbare Option ist, verkompliziert sie die Benutzung von Primärpeak-Strommodus-Kontrolle des Hauptausgangs. Während der Hinterflankenmodulation resultiert die Beendigung des Nachregelungspulses in einem Stromsignal in dem primären Schalter mit einem Spitzenwert, der nicht unbedingt während des Endes des Arbeitszykluspulses auftritt. Dies kann in Stromkontrollinstabilitäten resultieren. Ähnlich kann die Begrenzung von Primärseiten-Spitzenstrom bei einer Hinterflankenmodulation, welche entweder Spitzenstromkontrolle oder Spannungsmodenkontrolle benutzt, kompliziert sein, weil es zwei Strompeaks im fnduktorstrom gibt, welches es schwierig macht, den richtigen Peak für das Stromlimit zu detektieren, Vorderflankenmodulation (Hinterflankensynchronisation) vereinfacht die Begrenzung von Primärseiten-Spitzenstrom, indem gesichert wird, daß der Stromwert am Ende des Leistungslieferzyklusses den Spitzenwert erreicht.
Ein typisches Beispiel für einen Vorderflankenmodulationsansatz ist ein von der Cherry Semiconductor Corp. (jetzt Teil von ON Semiconductor) hergestelltes Sekundärseiten-Nachreglersteuergerät für Gleichstrom-Mehrausgangswandler, welches die Produktnummer CS5101 besitzt. Eine Beschreibung dieses Produktes kann in "Secondary Side Post Regulator for AC/DC and DC/DC Multiple Output Converters" von Cherry Semiconductor vom März 1997 gefunden werden und wird hiermit als Literaturhinweis eingefügt, als ob es nunmehr ganz ausgeführt werden würde. Der Nachreglerkontrollschaltkreis sichert, daß die Hinterflanken der Haupt- und Hilfsausgänge synchronisiert sind. Eine Rampe wird erzeugt und am Start des Hauptleistungslieferzyklusses und des Anschalten des synchronen Schalters getriggert. Abhängig vom Fehler der Ausgangsspannung des Hilfsausgangs wird eine Verzögerung zwischen dem Hauptleistungszyklus und dem Anschalten des synchronen Schalters generiert. Eine Vorderflankenmodulation des Hilfsausgangs ist erreicht. Während gute Effizienz, gute Regulation und ein geringes Ausgangsrauschen mit diesem Schema erzielt werden können, gibt es immer noch eine Kontrollschaltkreislaufzeitverzögerung zwischen der Detektion des Starts des Leistungszyklusses und dem Anschalten des kontrollierten Vorwärtsgleichrichters. Dies limitiert die Spanne der Hilfsausgänge aufgrund von Arbeitszyklusverlust der Hilfsausgänge in Hinsicht aufi den Hauptausgang. Dieses Problem verschärft sich, mit der Erhöhung der Schaltfrequenz. Eine Benutzung der rauschenden sekundären Windungswellenfiorm zum Synchronisieren und Triggern der Rampe kann außerdem unerwünschtes Flackern oder Instabilität erzeugen.
Nunmehr bezugnehmend aufi Fig. 1 wird ein schematisches Diagramm eines Vorderflankenmodulationsleistungswandlers nach dem Stand der Technik gezeigt. Dieser Schaltkreis wird noch genauer im US. Patent No. 6,222,747 von Rinne et al. mit dem Titel "Post Regulation Control Circuit for a Switch Mode Power Supply with Multiple Outputs" (Nachreglersteuerschaltung für einen Mehrfachausgangsschaltnetzteil, EP 1 020 979) vom 24. 04. 2001 beschrieben, welches hier durch Literaturhinweis eingefügt wird, als ob es nunmehr ganz ausgeführt würde. Rinne et al. offenbaren das Zurücksetzen des Kippgenerators durch Detektion des Endes des Leistungszyklus. Rinne et al. zeigen auch diodengleichgerichtete Hauptausgänge in den bevorzugen Ausführungsformen. Während der Rinne-Ansatz Vorteile durch die Erhöhung der Regulationsspanne des Nachreglers bietet, ist der Nachregler nicht geeignet, aufgrund des reduzierten Arbeitszyklus und diskontinuierlichem Induktorstrom eine Regelung während Perioden von Niederlast an dem diodengleichgerichteten Hauptausgang aufrechtzuerhalten. Weiterhin wird, obwohl die Benutzung von Diodengleichrichtern kein Treibertiming für den Hauptausgang erfordert, die Effizienz des Wandlers beeinträchtigt, wenn solche Diodengleichrichter benutzt werden. Bei dem von Rinne et al. offenbarten Diodengleichrichter kann diskontinuierlicher Induktorstrom bei Lastströmen nahe Null nicht vermieden werden. Ein diskontinuierlicher Modus wird unter dem kritischen Laststrompunkt auftreten, weil die Diodengleichrichter keinen negativen Stromfluß erlauben. Somit wird im diskontinuierlichem Modus die Spannungstransferfunktion abhängig von der Last. Wenn die Last an dem Hauptausgang Null erreicht, muß der Arbeitszyklus reduziert werden, um Regulierung des Hauptausganges aufrechtzuerhalten. Diese Reduktion im Arbeitszyklus reduziert die Seite des für die Nachregler verfügbaren Leistungszyklusses und verursacht eventuell diese, die Regulation zu verlieren. Für eine detailliertere Beschreibung von kontinuierlichem gegenüber diskontinuierlichem Modus sei auf das Lehrbuch mit dem Titel "Modern DC-to- DC-Switchmode Power Converter Circuits" von Severens und Bloom aus dem Jahre 1985 verwiesen, welches hiermit als Literaturhinweis eingefügt wird, als ob es nunmehr ganz ausgeführt würde.
Rinne et al. zeigen außerdem kein Timing oder Treiben des Hauptausganggleichrichters für den Fall, daß Synchrongleichrichter im Hauptausgang benutzt werden. Rinne et al. offenbaren außerdem die Erfassung des Endes des Leistungszyklusses durch Erfassung einer rauschenden sekundären Windungsspannung. Als Ergebnis kann dieses Rauschen unerwünscht in den Nachregler-Kippgenerator einkoppeln.
