DE102020004726A1 - Schaltleistungswandler und verfahren und gepackte integrierte schaltungen zu deren steuerung - Google Patents

Schaltleistungswandler und verfahren und gepackte integrierte schaltungen zu deren steuerung Download PDF

Info

Publication number
DE102020004726A1
DE102020004726A1 DE102020004726.2A DE102020004726A DE102020004726A1 DE 102020004726 A1 DE102020004726 A1 DE 102020004726A1 DE 102020004726 A DE102020004726 A DE 102020004726A DE 102020004726 A1 DE102020004726 A1 DE 102020004726A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
signal
jitter
current
output
dithered
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
DE102020004726.2A
Other languages
English (en)
Inventor
Alan David Finkel
John D. Stone
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Semiconductor Components Industries LLC
Original Assignee
Semiconductor Components Industries LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Semiconductor Components Industries LLC filed Critical Semiconductor Components Industries LLC
Publication of DE102020004726A1 publication Critical patent/DE102020004726A1/de
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)

Abstract

Schaltleistungswandler und Verfahren und gepackte integrierte Schaltungen zu deren Steuerung. Beispielhafte Verfahren schließen ein: Schalten eines Primärschalters des Wandlers bei einer Schaltfrequenz, wobei der Wandler eine Rückkopplungsschaltung aufweist, die als Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz wirkt, und wobei jeder Zyklus der Schaltfrequenz einen Entlademodus und einen Lademodus einschließt, der bei einem Spitzenstrom durch eine Primärwicklung eines Transformators endet; Erzeugen eines Jitter-Signals, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz, während des Schaltens; und Beenden einer Vielzahl von nachfolgenden Lademodi bei einer Vielzahl von jeweiligen Spitzenstromwerten von Strom durch die Primärwicklung, wobei die Vielzahl von Spitzenstromwerten einen durchschnittlichen Wert definiert, und wobei Spitzenstromwerte, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und Spitzenstromwerte, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET
  • Diese Anmeldung bezieht sich auf das technische Gebiet von Schaltleistungswandlern und insbesondere von Schaltleistungswandlern, die für den Sperrbetrieb angeordnet sind.
  • HINTERGRUND
  • Schaltnetzteile können dazu verwendet werden, eine Gleichstromspannung (DC-Spannung) aus einer Wechselstromspannung (AC-Spannung) durch Schalten von Strom durch ein Energiespeicherelement, wie etwa einen Transformator, zu schaffen. Der Tastgrad (und/oder die Frequenz) des Schaltens wird dazu gesteuert, den Ausgang auf einen gewünschten Pegel zu regeln (z. B. eine Ausgangsspannung oder einen Ausgangsstrom). Zwei beliebte Arten von isolierten Schaltnetzteilen sind Durchflussmodus- und Sperrmoduswandler.
  • Ein Sperrwandler basiert auf einem Transformator, der zum Sperrbetrieb angeordnet ist. Wenn Strom durch die Primärwicklung geschaltet wird, nimmt der Primärstrom in dem Transformator zu, wobei Energie innerhalb des Transformators gespeichert wird. Wenn der Primärschalter offen ist, wird eine Spannung an der Sekundärwicklung induziert, die einen Gleichrichter in Flussrichtung vorspannt. Die Sekundärwicklung führt der Last Strom zu. Eine Steuerung ändert die Ein- und Aus-Zeiten eines Primärschalters, der mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet ist, um den Ausgang auf einen gewünschten Pegel zu regeln.
  • Ein quasiresonanter (QR) Sperrwandler ist ein variabler Schaltfrequenzwandler, der eine Transformatorentmagnetisierung und nachfolgende „Resonanztäler“ von Spannung an dem Primärschalter erkennt, um zu bestimmen, wann der nächste Schaltzyklus beginnt. Dieser Vorgang ist daher ein unterbrochener Leitungsmodus eines Vorgangs mit dem zusätzlichen Vorteil, dass das Einschalten des Primärschalters mit einem Tal synchronisiert wird, was den Leistungsverlust in dem Primärschalter während des Einschaltübergangs reduzieren kann. QR-Sperrwandler können in ausgeschalteten AC-DC-Verbraucheranwendungen verwendet werden, da sie eine kostengünstige, isolierte Umwandlung mit reduzierter Einschaltspannung des Primärschalters bieten. Um jedoch eine gute Leistung des Wandlers aufrechtzuerhalten, müssen beim Ausgestalten nach der Wirksamkeit Abstriche gemacht werden, einschließlich: Ausgangswelligkeitsrauschen; Stabilisierung; und elektromagnetische Interferenz (EMI).
  • KURZDARSTELLUNG
  • Ein Ausführungsbeispiel ist ein Verfahren zum Betreiben eines Sperrwandlers, umfassend: Schalten eines Primärschalters des Sperrwandlers bei einer Schaltfrequenz, wobei der Sperrwandler eine Rückkopplungsschaltung aufweist, die als Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz wirkt, und wobei jeder Zyklus der Schaltfrequenz einen Lademodus, der bei einem Spitzenstrom durch eine Primärwicklung eines Transformators endet, und einen Entlademodus umfasst; Erzeugen eines Jitter-Signals, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz, während des Schaltens; und Beenden einer Vielzahl von nachfolgenden Lademodi bei einer jeweiligen Vielzahl von Spitzenstromwerten von Strom durch die Primärwicklung, wobei die Vielzahl von Spitzenstromwerten einen durchschnittlichen Wert definiert, und wobei Spitzenstromwerte, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und Spitzenstromwerte, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt ist.
  • Bei dem beispielhaften Verfahren kann ein Beenden der Vielzahl von nachfolgenden Lademodi ferner umfassen: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz; Addieren des Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal aktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen; wenn das Impulssignal aktiviert wird, Beenden mindestens einiger Lademodi, wenn das einem Dithering unterzogene Stromsignal das Stromsollwertsignal erfüllt; Addieren des Jitter-Signals zu einem Stromsollwertsignal, wenn das Impulssignal deaktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal zu schaffen; und wenn das Impulssignal deaktiviert wird, Beenden mindestens einiger Lademodi, wenn das erfasste Stromsignal das einem Dithering unterzogene Sollwertsignal erfüllt. In einigen Fällen ist die Impulsfrequenz halb so groß wie die Schaltfrequenz.