Es stellt sich also das Problem, eine Nachreglerarchitektur für einen Leistungswandler zu schaffen, welche die volle Regulationsspanne selbst während Perioden von Leichtlast an dem Hauptausgang bietet. Die Architektur sollte Mittel für die Synchronisation bereitstellen und ein präzises Treiben aller sekundären Gleichrichterschalter in beiden Ausgängen gewährleisten. Die Architektur sollte die im Stand der Technik aufgefundenen Rauschkopplungsprobleme eliminieren und gleichzeitig eine effiziente und kostengünstige Regulation der Haupt- und Hilfsausgänge gewährleisten.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist eine Architektur für eine Nachreglerspannungsschaltung, welches ein Voraustriggersignal zum Triggern der Nachreglerrampe benutzt. Dieses Voraustriggersignal antizipiert den Beginn und/oder das Ende eines Leistungszyklusses und kann benutzt werden, um alle sekundären Gleichrichterschalter mit optimalem Timing zu synchronisieren, um Querleitung und Gehäusediodenleitung zu minimieren. Die Architektur kann benutzt werden, um eine nicht festgelegte Zahl von Nachreglern aneinanderzureihen. Die vorliegende Erfindung bietet den Hilfsausgängen dieselbe Regulationsspanne, wie sie für den Hauptausgang möglich ist, selbst unter Leichtlastbedingungen. Statt den Beginn oder das Ende eines Leistungszyklusses zu ermitteln, antizipiert die vorliegende Erfindung den Beginn und/oder das Ende des Leistungszyklusses, indem die von der Feedbackschleife für den Hauptausgang generierte Pulsfolge benutzt wird. Dies erlaubt dem Schaltkreis, die Schalter auf den Beginn des Leistungszyklusses vorzubereiten und vermeidet Probleme, die mit inherenten Laufzeitverzögerungen im Schaltkreis auftreten. Durch das Voraustriggersignal können alle Schalter mit präzisem Timing getrieben werden. Weil das Voraustriggersignal nicht hohen Strömen oder mit dem Leistungsübertragungsbetrieb assoziierten Leckinduktivitätsschwingungen ausgesetzt ist, stellt es ein Signal mit viel geringerem Rauschen und einem vorhersagbareren Timing bereit.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die neuen Merkmale, die als charakteristisch für die Erfindung angesehen werden, sind in den beigefügten Ansprüchen ausgeführt. Die Erfindung selbst, genau wie eine bevorzugte Benutzungsform, sowie weitere Ziele und Vorteile werden am besten durch Bezug auf die folgende detaillierte Beschreibung einer beispielhaften Ausführungsform zusammen mit den beigefügten Zeichnungen verstanden werden, dabei ist:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle nach dem Stand der Technik;
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle mit Synchrongleichrichtern gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 3 ist ein Zeitdiagramm typischer Signale für den Schaltkreis nach Fig. 2;
Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm des Schaltkreises nach Fig. 2, wobei der gewünschte Wert des Hilfsausgangs Null ist;
Fig. 5 ist ein Zeitdiagramm des Schaltkreises nach Fig. 2 wobei der gewünschte Wert des Hilfsausganges dieselbe Höhe wie der Wert des Hauptausganges erreicht.
Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle gemäß einer Ausführungsform der Erfindung mit Diodengleichrichtern;
Fig. 7 ist ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle gemäß einer Ausführungsform der Erfindung mit Isolationsschaltkreisen;
Fig. 8 ist ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle gemäß einer Ausführungsform der Erfindung mit einem zweiendigen Transformatortreiberschaltkreis;
Fig. 9 ist ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, bei dem die Fallflanke des Treibersignals für einen Synchronschalter benutzt wird, um den Kippgenerator zurückzusetzen;
Fig. 10 ist ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, bei der die Steigflanke des Treibersignals für einen Synchronschalter benutzt wird, um den Kippgenerator zurückzusetzen;
Fig. 11 ist ein schematisches Diagramm eines Flankenkopplungsschaltkreises, der als Kippgenerator für die Spannungsquelle aus Fig. 10 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung benutzt werden kann; sowie
Fig. 12 ist ein schematisches Diagramm eines Flankenkopplungsschaltkreises, der als Kippgenerator für die Spannungsquelle aus Fig. 9 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung benutzt werden kann.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Bezugnehmend auf Fig. 2 wird ein schematisches Diagramm einer nachregulierten Spannungsquelle mit Synchrongleichrichtern gemäß einer Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Die Hauptschleifenrückkopplung reguliert V_OUT1 durch Modulation des Arbeitszyklus von Schalter Q1. Der Regelungsverstärker 205 vergleicht die Ausgangsspannung V_OUT1 mit einem Referenzsignal und generiert ein verstärktes Fehlersignal V_ERROR1, basierend auf der Differenz. Das verstärkte Fehlersignal V_ERROR1 wird an den Pulsweitenmodulator ("PWM") 210 weitergegeben, welcher eine Pulsfolge generiert, bei der die Pulsweite proportional zum Fehlersignal V_ERROR1 ist. Der Ausgang des PWM 210 wird hier als "Voraustriggersignal" bezeichnet, weil es benutzt wird, den Beginn oder das Ende des Leistungszyklusses zu antizipieren. In anderen Worten kann das "Voraustriggersignal" benutzt werden, um einen Übergang des Leistungzyklusses von An nach Aus und von Aus nach An zu ermitteln. Diese Pulsfolge ist für die Kontrolle des Arbeitszyklusses von Schalter Q1 eingerichtet. Wenn der Arbeitszyklus von Q1 moduliert wird, wird die durchschnittliche an den V_OUT1-Filter angelegte Spannung (L1 und C1) kontrolliert und dadurch die Ausgangsspannung V_OUT1 reguliert. Die Synchrongleichrichterschalter Q3 und Q4 werden gewöhnlich in komplementärer Weise getrieben, wobei die Leitzeit des Schalters Q3 mit der Leitzeit von Schalter Q1 (Arbeitszyklus D1) zusammenfällt. Der Schalter Q4 wird dann mit einem Arbeitszyklus (1-D1) getrieben, so daß der Schalter Q4 angeschaltet ist, wenn die Schalter Q1 und Q3 ausgeschaltet sind.
Die Nachregulatorschleife 215 regelt den sekundären Ausgang V_OUT2 durch Modulation des Arbeitszyklus von Schalter Q5. Ein unabhängiger Regelungsverstärker 220 vergleicht die Ausgangsspannung V_OUT2 mit einem vorherdefinierten Referenzwert und generiert ein zweites Fehlersignal V_ERROR2. In einer Ausführungsform beinhaltet der Regelungsverstärker 220 einen Inverterfehlerverstärker gefolgt von einem Inverter. Der PWM-Komparator 230 vergleicht das Fehlersignal V_ERROR2 mit dem nachgeregelten Rampensignal V_RAMP welches vom Kippgenerator 225 erzeugt wurde, um eine zweite Pulsfolge mit der Einschaltrate D2 zu erzeugen. In der hier befrachteten Ausführungsform ist das Rampensignal V_RAMP ein ansteigendes Kippsognal, obwohl ein fallendes Rampensignal genauso benutzt werden könnte. Der nachregulierte PWM- Komparator 230 dieser Implementation moduliert sowohl die Hinterflanke des Schalters Q6 als auch die variable Vorderflanke für Schalter Q5.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 3 wird ein Zeitdiagramm für typische Signale des in Fig. 2 gezeigten Schaltkreis gezeigt. Dieses komplementäre Treiberschema sorgt für den geringsten Leitungsabfall in den Gleichrichtern, weil der Niederwiderstandskanal eines MOSFETs immer den Induktorstrom handhabt. Jedoch können auch andere Treibertiming- und Schaltvorrichtungen außer eines MOSFETs benutzt werden, ohne den Schutzbereich und den Geist der Erfindung zu verlassen.
In der Praxis wird aufgrund von Timingschaltkreistoleranzen das An- und Ausschalten der komplementären FET-Paare (Q3/Q4 und Q5/Q6) nicht immer simultan sein. Eine gewisse Verzögerung oder Überlappung der Treibersignale wird normalerweise eingeführt. Dieses Kantentiming kann durch fixierte Verzögerungsschaltkreise, durch Laufzeitverzögerungsanpassung oder durch adaptive Zeitschaltkreise eingestellt werden. Für ein Beispiel eines Ansatzes über adaptives Timing siehe das Texas Instrument-Datenblatt mit dem Titel "TPS 2830, TPS 2831 FAST SYNCHRONOUS-BUCK MOSFET DRIVERS WITH DEAD TIME CONTROL" (Schnelle Synchronabwärts-Mosfet-Treiber mit Totzeitkontrolle) vom Januar 2001, welches hier durch Literaturhinweis eingefügt wird, als ob es nunmehr ganz ausgeführt würde. Die darin diskutierte "Totzeitkontrolle" ist eine Form eines adaptiven Timings.
Wiederum bezugnehmend auf Fig. 3 werden typische Zeitwellenformen für den Nachregler gezeigt. Weil der Schalter Q3 im wesentlichen in Serie mit Schalter Q5 geschaltet ist, blockiert der Schalter Q3 negative Spannung vom Transformator, und somit brauchen die Schalter Q5 und Q6 nicht in komplementärer Weise gefahren werden. In anderen Worten dient der Schalter Q3 als Gleichrichter sowohl für den Hauptausgang als auch für den Nachreglerausgang und erlaubt Schalter Q5 anzubleiben, es sei denn, er blockiert einen Teil des Q1/Q3-Pulses. Die gepunktete Linie in der Wellenform, welche den Gatetreiber fiür Schalter Q5 in Fig. 3 repräsentiert, repräsentiert die Zeitperiode, die der Schalter Q5 anbleiben kann, ohne den Q1/Q3-Puls zu blockieren. Nachdem Schalter Q5 getriggert wurde, kann er anbleiben, bis Schalter Q1 und Schalter Q3 wieder angestellt werden. Auf diese Weise stellt der Schalter Q5 einen parallelen Pfad für Freilaufstrom sowohl im Haupt- wie Hilfsschaltkreis bereit. Mit anderen Worten kann mit dem Induktor L1 verbundener Freilaufstrom sowohl durch den Schalter Q4 wie auch die Schalter Q5/Q6 fließen und mit dem Induktor L2 verbundener Freilaufstrom sowohl durch den Schalter Q6 wie auch die Schalter Q4/Q5 fließen.
Die vorliegende Erfindung liefert eine signifikante Verbesserung in der Weise, daß das Voraustriggersignal vom PWM 210 benutzt werden kann, alle Treiber für alle Schalter zu integrieren, und somit Synchronisation und präzises Timing zu gewährleisten. Eine gewisse Verzögerung ist zwischen dem Voraustriggersignal und dem Start des Leistungszyklus (die Transformatorwindung wird durch den Primärschalter Q1 mit Strom versorgt) vorgesehen. Diese Verzögerung kann einen Verzögerungsschaltkreis, eine Treiberverzögerung, einen Gate- Widerstand oder einfach die Einschaltgeschwindigkeit des MOSFETs beinhalten. Diese Verzögerung erlaubt, daß der Beginn des Leistungszyklus durch das Voraustriggersignal antizipiert wird, welches mit allen Schaltertreibern verbunden ist. Auf diese Weise wird die Laufzeitverzögerung durch den Transfiormator aufi die sekundäre Seite umgangen.