  • Bei dem beispielhaften Verfahren kann ein Beenden jedes Lademodus ferner umfassen: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend positive Spitzen und negative Spitzen, wobei das Impulssignal eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung aufweist; Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen; Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen; und Beenden jedes Lademodus, wenn das einem Dithering unterzogene Stromsignal ein Stromsollwertsignal erfüllt. In einigen Fällen ist die Impulsfrequenz halb so groß wie die Schaltfrequenz.
  • Bei dem beispielhaften Verfahren kann ein Beenden jedes Lademodus ferner umfassen: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend positive Spitzen und negative Spitzen, wobei das Impulssignal eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung aufweist; Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen; Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu einem Stromsollwertsignal, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal zu schaffen; und Beenden jedes Lademodus, wenn das erfasste Stromsignal das einem Dithering unterzogene Sollwertsignal erfüllt. In einigen Fällen ist die Impulsfrequenz halb so groß wie die Schaltfrequenz.
  • Bei dem beispielhaften Verfahren kann ein Beenden jedes Lademodus ferner umfassen: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung; Schaffen eines einem Dithering unterzogenen Stromsignals durch Addieren des Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal aktiviert wird, und Subtrahieren des Jitter-Signals von dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal deaktiviert wird; und Beenden jedes Lademodus, wenn das einem Dithering unterzogene Stromsignal ein Stromsollwertsignal erfüllt. In einigen Fällen ist die Impulsfrequenz halb so groß wie die Schaltfrequenz.
  • Andere Ausführungsbeispiele schließen eine gepackte integrierte Schaltung (IC) zum Steuern einer Primärseite eines Sperrwandlers ein, wobei die gepackte IC umfasst: einen Gate-Anschluss, einen Stromerfassungsanschluss, einen Spannungserfassungsanschluss und einen Rückkopplungsanschluss; eine Startsteuerung, die einen Erfassungseingang, der an den Spannungserfassungsanschluss gekoppelt ist, und einen Startausgang definiert; eine Latch-Schaltung, die einen Latch-Eingang, der an den Startausgang gekoppelt ist, einen Rücksetzeingang und einen Treiberausgang definiert, der an den Gate-Anschluss gekoppelt ist; eine Endesteuerung, die einen Rückkopplungseingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen Gate-Eingang, der an den Treiberausgang gekoppelt ist, und einen Rücksetzausgang definiert, der an den Rücksetzeingang der Latch-Schaltung gekoppelt ist. Die Startsteuerung kann dazu konfiguriert sein, den Gate-Anschluss bei einer Schaltfrequenz zu aktivieren, um eine Vielzahl von nachfolgenden Lademodi zu schaffen. Und die Endesteuerung kann dazu konfiguriert sein, ein Jitter-Signal, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz, zu erzeugen. Und die Endesteuerung kann ferner dazu konfiguriert sein, die Vielzahl von nachfolgenden Lademodi durch Deaktivierung des Gate-Anschlusses bei einer jeweiligen Vielzahl von erfassten Stromsignalen zu beenden, wobei die Vielzahl von erfassten Stromsignalen mittels des Stromerfassungsanschlusses erfasst wird, und wobei die Vielzahl von erfassten Stromsignalen einen durchschnittlichen Wert definiert, wobei die Stromsignale, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und erfasste Stromsignale, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird.
  • In der beispielhaften gepackten IC kann die Endesteuerung ferner umfassen: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist. Die Jitter-Steuerung kann zu mindestens einem der Folgenden konfiguriert sein, ausgewählt aus einer Gruppe, umfassend: Modifizieren der Vielzahl von erfassten Stromwerten mit dem Jitter-Signal; Modifizieren eines Stromsollwertsignals an dem Stromsollwerteingang mit dem Jitter-Signal; und Modifizieren der Vielzahl von erfassten Stromwerten mit dem Jitter-Signal in einem ersten Lademodus und Modifizieren des Stromsollwertsignals in einem zweiten, nachfolgenden Lademodus.
  • In der beispielhaften gepackten IC kann die Endesteuerung ferner umfassen: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist. Die Jitter-Steuerung kann konfiguriert sein zum: Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, wobei die Erzeugung auf einem Gate-Signal an dem Gate-Eingang basiert; Addieren des Jitter-Signals zu einem erfassten Stromsignal an dem Stromerfassungseingang, wenn das Impulssignal aktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen; und Addieren des Jitter-Signals zu einem Stromsollwertsignal an dem Rückkopplungseingang, wenn das Impulssignal deaktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal zu schaffen. In einigen Fällen ist das Jitter-Signal eine Dreieckswelle.
  • In der beispielhaften gepackten IC kann die Endesteuerung ferner umfassen: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist. Die Jitter-Steuerung kann konfiguriert sein zum: Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, wobei die Erzeugung auf einem Gate-Signal an dem Gate-Eingang basiert; Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen; und Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu einem erfassten Stromsignal an dem Stromerfassungseingang, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen.
  • In der beispielhaften gepackten IC kann die Endesteuerung ferner umfassen: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; und einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist. Die Jitter-Steuerung kann konfiguriert sein zum: Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, wobei die Erzeugung auf einem Gate-Signal an dem Gate-Eingang basiert; Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen; und Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu einem Stromsollwertsignal an dem Rückkopplungseingang, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsollwertsignal zu schaffen.
  • In der beispielhaften gepackten IC kann die Endesteuerung ferner umfassen: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; und einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist. Die Jitter-Steuerung kann konfiguriert sein zum: Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, wobei die Erzeugung auf einem Gate-Signal an dem Gate-Eingang basiert; Schaffen eines einem Dithering unterzogenen Stromsignals an dem einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang durch Addieren des Jitter-Signals zu einem erfassten Stromsignal an dem Stromerfassungseingang, wenn das Impulssignal aktiviert ist, und Subtrahieren des Jitter-Signals von dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal deaktiviert ist.