Die Steigflanke des Voraustriggersignals kann benutzt werden, um Schalter Q4 mit genauem Timing abzuschalten, um Querleitungen des Schalters mit Schalter Q3 zu verhindern, wenn Spannung an der Transformatorwindung erscheint. Wenn Schalter Q4 zu früh abgeschaltet wird, dann wird seine inherente Gehäusediode leiten. Diese verlustbehaftete Diode wird zu höherem Leitungsverlust beitragen und die sich langsam erholende Diode kann signifikante Sperrverzögerungsverluste aufweisen. Weil die Verzögerung zwischen dem Voraustriggersignal und dem Anschalten von Schalter Q1 bekannt ist, kann das Ausschalten von Schalter Q4 sehr genau mit dem Anschalten von Schalter Q1 synchronisiert werden, so daß dadurch Querleitungen und Verluste durch die inherente Gehäusediode minimiert werden.
Die Fallflanke des Voraustriggersignals kann benutzt werden, um den Nachregler-Kippgenerator 225 zurückzusetzen. Wenn das Voraustriggersignal benutzt wird, um den Nachregler-Kippgenerator 225 vor dem Start des Leistungslieferzyklus zurückzusetzen, dann ist die aktive Regelspanne für Schalter Q5 zwischen dem An- und Abschalten von Schalter Q1, d. h. für den gesamten Transformatorleistungslieferzyklus.
Die Benutzung der Fallflanke des Voraustriggersignals zum Zurücksetzen des Nachregler-Kippgenerators vor dem Start des Leistungslieferzyklus erlaubt eine gewisse Verzögerung durch den Nachregler-PWM-Komparator 230 und die Treiberschaltkreise 235, während immer noch dem Arbeitszyklus des Schalters Q5 erlaubt wird, wenn nötig die gesamte Leitzeit von Q1 zu umfassen. Dies erlaubt, den Nachreglerausgang V_OUT2 genauso hoch wie den Hauptausgang V_OUT1 zu regulieren.
Alternativ kann die Steigflanke des Voraustriggersignals benutzt werden, um die Rampe zurückzusetzen. Wenn die Rampe vor dem herannahenden Leistungszyklus zurückgesetzt wird, steht generell nur eine kürzere Zeit für Laufzeitverzögerungen zur Verfügung, als es bei dem Ansatz über die Fallflanke möglich wäre. Die Steigflanke könnte auch mit einer Verzögerung eingespeist werden, die groß genug wäre, um die Rampe nach dem letzten Entscheidungszeitpunkt für das Anschalten von Schalter Q5 zurückzusetzen. Dies würde eine zusätzliche Laufzeitverzögerungstoleranz gewährleisten.
Obwohl die absteigende Flanke des Voraustriggersignals auch benutzt werden kann, das Anschalten von Schalter Q4 und Schalter Q6, wie auch das Abschalten von Schalter Q3 anzuzeigen, braucht sie nicht für die Kontrolle aller dieser Schalter verwendet werden. Abhängig von dem implementierten Zeitschema kann sie verwendet werden, um den Treiber von einen oder mehreren Schaltern zu synchronisieren. Jedoch erlaubt die Verwendung des Voraustriggersignals als Kontrolle für die Schalter ein präziseres Timing, als es nach dem Stand der Technik möglich war.
Das Voraustriggersignal kann mit einem optionalen Verzögerungsschaltkreis 240 verzögert werden, so daß der Nachregel-Kippgenerator 225 irgendwann während der Schaltperiode zurückgesetzt wird. Jedoch sollte, um die Vorteile der vollen Regelspanne aufrechtzuerhalten, die Rampe bevorzugt irgendwann zwischen der Fallflanke des Voraustriggersignals und dem Start des Leistungslieferzyklus (Schalter Q1 an) zurückgesetzt werden.
Die gezeigte Ausführungsform der Erfindung stellt die volle Regulierung der Hilfsausgänge selbst unter Niederlastbedingungen bereit. Dies wird durch die Verwendung von Synchrongleichrichtern (bidirektionalen Gleichrichtern) erreicht. Diese Leistung kann erreicht werden, wenn der Hauptausgang im Vollsynchronmodus (hinunter bis auf Nullaststrom) betrieben wird und der Ausganginduktorstrom im kontinuierlichem Modus bleibt.
Im kontinuierlichen Modus ist die Transferfunktion der abwärtsabgeleiteten Konverter (in erster Näherung) nicht abhängig von der Last. Daher ist der Arbeitszyklus, der benötigt wird, um die Ausgangsspannung zu regulieren, in signifikanter Weise unabhängig von der Last. Wenn der kontinuierliche Modus bis zur Nullast aufrechterhalten wird, dann ist die Leistungszykluspulsweite, welche für die Nachregulierungsphasen zur Verfügung steht, im wesentlichen konstant.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 4 und 5 werden Zeitdiagramme für den Schaltkreis aus Fig. 2 für die Extreme der Regulationsspanne des Nachreglers gezeigt. Fig. 4 zeigt den Betrieb des Nachreglers, wenn der gewünschte Wert für V_OUT2 Null beträgt und somit D2 ebenfalls Null ist. Fig. 5 zeigt den Betrieb des Nachreglers, wenn der gewünschte Wert für V_OUT2 V_OUT1 erreicht. Um den minimalen Ausgabebetrieb von Fig. 4 zu erreichen, sollte der Regelungsverstärker 220 so eingerichtet sein, daß er die Fehlerspannung V_ERROR2 über die Spitze der Rampe V_RAMP treibt. Jedoch werden Laufzeitverzögerungen eine geringere Spitzenfehlerspannung erlauben, während gleichzeitig ein minimaler Ausgabebetrieb erreicht wird. Aufgrund der Laufzeitverzögerungen durch den Nachregler-PWM-Komparator 230 und die Treiberstufe 235, kann der Kippgenerator 225 tatsächlich vor der Beendigung des Leistungszyklusses ohne Kompromisse in der Regulationsspanne zurückgesetzt werden, da der Entscheidungspunkt für das Ende des Pulses notwendigerweise vor dem Ende des Zyklusses eintritt. Um den maximalen Ausgabebetrieb von Fig. 5 zu erreichen, sollte der Regelungsverstärker 220 so eingerichtet sein, daß er die Fehlerspannung V_ERROR2 unter dem minimalen Wert der Rampe V_RAMP treibt. Die Rampe kann von Null durch eine fixierte Offsetspannung auf einen bestimmten Offset angehoben sein, um so eine Anordnung zu erleichtern. Weil die Rampe genau nach der Hinterflanke des Voraustriggersignals zurückgesetzt wird, kann der Nachregler 215 einen Arbeitszyklus D2 erzeugen, der mit dem Arbeitszyklus D1 des Hauptausgangs gleich ist, solange wie die Auszeit von Q1 größer ist als die Laufzeitverzögerung des Nachreglers. Obwohl Synchrongleichrichter in Fig. 2 gezeigt werden, brauchen keine Synchrongleichrichter verwendet zu werden, um sich die Vorteile des Nachregler-Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung zunutze zu machen.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 6, wird ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle mit Diodengleichrichtern gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. In dieser Ausführungsform werden Diodengleichrichter anstelle der Synchrongleichrichterschalter Q3 und Q4 der Ausführungsform aus Fig. 2 benutzt. Der Synchrongleichrichterschalter Q6 in Fig. 2 und 6 könnte ebenfalls durch einen Diodengleichrichter ersetzt werden. Jedoch sollte der Schalter Q5 ein aktiver Schalter sein, um Modulation des sekundären Ausgangs zu erlauben. Obwohl Dioden innerhalb der vorliegenden Erfindung benutzt werden können, wie in Fig. 2 gezeigt, können einige der signifikanten Vorteile von Synchrongleichrichtern wie Effizienz und vorhersagbare Niederlastbedingungen verloren gehen, wenn Dioden benutzt werden.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 7 wird ein schematisches Diagramm einer Nachregel-Spannungsquelle mit Isolierschaltkreisen gemäß einer Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Die Isolierung kann an mehreren Punkten in einer Nachregel-Spannungsquelle eingeführt werden, wie bereits bekannt ist. In der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform kann ein Transformator 705 zwischen den Ausgang des PWM 210 und dem Nachreglerschaltkreis 215 eingefügt werden. Dies erlaubt dem Hauptausgang-Vorabtriggersignal, von dem Nachregler- Vorabtriggersignal getrennt zu sein, während es gleichzeitig dieselbe Funktionalität wie im Schaltkreis aus Fig. 2 erfüllt. Die Isolierung erlaubt dem Benutzer, die Eingangs- und Ausgangsterminals getrennt zu erden, normalerweise mit einer hohen Durchschlagsfestigkeit (Hochspannungsisolierung). Diese Isolation wird für Systemrauschkontrolle (mehr effektive Erdungsoptionen), Sicherheit (der Ausgang ist vor gefährlicher Spannung geschützt), sowie Flexibilität (die Ausgangspolarität kann umgedreht werden) benutzt. Die Nachteile einer Benutzung einer Isolation beinhalten kleine zusätzliche Laufzeitverzögerungen und Extrakosten.
Ebenso kann ein optischer Isolator 710 in Serie mit dem Regelungsverstärker 205 und dem PWM 210 geschaltet sein, um Feedbackrauschen vom Hauptausgang zu reduzieren. Eine andere mögliche Ausführungsform ist, beide PWM-Kontroller auf eine zweite Erde zu legen und zwischen dem PWM 210 und dem Treiberschaltkreis 245 zu isolieren, in dem ein Transformator oder Optoisolator benutzt wird. Ein Fachmann wird verstehen, daß zahlreiche Möglichkeiten für die Isolatoren bestehen, ohne vom Schutzbereich oder Geist der Erfindung abzuweichen.
Zur Vereinfachung zeigen die hier gezeigten einendigen Leistungsübertragungen nicht explizit die Rücksetzmittel zum Anlegen einer negativen Spannung, um den magnetischen Fluß im Kern des Transformators nach dem Ende eines Leistungslieferzyklusses auszugleichen oder "zurückzusetzen". Jedes Rücksetzmittel kann verwendet werden, darunter, ohne darauf beschränkt zu sein, eine aktive Klemmung, ein Resonanzreset, eine Rückstelleitung oder andere normalerweise benutzte Vorrichtungen.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 8 wird ein schematisches Diagramm einer Nachregel-Spannungsquelle mit einem zweiendigen Transformatortreiberschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Der Schaltkreis in Fig. 8 zeigt einen herkömmlichen Gegentakttreiberstromkreis und zeigt, daß die vorliegende Erfindung nicht auf eine bestimmte Topologie für den Stromrichter festgelegt ist. Das Voraustriggersignal erfüllt dieselbe Funktion des Antizipierens des Leistungslieferzyklusses als wie in Zusammenhang mit Fig. 2 diskutiert. Andere Topologien sind genauso einsetzbar, beinhaltend Halbbrücken- und Vollbrückenkonverter. Verschachtelte und parallele Leistungsübertragungen sind ebenfalls geeignet. Es wird auf das Lehrbuch mit dem Titel "Modern DC-to-DC Switchmode Power Converter Circuits" von Severens und Bloom aus dem Jahre 1985 für weitere Beispiele von abwärtsabgeleiteten Konvertern hingewiesen.