  • Andere Ausführungsbeispiele, einschließlich eines Sperrwandlers, umfassend: eine Primärseite und eine Sekundärseite. Die Primärseite kann umfassen: eine Primärwicklung eines Transformators; eine Hilfswicklung des Transformators; einen primären Feldeffekttransistor (FET), der an die Primärwicklung gekoppelt ist, wobei der primäre FET ein Gate aufweist; einen Erfassungswiderstand, der zwischen den primären FET und die Masse gekoppelt ist; eine Primärseitensteuerung, die einen Gate-Anschluss, einen Stromerfassungsanschluss, einen Spannungserfassungsanschluss und einen Rückkopplungsanschluss definiert, wobei der Gate-Anschluss an das Gate gekoppelt ist, der Stromerfassungsanschluss an einen Erfassungsknoten, der zwischen dem primären FET und dem Erfassungswiderstand definiert ist, gekoppelt ist und der Spannungserfassungsanschluss an die Hilfswicklung gekoppelt ist. Die Sekundärseite kann umfassen: einen Sekundärseitengleichrichter; eine Sekundärwicklung des Transformators, die an den Sekundärseitengleichrichter gekoppelt ist, wobei die Sekundärwicklung zum Sperrbetrieb angeordnet ist; eine Rückkopplungsschaltung, die an einen Ausgangsknoten des Sperrwandlers gekoppelt ist und auch an den Rückkopplungsanschluss der Primärseitensteuerung gekoppelt ist, wobei die Rückkopplungsschaltung einen Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz implementiert. Die Primärseitensteuerung kann konfiguriert sein zum: Schalten des primären FET bei einer Schaltfrequenz, wobei jeder Zyklus der Schaltfrequenz einen Entlademodus und einen Lademodus umfasst, der bei einem Spitzenstrom durch die Primärwicklung endet; Erzeugen eines Jitter-Signals, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz; und Beenden einer Vielzahl von nachfolgenden Lademodi bei einer Vielzahl von jeweiligen Spitzenstromwerten, wobei die Vielzahl von Spitzenstromwerten einen durchschnittlichen Wert definiert, und wobei Spitzenstromwerte, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und Spitzenstromwerte, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird.
  • In dem beispielhaften Sperrwandler kann die Primärseitensteuerung, wenn die Primärseitensteuerung die Vielzahl von nachfolgenden Lademodi beendet, konfiguriert sein zum: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die größer als die Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung ist; Addieren des Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal aktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen; Addieren des Jitter-Signals zu einem Stromsollwertsignal, wenn das Impulssignal deaktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal zu schaffen; wenn das Impulssignal aktiviert wird, Beenden mindestens einiger Lademodi, wenn das einem Dithering unterzogene Stromsignal das Stromsollwertsignal erfüllt; und wenn das Impulssignal deaktiviert wird, Beenden mindestens einiger Lademodi, wenn das erfasste Stromsignal das einem Dithering unterzogene Sollwertsignal erfüllt.
  • In dem beispielhaften Sperrwandler kann die Primärseitensteuerung ferner umfassen: eine Startsteuerung, die einen Erfassungseingang, der an den Spannungserfassungsanschluss gekoppelt ist, und einen Startausgang definiert; eine Latch-Schaltung, die einen Latch-Eingang, der an den Startausgang gekoppelt ist, einen Rücksetzeingang und einen Treiberausgang definiert, der an den Gate-Anschluss gekoppelt ist; eine Endesteuerung, die einen Rückkopplungseingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen Gate-Eingang, der an den Treiberausgang gekoppelt ist, und einen Rücksetzausgang definiert, der an den Rücksetzeingang der Latch-Schaltung gekoppelt ist. Die Startsteuerung kann dazu konfiguriert sein, den Gate-Anschluss bei der Schaltfrequenz zu aktivieren, um eine Vielzahl von nachfolgenden Lademodi zu schaffen. Die Endesteuerung kann dazu konfiguriert sein, das Jitter-Signal zu erzeugen. Und die Endesteuerung kann ferner dazu konfiguriert sein, die Vielzahl von nachfolgenden Lademodi durch Aktivierung des Rücksetzausgangs bei einer jeweiligen Vielzahl von erfassten Stromsignalen zu beenden, wobei die Vielzahl von erfassten Stromsignalen mittels des Stromerfassungsanschlusses erfasst wird, und wobei die Vielzahl von erfassten Stromsignalen einen durchschnittlichen Wert definiert, wobei die Stromsignale, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und erfasste Stromsignale, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird.
  • In dem beispielhaften Sperrwandler kann die Primärseitensteuerung, wenn die Primärseitensteuerung die Vielzahl von nachfolgenden Lademodi beendet, ferner konfiguriert sein zum: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die größer als die Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung ist; und Schaffen eines einem Dithering unterzogenen Stromsignals durch Addieren des Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal aktiviert wird, und Subtrahieren des Jitter-Signals von dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal deaktiviert wird.
  • Figurenliste
  • Für eine detaillierte Beschreibung der Beispielausführungsformen wird nun auf die beigefügten Zeichnungen verwiesen, wobei:
    • 1 zeigt einen quasiresonanten (QR) Sperrwandler mit einem Jitter gemäß mindestens einigen Ausführungsformen;
    • 2A zeigt Taktdiagramme gemäß mindestens einigen Ausführungsformen;
    • 2B zeigt Taktdiagramme gemäß mindestens einigen Ausführungsformen;
    • 3 zeigt ein Blockdiagramm einer Steuerung, die dazu konfiguriert ist, einen Jitter während eines Lademodus zu implementieren, gemäß mindestens einigen Ausführungsformen;
    • 4 zeigt ein Blockdiagramm einer Jitter-Steuerung gemäß mindestens einigen Ausführungsformen;
    • 5 zeigt ein Blockdiagramm einer Jitter-Steuerung gemäß mindestens einigen Ausführungsformen;
    • 6 zeigt ein Blockdiagramm einer Jitter-Steuerung gemäß mindestens einigen Ausführungsformen; und
    • 7 zeigt ein Verfahren gemäß mindestens einigen Ausführungsformen.