Nunmehr bezugnehmend auf die Fig. 9 und 10 wird ein schematisches Diagramm einer Nachregler-Spannungsquelle gezeigt, bei der das Voraustriggersignal nicht direkt den Kippgenerator zurücksetzt. Im Schaltkreis von Fig. 9 wird der Kippgenerator 905 zurückgesetzt, indem die absteigende Flanke des Treibersignals für den Synchrongleichrichterschalter Q3 benutzt wird. Im Schaltkreis von Fig. 10 wird der Kippgenerator 1005 zurückgesetzt, indem die Steigflanke des Treibersignals für den Synchrongleichrichterschalter Q4 benutzt wird. Diese Ausführungsform der Erfindung gewährleistet die Annehmlichkeit der Benutzung eines Steigflankensignales, was die Implementation vereinfachen kann. Diese Ausführungsform gewährleistet außerdem die Sicherheit, daß der Leistungslieferzyklus beendet wurde, so daß der Nachreglerkippgenerator nicht zu früh abgeschaltet wurde (vor der Entscheidung, Q5 anzuschalten). Durch die Schaltkreise der Fig. 9 und 10 kann das Voraustriggersignal vor der Kopplung mit dem Kippgenerator verzögert werden, und es kann genauso invertiert oder konditioniert werden, bevor es benutzt wird, den Kippgenerator zurückzusetzen.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 11 wird ein schematisches Diagramm eines Flankenkopplungsschaltkreises gezeigt, welcher als Kippgenerator 1005 für den Nachregler in Fig. 10 benutzt werden kann. In dieser Ausführungsform wird der Kippgenerator auf der steigenden Flanke des Schalters Q4 zurückgesetzt.
Wenn Q4 hochfährt, wird Schalter Q6 angeschaltet und erlaubt, daß Strom durch die Diode D7 fließt und entlädt den Kondensator C8 auf den DC- Offsetwert des Nachregel-Kippgenerators 1005. Diese Implementation benutzt eine Diode D7, um einen Gleichstromoffset der Nachregelrampe V_RAMP wie oben diskutiert einzuführen, so daß das Fehlersignal V_ERROR2 unter den minimalen Wert der Rampe getrieben werden kann, aber immer noch positiv bleibt. Der Kondensator C7, Widerstand R8 und das Gate zur Quellenkapazität des Schalters Q7 bilden einen Flankendetektor und legen einen kurzen Puls an das Gate von Schalter Q6 an der Steigflanke des Q4-Treibers. Dieser Puls entlädt C8 durch die Diode D7. Der Widerstand R8 gleicht schnell die Spannung über das Gate und die Quelle von Schalter Q7 aus, wobei Schalter Q7 ausgeschaltet wird und erlaubt wird, daß C8 von V_CC durch Widerstand R7 aufgeladen wird.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 12, wird ein schematisches Diagramm eines Flankenkopplungsschaltkreises gezeigt, welcher als Kippgenerator 905 für den Nachregler in Fig. 9 benutzt werden kann. Ein Zurücksetzen des Kippgenerators 905 wird in diesem Schaltkreis durch Ausnutzen der Verzögerung zwischen der Fallflanke des Vorabtriggers und der Fallflanke des Gatetreibers für Schalter Q3 erreicht. Während dieser kurzen Verzögerung ist das Vorabtriggersignal niedrig, während der Gatetreiber für Schalter Q3 hoch ist. Somit wird ein kurzer Puls durch den Schalter Q8 gesandt, um Schalter Q9 anzuschalten; dies erlaubt, daß Strom durch die Diode D8 und den Schalter Q9 fließt und der Kondensator C10 bis auf den Gleichstromoffset des Nachregel-Kippgenerators entladen wird. Der Gleichstromoffsetwert wird durch den Spannungsabfall über die Diode D8 gewährleistet. Somit wird in dieser Ausführungsform der Kippgenerator kurz vor dem Ende des Leistungslieferzyklusses abgeschaltet, was etwas mehr Zeit für Laufzeitverzögerungen einräumt. Die Fallflanke des Gatetreibers für den Schalter Q3 entlädt den Kondensator C9, um den Flankendetektor für den nächsten Zyklus vorzubereiten.
Obwohl die "Treiber/Timing"-Blöcke für die sekundären Schalter in den oben in Fig. 2 und 6-10 gezeigten Schaltkreisen nur das Vorabtriggersignal und den Nachregler als die einzigen Eingänge zeigen, kann der Treiber/timing-Slock noch adaptive Timingtechniken, selbstgetriebene Techniken und andere Eingänge, je nach dem verlangten Design, beinhalten.
Weiterhin ist die Erfindung nicht auf einen Nachregelschaltkreis und -ausgang beschränkt. Zusätzliche Nachregler können je nach Wunsch hinzugefügt werden. Die Hinzufügung eines Nachreglers verlangt nur ein Duplikat der Schalter Q5 und Q6, des Induktors L2, und des Kondensators C2 für jeden zusätzlichen Ausgang und ist an die sekundäre Seite des Transformators mit demselben Punkt wie der Schalter Q5 verbunden. Ein zusätzlicher Regelungsversflärker und ein Nachregelkomparator werden zugefügt. Jedoch kann der Kippgenerator des ersten Nachreglerschaltkreises für den zusätzlichen Ausgang ebenfalls benutzt werden. Die notwendige Treiber- und Zeitschaltung, wie durch die gewünschte Spannung vorgegeben, komplettieren den Ausgang. Dies kann erreicht werden, in dem multiple Ausgänge mit der vollen Regulationsspanne, die durch den Hauptausgang erlaubt wird, erlaubt werden.
Fachleute werden verstehen, daß die zuvor beschreibenen Ausführungsformen der Nachregel-Spannungsquelle nur für beschreibende Zwecke beigefügt wurden und andere Ausführungsformen derselben genauso innerhalb des Schutzbereichs und des Geistes der Erfindung fallen. Obwohl die vorliegende Erfindung im Detail beschreiben wurde, werden Fachleute verstehen, daß sie verschiedenste Veränderungen, Substitutionen und Wechsel durchführen können, ohne den Schutzbereich und den Geist der Erfindung in ihrer breitesten Form zu verlassen. Bezugszeichenliste 205 Regelungsverstärker
210 Pulsweitenmodulator
215 Nachregulatorschleife
220 unabhängiger Regelungsverstärker
225 Kippgenerator
230 PWM-Komparator
235 Treiberstufe
240 optionaler Verzögerungsschaltkreis
245 Treiberschaltkreis
705 Transformator
710 optischer Isolator
905 Kippgenerator
1005 Kippgenerator

Claims

1. Nachgeregelter Mehrfachausgangsleistungswandler mit einem Hauptausgang und einem Hilfsausgang, beinhaltend:
eine Feedbackschleife für die Kontrolle eines Arbeitszyklus eines Leistungslieferschalters auf der Primärseite des Leistungswandlers, um dadurch eine Hauptausgangsspannung zu regulieren, wobei die Feedbackschleife ein Voraustriggersignal produziert, welches einen Übergang eines Leistungslieferzyklusses antizipiert; und
eine Nachreglersteuerschaltung für die Regelung einer Hilfsausgangsspannung, wobei die Nachreglersteuerschaltung mit der Feedbackschleife so verbunden ist, daß das Voraustriggersignal von der Nachreglersteuerschaltung benutzt werden kann, um ein präzises Timing in der Nachreglersteuerschaltung zu kontrollieren.

2. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei das Voraustriggersignal eine von einem Pulsweitenmodulator in der Feedbackschleife erzeugte Pulsfolge beinhaltet, wobei eine Vorderflanke der Pulsfolge einen Beginn des Leistungslieferzyklusses und eine Hinterflanke der Pulsfolge ein Ende des Leistungslieferzyklusses antizipiert.

3. Leistungswandler nach Anspruch 2, wobei das Voraustriggersignal durch den Leistungswandler benutzt wird, um einen Treiber mindestens eines Schalters mit einem Treiber des Leistungslieferschalters zu synchronisieren.

4. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei das Voraustriggersignal durch die Nachreglersteuerschaltung benutzt wird, um einen Kippgenerator zurückzusetzen.

5. Leistungswandler nach Anspruch 4, wobei eine Hinterflanke des Voraustriggersignal ein Zurücksetzen des Kippgenerators so triggert, daß der Kippgenerator vor dem Beginn eines nächsten Leistungslieferzyklus zurückgesetzt wird.

6. Leistungswandler nach Anspruch 4, wobei eine vorherdefinierte Verzögerung zwischen der Hinterflanke des Voraustriggersignals und dem Zurücksetzen des Kippgenerators eingeführt wird.

7. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei die Feedbackschleife einen mit den Hauptausgang verbundenen Regelungsverstärker, einen mit dem Regelungsverstärker verbundenen Pulsweitenmodulator und einen Treiberschaltkreis in Serie mit dem Pulsweitenmodulator und dem Leistungslieferschalter beinhaltet, wobei das Voraustriggersignal durch den Pulsweitenmodulator erzeugt wird.

8. Leistungswandler nach Anspruch 1, wobei das Voraustriggersignal von der Nachreglersteuerschaltung durch einen Isolierschaltkreis isoliert wird.

9. Nachreglersteuerschaltung für einen Leistungswandler mit einem Hauptausgang und einem Hilfsausgang vom Phasenmodulier-Typ, beinhaltend:
einen Regelungsverstärker für den Vergleich einer Ausgangsspannung des Hilfsausgangs mit einer Referenzspannung und die Erzeugung eines entsprechenden Fehlersignals;
eine Kippgeneratoreinrichtung für die Bereitstellung einer Spannungsrampe für den Vergleich mit dem Fehlersignal;
einen Pulsweitenmodulatorkomparator für den Vergleich des Fehlersignals mit der Spannung der Spannungsrampe, um eine Pulsfolge entsprechend einer Amplitude des Fehlersignals zu erzeugen, wobei die Pulsfolge von einer Treibereinrichtung benutzt wird, um mindestens einen Hilfsausgangsschalter für die Anlage einer Spannung an den Hilfsausgang anzutreiben;
eine Antizipationseinrichtung für die Antizipation eines Übergangs des Leistungslieferschalters in dem Leistungswandler; und
eine Zurücksetzeinrichtung, um ein Zurücksetzen des Kippgenerators als Antwort auf die Antizipierung eines Übergangs des Leistungslieferschalters durch die Antizipationseinrichtung zu verursachen.