  • DEFINITIONEN
  • Verschiedene Begriffe werden verwendet, um bestimmte Systemkomponenten zu bezeichnen. Unterschiedliche Firmen können eine Komponente mit unterschiedlichen Namen bezeichnen - dieses Dokument beabsichtigt nicht, zwischen Komponenten zu unterscheiden, die sich im Namen, aber nicht in der Funktion unterscheiden. In der nachfolgenden Erörterung und in den Ansprüchen werden die Bezeichnungen „einschließlich“ und „umfassend“ in einem offenen Sinne verwendet und sollten daher so ausgelegt werden, dass sie „einschließlich, aber nicht beschränkt auf ...“ bedeuten.Außerdem soll der Begriff „koppeln“ oder „koppelt“ entweder eine indirekte oder eine direkte Verbindung bezeichnen. Wenn daher ein erstes Gerät mit einem zweiten Gerät gekoppelt wird, kann diese Verbindung durch eine direkte Verbindung oder durch eine indirekte Verbindung über andere Geräte und Verbindungen erfolgen.
  • „Steuerung“ bezeichnet hier allein oder in Kombination einzelne Schaltungskomponenten, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC), eine Mikrosteuerung mit Steuersoftware, einen Digitalsignalprozessor (DSP), einen Prozessor mit Steuersoftware oder ein feldprogrammierbares Gate-Array (FPGA), die dazu konfiguriert sind, Eingänge und Ausgänge als Reaktion auf die Eingaben zu lesen.
  • In Bezug auf elektrische Geräte beziehen sich die Begriffe „Eingang“ und „Ausgang“ auf elektrische Verbindungen zu den elektrischen Geräten und sind nicht als Handlungen zu verstehen. Zum Beispiel kann eine Steuerung einen Gate-Ausgang und einen oder mehrere Erfassungseingänge aufweisen.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
  • Die folgende Erläuterung ist auf verschiedene Ausführungsformen der Erfindung gerichtet. Obwohl eine oder mehrere dieser Ausführungsformen bevorzugt sein können, sollten die offenbarten Ausführungsformen nicht so interpretiert oder anderweitig verwendet werden, dass sie den Schutzumfang der Offenbarung, einschließlich der Ansprüche, einschränken würden. Darüber hinaus wird der Fachmann verstehen, dass die folgende Beschreibung eine breite Anwendung findet, und die Erläuterung einer beliebigen Ausfuhrungsform lediglich als Beispiel für diese Ausführungsform zu verstehen ist und nicht so, dass der Geltungsbereich der Offenbarung, einschließlich der Ansprüche, auf diese Ausführungsform beschränkt ist.
  • Mindestens einige der Ausführungsbeispiele zielen auf Verfahren und Systeme zum Betreiben eines quasiresonanten (QR) Sperrwandlers ab. Genauer gesagt schaffen oder implementieren beispielhafte Ausführungsformen ein modifiziertes Jitter-Signal effektiv, das Merkmale eines Jitter-Signals mit einer Jitter-Frequenz unter einer Grenzfrequenz einer Rückkopplungsschleife aufweist, die sich wie ein Tiefpassfilter verhält. Das modifizierte Jitter-Signal weist jedoch eine effektive Frequenz über der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschleife auf, sodass sich der implementierte Jitter in der Ausgangsspannung selbst nicht manifestiert. Das tatsächliche oder effektive modifizierte Jitter-Signal kann dabei helfen, eine elektromagnetische Interferenz (EMI) in dem quasiresonanten Sperrwandler zu reduzieren. Die Beschreibung wendet sich nun einem beispielhaften Sperrwandler gemäß beispielhaften Ausführungsbeispielen zu.
  • 1 zeigt ein teilweise schematisches und ein schematisches Blockdiagramm von einem QR-Wandler gemäß mindestens einigen Ausführungsformen. Der QR-Wandler 100 (nachfolgend nur „Wandler 100“) umfasst eine Primärseite 102, die durch einen Transformator 130 galvanisch von einer Sekundärseite 104 isoliert ist. Der Wandler 100 schließt einen Brückengleichrichter 110, einen Eingangskondensator 120, den Transformator 130, einen primären Feldeffekttransistor (FET) 140, einen Stromerfassungswiderstand 150, eine Dämpferschaltung 160, einen resonanten Behälterkondensator 170, eine Sekundärschaltung 175, eine Spannungsrückkopplungsschaltung 185 und eine Primärseitensteuerung (nachfolgend nur „Steuerung 190“) ein. Alle werden der Reihe nach behandelt.
  • Der Brückengleichrichter 110 ist in Blockdiagrammform veranschaulicht und kann eine Anordnung von einer oder mehreren Dioden in einer Brückenschaltungskonfiguration einschließen, die eine Eingangsspannung VIN von Wechselstrom (AC) gleichrichtet. Der Brückengleichrichter 110 erzeugt eine gleichgerichtete AC-Wellenform, die an dem Signalknoten 112 ausgegeben wird. Zum Beispiel kann der Brückengleichrichter 110 eine gleichgerichtete Wechselstromwellenform mit vollständiger Welle bereitstellen und der Eingangskondensator 120 glättet die Wellenform. Der Eingangskondensator 120 weist einen ersten Anschluss, der mit dem Signalknoten 112 des Brückengleichrichters 110 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit einer Primärmasse verbunden ist.
  • Der Transformator 130 weist eine Primärwicklung 132, eine Sekundärwicklung 134 und eine Hilfswicklung 136 auf. Die Primärwicklung 132 weist ein erstes Ende, das mit dem Signalknoten 112 verbunden ist, und ein zweites Ende auf. Die Sekundärwicklung 134 weist ein erstes Ende und ein zweites Ende auf, das mit einer Sekundärmasse verbunden ist. Die Hilfswicklung 136 weist ein erstes Ende und ein zweites Ende auf, das mit einer Primärmasse verbunden ist.
  • Der beispielhafte Leistungswandler weist einen Primärschalter auf, der veranschaulichend als der primäre FET 140 gezeigt ist. Andere Primärschalter (z. B. Verbindungstransistoren) können auch verwendet werden. Der beispielhafte primäre FET 140 definiert einen Drain, der mit dem zweiten Ende der Primärwicklung 132 verbunden ist, ein Gate und eine Source. Der Stromerfassungswiderstand 150 weist einen ersten Anschluss, der mit der Source des primären FET 140 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit der Primärmasse verbunden ist.
  • Die Dämpferschaltung 160 schließt einen Kondensator 162, einen Widerstand 164 und eine Diode 166 ein. Der Kondensator 162 weist einen ersten Anschluss, der mit dem Signalknoten 112 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf. Der Widerstand 164 weist einen ersten Anschluss, der mit dem Signalknoten 112 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit dem zweiten Anschluss des Kondensators 162 verbunden ist. Die Diode 166 ist eine PN-Verbindungsdiode, aufweisend eine Anode, die mit dem zweiten Ende der Primärwicklung 132 verbunden ist, und einer Kathode, die mit den zweiten Anschlüssen des Kondensators 162 und des Widerstands 164 verbunden ist. An dem Ende jedes Lademodus (weiter unten erläutert) kann Induktionsstrom von der Primärwicklung 132 in die Dämpferschaltung 160 eingespeist werden.
  • Der primäre FET 140 weist aufgrund seiner Ausgestaltungs- und Konstruktionsweise eine parasitäre Kapazität zwischen seinem Drain und seiner Source auf, und unter bestimmten Betriebsbedingungen (weiter unten erläutert) oszilliert die parasitäre Kapazität mit Induktivitäten auf der Primärseite 102 der Schaltung. Die parasitäre Kapazität des primären FET 140 ist als ein Kondensator 170 veranschaulicht, aufweisend einen ersten Anschluss, der mit dem zweiten Ende der Primärwicklung 132 und dem Drain des primären FET 140 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss, der mit der Source des primären FET 140 verbunden ist.
  • Die Sekundärschaltung 175 schließt eine Diode 172 (oder einen Sekundärseitengleichrichter), einen Ausgangskondensator 174, einen Widerstand 176, eine Photodiode 177, eine Zenerdiode 178 und eine Last 179 ein. Die Diode 172 weist eine Anode, die mit dem ersten Ende der Sekundärwicklung 134 verbunden ist, und eine Kathode zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung auf, die mit „VOUT“ bezeichnet ist. In anderen Fällen wird die Diode 172 durch einen aktiven, synchronen Gleichrichter ersetzt, wie etwa einen FET, der durch eine Sekundärseitensteuerung gesteuert wird. Der Ausgangskondensator 174 weist einen ersten Anschluss, der mit der Kathode der Diode 172 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit einer Sekundärmasse verbunden ist.
  • Um die Ausgangsspannung VOUT zu regeln, wird die Ausgangsspannung auf der Sekundärseite über den Widerstand 176, die Photodiode 177 und die Zenerdiode 178 erfasst. Insbesondere weist der Widerstand 176 einen ersten Anschluss, der mit der Kathode der Diode 172 und dem ersten Anschluss des Ausgangskondensators 174 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf. Die Photodiode 177 weist eine Anode, die mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 176 verbunden ist, und eine Kathode auf. Die Zenerdiode 178 weist eine Kathode, die mit der Kathode der Photodiode 177 verbunden ist, und eine Anode auf, die mit einer Sekundärmasse verbunden ist.
  • Um zu der Primärseite des Leistungswandlers zurückzukehren, schließt die Nulldurchgangserkennungsschaltung (ZCD-Schaltung) 180 einen Widerstand 181 ein. Der Widerstand 181 weist einen ersten Anschluss, der mit dem ersten Ende der Hilfswicklung 136 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf. Die beispielhafte Steuerung 190 weist einen Eingangsanschluss auf, der mit „ZCD“ (,„ZCD‟-Anschluss) bezeichnet ist, der mit dem zweiten Anschluss des Widerstands 181 verbunden ist.
  • Die Spannungsrückkopplungsschaltung 185 ist an den Ausgangsknoten des Wandlers 100 (z. B. „VOUT“) gekoppelt und auch an den Rückkopplungsanschluss („FB“) der Steuerung 190 gekoppelt. Die Spannungsrückkopplungsschaltung 185 schließt einen Phototransistor 186 und einen Kondensator 188 ein. Der Phototransistor 186 weist einen Kollektor, eine Basis, die optisch an die Photodiode 177 gekoppelt ist, und einen Emitter ein, der mit der Primärmasse verbunden ist. Die Photodiode 177 und der Phototransistor 186 sind gemeinsam Teil eines Optokopplers. Der Kondensator 188 weist einen ersten Anschluss, der mit dem Kollektor des Phototransistors 186 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit der Primärmasse verbunden ist.
  • Die beispielhafte Steuerung 190 schließt ferner einen Rückkopplungsanschluss ein, der „FB“ („FB“-Anschluss) bezeichnet wird, der mit der Spannungsrückkopplungsschaltung 185 verbunden ist. Die Steuerung 190 schließt auch einen Stromerfassungsanschluss, der „CS“ bezeichnet wird, der mit dem ersten Anschluss des Stromerfassungswiderstands 150 verbunden ist, und einen Gate-Anschluss ein, der „GATE“ bezeichnet wird, der mit dem Gate des primären FET 140 verbunden ist.