10. Nachreglersteuerschaltung nach Anspruch 9, wobei die Treibereinrichtung außerdem mindestens einen Hauptausgangsschalter antreibt, eine Spannung an den Hauptausgang so anzulegen, daß der mindestens eine Hilfsausgangsschalter und der mindestens eine Hauptausgangsschalter mit einem Leistungslieferzyklus des Leistungswandlers über die Antizipationseinrichtung synchronisiert werden können.

11. Nachreglersteuerschaltung nach Anspruch 9, wobei der Regelungsverstärker einen invertierenden Verstärker in Serie mit einem Inverter beinhaltet und wobei die Kippgeneratoreinrichtung eine ansteigende Rampe erzeugt.

12. Nachreglersteuerschaltung nach Anspruch 9, wobei die Antizipationseinrichtung ein von der Feedbackschleife für den Hauptausgang erzeugtes Voraustriggersignal beinhaltet.

13. Nachreglersteuerschaltung nach Anspruch 12, wobei die Zurücksetzeinrichtung eine Flankendetektorschaltung für die Detektion einer Flanke des Voraustriggersignals beinhaltet, und wobei der Kippgenerator zurückgesetzt wird, nachdem die Flanke detektiert wurde.

14. Nachgeregelter Mehrfachausgangsleistungswandler mit einem Hauptausgang und einem Hilfsausgang, eine mit der primären Seite eines Transformators durch einen Leistungslieferschalter verbundene Spannungsquelle, eine mit der sekundären Seite des Transformators verbundene Gleichrichterschaltung, um Wechselstrom in im wesentlichen Gleichstrom an diesem Hauptausgang zu wandeln, und eine zwischen dem Hauptausgang und dem Leistungslieferschalter verbundene Feedbackschleife für die Regulation eines Spannungswertes des Hauptausgangs, beinhaltend:
einen mit dem Hauptausgang verbundenen Hauptregelungsverstärker in der Feedbackschleife für den Vergleich eines Spannungswertes des Hauptausganges mit einem Hauptreferenz werden und die Erzeugung eines entsprechenden Fehlersignals;
einen mit dem Hauptregelungsverstärker verbundenen eulsweitenmodulator in der Feedbackschleife für die Erzeugung einer Pulsfolge entsprechend des Fehlersignals;
einen mit dem Leistungslieferschalter verbundenen Treiberschaltkreis in der Feedbackschleife, um den Leistungslieferschalter anzutreiben, wobei die Pulsefolge benutzt wird, und wobei eine Vorderflanke der Pulsfolge einer Vorderflanke des Leistungslieferzyklus vorangeht und wobei eine Hinterflanke der Pulsfolge einer Hinterflanke einer Hinterflanke des Leistungslieferzyklus vorangeht, so daß die Pulsfolge benutzt werden kann, die Vorder- und die Hinterflanke des Leistungslieferzyklus zu antizipieren; und
eine Nachreglersteuerschaltung für die Regulierung einer Hilfsausgangsspannung, wobei die Nachreglersteuerschaltung mit der Feedbackschleife verbunden ist, so daß die Pulsfolge durch die Nachreglersteuerschaltung benutzt werden kann, um einen Übergang in dem Leistungslieferzyklus zu antizipieren.

15. Leistungswandler nach Anspruch 14, wobei die Nachreglersteuerschaltung beinhaltet:
einen mit dem Hilfsausgang verbundenen Hilfsregelungsverstärker fiür den Vergleich eines Hilfsspannungswertes mit einem Hilfsreferenzwert und die Erzeugung eines entsprechenden Hilfsfehlersignals;
einen Kippgenerator für die Erzeugung einer Spannungsrampe für den Vergleich mit dem Hilfsfehlersignal, wobei der Kippgenerator durch eine Flanke der Pulsfolge zurückgesetzt wird;
einen mit dem Hilfsregelungsverstärker und dem Kippgenerator verbundenen Pulsweitenmodulatorkomparator für den Vergleich des Hilfsfehlersignals mit der Spannungsrampe und die Erzeugung einer dementsprechenden Hilfspulsfolge;
einen mit der Hilfspulsfolge versorgten Treiberschaltkreis für das Treiben eines Schalters, um Leistung an den Hilfsausgang anzulegen.

16. Leistungswandler nach Anspruch 15, wobei der Treiberschaltkreis eine Mehrzahl von Hilfsschaltern und eine Mehrzahl von Hauptschaltern antreibt und synchronisiert.

17. Leistungswandler nach Anspruch 15, wobei die Flanke der Pulsfolge eine Hinterflanke ist.

18. Leistungswandler nach Anspruch 15, wobei der Hilfsregelungsverstärker einen invertierenden Verstärker gefolgt von einem Inverter beinhaltet und wobei die Spannungsrampe einen ansteigende Rampe ist.

19. Leistungswandler nach Anspruch 14, wobei der Leistungswandler Synchrongleichrichterschalter zum Gleichrichten sowohl der Haupt- wie der Hilfsausgangsspanung benutzt und wobei die Vorder- und Hinterflanke der Pulsfolge benutzt wird, um die Synchrongleichrichterschalter mit dem Leistungslieferzyklus zu synchronisieren.

20. Leistungswandler nach Anspruch 15, wobei die Flanke der Pulsfolge eine Fallflanke ist.