  • Während eines Betriebs stellt der beispielhafte Wandler 100 eine AC-DC-Umwandlung mit geringem Rauschen durch Schalten des primären FET 140 innerhalb von Spannungstälern bereit, die bei Oszillationen der Drain-Spannung erkannt werden. Der resonante Behälter, der zum Talschalten in einer QR-Sperre verwendet wird, wird durch die Magnetisierungsinduktivität der Primärwicklung 132 und eine „konzentrierte“ Kapazität des primären FET 140 gebildet, der in 1 als ein Kondensator 170 veranschaulicht ist. Die „konzentrierte“ Kapazität schließt die parasitäre Kapazität an dem Drain des primären FET 140 ein, einschließlich der Ausgangskapazität (Coss) des primären FET, und in einigen Ausführungsformen einen diskreten Kondensator, um die Resonanz abzustimmen.
  • Ein Schaltzyklus des Wandlers 100 kann konzeptionell in zwei Modi aufgeteilt werden, einen Lademodus und einen Entlademodus. Wenn die Steuerung 190 den Gate-Anschluss aktiviert, wird eine Spannung an das Gate des primären FET 140 angelegt, die wiederum ermöglicht, dass Strom durch die Primärwicklung 132 geleitet wird und dadurch Energie in dem Transformator 130 gespeichert wird. Während der Zeit, zu der die Steuerung 190 den Gate-Anschluss aktiviert, befindet sich der Wandler 100 in dem Lademodus.
  • Während des Lademodus fließt Strom durch die Primärwicklung 132, aber nicht die Sekundärwicklung 134, da während des Lademodus der Sekundärgleichrichter, hier in der beispielhaften Form der Diode 172, umgekehrt vorgespannt ist. Die Energie wird in dem Feld der Primärwicklung 132 gespeichert.
  • Wenn die Steuerung 190 den Gate-Anschluss deaktiviert, fällt die Spannung an dem Gate des primären FET 140 unter die Schwellenspannung des Gates, der primäre FET 140 wird nicht leitend und der Wandler 100 tritt in den Entlademodus ein. Während des Entlademodus kehrt sich die Polarität der Spannung an der Sekundärwicklung 134 um, was die Diode 172 vorspannt, und somit fließt Strom zu dem Ausgangskondensator 174 und der Last 179.
  • Die Spannungsrückkopplungsschaltung 185 („Rückkopplungsschaltung“) entwickelt ein Rückkopplungssignal an dem FB-Anschluss der Steuerung 190. Insbesondere erzeugt die Photodiode 177 Photonen bei einer Rate, die proportional zu der Ausgangsspannung VOUT ist. Der Phototransistor 108 wird wiederum in Abhängigkeit von der Anzahl an erzeugten Photonen mehr oder weniger leitend. Aufgrund des Vorliegens des Kondensators 188 implementiert die Spannungsrückkopplungsschaltung 185 einen Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz (z. B. der Halbleistungspunkt oder 3-dB-Punkt). In einigen Fällen kann die Grenzfrequenz der Spannungsrückkopplungsschaltung 185 500 Hz bis 5 kHz betragen. Die ZCD-Rückkopplungsschaltung 180 stellt ein ZCD-Signal an dem ZCD-Anschluss der Steuerung 190 bereit. Um ein QR-Einschalten des primären FET 140 durchzuführen, erkennt die Steuerung 190 ein Tal der Resonanz, das zwischen der Magnetisierungsinduktivität des Transformators 130 und des Kondensators 170 auftritt. Das heißt, während eines Entlademodus tritt, wenn das Feld des Transformators zusammengebrochen ist, eine Resonanz zwischen der Magnetisierungsinduktivität des Transformators 130 und des Kondensators 170 auf (z. B. Schaffen von Spitzen und Tälern). Die Spannung an der Hilfswicklung 136, die an den ZCD-Anschluss gekoppelt ist, spiegelt die Oszillationen in der Primärwicklung 132 wider und ein Signal an dem ZCD-Anschluss erlaubt, dass die Steuerung 190 ein „Tal“ identifiziert, z. B. einen Punkt niedriger Spannung in der Resonanz. Beim Erkennen des „Tals“ schaltet die Steuerung 190 an dem primären FET 140 um, um den nächsten Lademodus zu beginnen.
  • Die Steuerung 190 aktiviert den Gate-Anschluss und steuert unter den hierin beschriebenen Techniken, wann an dem primären FET 140 umzuschalten ist. In einer Ausführungsform bestimmt die Steuerung 190 die Impulsbreite und Betriebsfrequenz des Gate-Signals basierend auf einem Stromerfassungssignal CS, dem ZCD-Signal und dem Rückkopplungssignal FB.
  • Einer der Nachteile eines Schaltleistungswandlers ist das elektrische Rauschen. Das heißt, der Strom und die Spannung durch den Transformator 130 erzeugen elektromagnetische Interferenzfelder (EMI-Felder), die gefiltert werden, um verschiedene von EMI-Standards, die durch die Industrie festgelegt werden, zu erfüllen. Eine Lösung zum Reduzieren eines EMI-Profils des Wandlers schließt ein Einführen eines Jitter-Signals entweder während des Lademodus oder des Entlademodus ein.
  • Aufgrund der variablen Frequenz von QR-Sperrwandlern stehen Jitter-Signale, die während des Lademodus eingeführt werden, verschiedenen Herausforderungen aufgrund dessen gegenüber, dass sich die Spannungsrückkopplungsschaltung 185 wie ein Tiefpassfilter verhält. Ein Jitter-Signal, das durch die Spannungsrückkopplungsschaltung 185 läuft, kann effektiv durch die Rückkopplungsschleifeneinstellungen aufgehoben werden. Jitter-Signale, die höher als die Grenzfrequenz für die Rückkopplungsschleife sind, können beim Reduzieren von EMI weniger effektiv sein.
  • Bei einigen Lösungen wird die Frequenz eines Jitter-Signals erhöht, das während des Lademodus eingeführt wird, um die Effekte des Tiefpassfilters zu vermeiden. Solche Lösungen funktionieren jedoch nicht gut, da eine höhere Jitter-Frequenz nicht so viel Nutzen für EMI bereitstellt, und ein Reduzieren der Schleifenregelbandbreite für viele Schaltnetzteile (SMPS), wie etwa den QR-Sperrwandler, nicht praktisch ist.
  • Gemäß Ausführungsbeispielen wird eine Schaltfrequenz des primären FET 140 durch ein modifiziertes Jitter-Signal beeinflusst, das tatsächlich oder effektiv geschaffen werden kann. In einer Ausführungsform erzeugt die Steuerung 190 ein Impulssignal, aufweisend eine Impulsfrequenz, die größer als die Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung ist, und die Steuerung 190 erzeugt ein Jitter-Signal, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz unter der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung. Die Steuerung 190 amplitudenmoduliert das Impulssignal mit dem Jitter-Signal tatsächlich oder effektiv, um das modifizierte Jitter-Signal, das während des Betriebs des Wandlers 100 angelegt wird, zu schaffen, um dabei zu helfen, das EMI-Profil des Wandlers 100 zu reduzieren.
  • 2 (umfassend 2A und 2B) veranschaulicht Taktdiagramme gemäß mindestens einigen Ausführungsformen. Die Zeitskala in 2 ist nicht notwendigerweise maßstabsgetreu. Insbesondere zeigt 2 mehrere Signale, die auf entsprechenden Zeitachsen dargestellt sind, einschließlich Darstellung 202, die ein beispielhaftes Treibersignal (DRV-Signal) zeigt, Darstellung 204, die ein beispielhaftes Impulssignal zeigt, Darstellung 206, die ein beispielhaftes Jitter-Signal zeigt, Darstellung 208, die ein beispielhaftes modifiziertes Jitter-Signal zeigt, und Darstellung 210, die eine Vielzahl von beispielhaften Spitzenstromwerten von Strom durch die Primärwicklung im Laufe einer Vielzahl von nachfolgenden Lademodi zeigt.
  • Das Taktdiagramm von 2 veranschaulicht ein modifiziertes Jitter-Signal über mehrere Lademodi. Insbesondere zeigt Darstellung 202 ein nominales DRV-Signal, wobei eine Aktivierung des DRV-Signals zu einer Aktivierung des GATE-Anschlusses der Steuerung 190 führt (1). Zum Beispiel wird das DRV-Signal zu Zeitpunkt t1 aktiviert und zu Zeitpunkt t2 deaktiviert. Der Zeitraum, der durch t1 und t2 definiert wird, ist ein beispielhafter Lademodus (z. B. Lademodus 214). Ein nachfolgender Lademodus beginnt zu Zeitpunkt t4, sobald das DRV-Signal wieder aktiviert wird.
  • Die Darstellung 204 veranschaulicht ein Modulieren oder ein Impulssignal gemäß verschiedenen Ausführungsformen. Das beispielhafte Impulssignal ist eine Rechteckwelle, welche halb so groß wie eine Frequenz des DRV-Signals ist. Die beispielhafte Rechteckwelle weist sowohl positive als auch negative Komponenten oder Spitzen auf und ist bei null Volt zentriert. Dementsprechend weist eine Hälfte der Rechteckwelle für einen einzelnen Zeitraum des beispielhaften Impulssignals einen positiven Wert auf, während eine Hälfte der Rechteckwelle einen negativen Wert aufweist. Die Bezeichnungen wie „positiv“ oder „negativ“ sind willkürlich, aber ausgewählt, um eine Beziehung zwischen zwei Teilen des Impulssignals zu beschreiben, und werden durchgehend verwendet, um Verwirrung zu vermeiden. Das Impulssignal, das in Darstellung 204 veranschaulicht ist, ist lediglich ein Beispiel und soll nicht einschränkend sein. Jede wiederkehrende Wellenform kann verwendet werden. Das heißt, es werden andere Impulssignale in Betracht gezogen, die in Form, Amplitude und Frequenz variieren. Ferner gelten die hierin beschriebenen Techniken gleichermaßen für Wellenformen, die nicht wiederkehrend sind.
  • Gemäß beispielhaften Ausführungsformen weist das Impulssignal eine Frequenz auf, die niedriger als die Schaltfrequenz der Steuerung 190 ist (z. B. niedriger als das DRV-Signal der Darstellung 202), aber höher als die Grenzfrequenz der Spannungsrückkopplungsschaltung 185 ist (1). Das heißt, eine untere Grenze von Frequenzen des Impulssignals wird durch eine obere Grenzfrequenz der Rückkopplungsschleife definiert.
  • Das beispielhafte Jitter-Signal in Darstellung 206 ist eine Dreieckswelle mit einem Zeitraum, der sich über mehrere Lademodi erstreckt. Somit ist die Frequenz des Jitter-Signals niedriger als die des Impulssignals. In verschiedenen Ausführungsformen liegt die Frequenz des Jitter-Signals unter der Grenzfrequenz der Spannungsrückkopplungsschaltung 185 (1). Das heißt, bei der niedrigeren Frequenz des Jitter-Signals würde das Jitter-Signal in Darstellung 206 durch die Rückkopplungsschleife, die sich wie ein Tiefpassfilter verhält, erkannt werden oder durch sie laufen.
  • Das Jitter-Signal in Darstellung 206 ist ein Beispiel eines Jitter-Signals und soll nicht einschränkend sein. Andere Jitter-Signale werden in Betracht gezogen, die in Form, Amplitude und Frequenz variieren. In Ausführungsbeispielen kann das Jitter-Signal eine beliebige Frequenz aufweisen, einschließlich Frequenzen, die gut innerhalb einer erkennbaren Bandbreite (z. B. unter der Grenzfrequenz) der Rückkopplungsschleife liegen, die sich wie ein Tiefpassfilter verhält.
  • Gemäß verschiedenen Ausführungsformen und konzeptionell wird das Jitter-Signal in Darstellung 206 durch das Impulssignal in Darstellung 204 moduliert, um das modifizierte Jitter-Signal 218 in Darstellung 208 zu schaffen. In einem Beispiel wird das modifizierte Jitter-Signal 218 durch ein Amplitudenmodulieren des Impulssignals (Darstellung 204) mit dem Jitter-Signal (Darstellung 206) geschaffen. Das modifizierte Jitter-Signal 218 weist sowohl positive als auch negative Komponenten auf. Ebenso wie bei dem Impulssignal sind die Bezeichnungen wie „positiv“ oder „negativ“ willkürlich, aber ausgewählt, um eine Beziehung zwischen zwei benachbarten Teilen des modifizierten Jitter-Signals zu beschreiben, und werden durchgehend verwendet, um Verwirrung zu vermeiden.
  • Die tatsächliche oder konzeptionelle Modulation der Impulssignale schafft eine Hüllkurve 220a und 220b mit Wellenform, die eine Form des Jitter-Signals in Darstellung 206 verfolgt. Insbesondere verfolgt die Hüllkurve 220a mit Wellenform das Jitter-Signal in der Form und Polarität, während die Hüllkurve 220b mit Wellenform das Jitter-Signal in der Form verfolgt, aber eine entgegengesetzte Polarität aufweist (z. B. ist eine Hüllkurve 220b mit Wellenform eine umgekehrte Dreieckwelle). Eine Frequenz entweder der Hüllkurve 220a oder 220b mit Wellenform verfolgt die Frequenz des Jitter-Signals.
  • Während des beispielhaften Lademodus 214 weist ein erster Abschnitt 222 des modifizierten Jitter-Signals 218 eine erste Amplitude und eine erste Polarität auf. Der Spitzenstrom durch die Primärwicklung 132 (1) wird durch die erste Amplitude und die erste Polarität gesteuert. In dem beispielhaften Lademodus 214 weist das Impulssignal eine positive Polarität zwischen Zeitpunkt t1 und t2 auf, und das modifizierte Jitter-Signal verfolgt eine Amplitude des Jitter-Signals zwischen Zeitpunkt t1 und t2.
  • Während eines nachfolgenden Lademodus 216 (der z. B. zwischen Zeitpunkt t4 und t5 auftritt) weist ein zweiter Abschnitt 224 des modifizierten Jitter-Signals 218 eine zweite Amplitude und eine zweite Polarität auf. Der Spitzenstrom durch die Primärwicklung 132 (1) in dem zweiten Lademodus 216 wird durch die zweite Amplitude und die zweite Polarität gesteuert. In dem beispielhaften Lademodus 216 weist das Impulssignal eine negative Polarität zwischen Zeitpunkt t4 und t5 auf, und das modifizierte Jitter-Signal verfolgt eine Amplitude des Jitter-Signals zwischen Zeitpunkt t4 und t5. Anders ausgedrückt verfolgt der momentane absolute Wert der zweiten Polarität den momentanen Wert des Jitter-Signals.
  • Eine tatsächliche Implementierung des modifizierten Jitter-Signals kann auf mehrere Weisen auftreten. Beispielhafte Implementierungen sind in 3, 4, 5, und 6 gezeigt und weiter unten erläutert. Das tatsächliche oder effektive modifizierte Jitter-Signal 218 modifiziert den Spitzenstrom durch die Primärwicklung während jedes Lademodus. Zu Zwecken einer Erläuterung von 2 sei zu berücksichtigen, dass das modifizierte Jitter-Signal gedanklich einen Stromsollwert eines Lademodus verändert. Aufgrund der Beziehung der Frequenz des DRV-Signals und des Impulssignals besteht der Effekt der Änderung während eines ersten Lademodus 214 darin, einen Stromsollwert um die Amplitude des Jitter-Signals zu erhöhen, und in einem unmittelbar folgendem Lademodus 216 besteht der Effekt der Änderung darin, einen Stromsollwert um die Amplitude des Jitter-Signals zu verringern.
  • Ein Effekt einer Implementierung des modifizierten Jitter-Signals ist in Darstellung 210 veranschaulicht. Insbesondere ist eine Vielzahl von Spitzenstromwerten, die in jeweiligen nachfolgenden Lademodi auftreten, entlang der Y-Achse gezeigt. Eine erste Teilmenge der Spitzenstromwerte definiert eine erste Hüllkurve 250a in der Form des Jitter-Signals (Darstellung 206), welche die Polarität und die Amplitude des Jitter-Signals spiegelt oder die gleiche ist. Eine zweite Teilmenge der Spitzenstromwerte definiert eine zweite Hüllkurve 250b auch in der Form des Jitter-Signals (Darstellung 206), die zweite Hüllkurve ist jedoch umgekehrt - das heißt, die zweite Hüllkurve weist eine entgegengesetzte Polarität des Jitter-Signals auf.
  • Eine gepunktete Linie, die zwischen der ersten und der zweiten Hüllkurve verläuft, definiert einen durchschnittlichen Wert 230 der Vielzahl von Spitzenstromwerten. In Bezug auf den durchschnittlichen Wert 230 definieren die Spitzenstromwerte, die höher als der durchschnittliche Wert 230 sind, die erste Hüllkurve 250a, während die Spitzenstromwerte, die niedriger als der durchschnittliche Wert 230 sind, die zweite Hüllkurve 250b definieren.
  • Genauer gesagt repräsentieren die vertikalen Linien, die in Darstellung 210 veranschaulicht sind, einen Spitzenstromwert durch die Primärwicklung 132 während jeweiliger Lademodi. Zum Beispiel weist der Spitzenstromwert 232 während des Lademodus 214 (Darstellung 202) einen Wert über dem durchschnittlichen Wert 230 um eine Menge basierend auf dem modifizierten Jitter-Signal auf. Während des beispielhaften Lademodus 216 (Darstellung 202) weist der Spitzenstromwert 234 einen Wert unter dem durchschnittlichen Wert 230 um eine Menge basierend auf dem modifizierten Jitter-Signal auf. Das tatsächliche oder konzeptionell modifizierte Stromsignal schafft ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal, und das einem Dithering unterzogene Stromsignal beeinflusst den Spitzenstromwert durch die Primärwicklung 132 während jedes Lademodus.
  • 3 zeigt ein Blockdiagramm einer Steuerung 190 gemäß mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere kann die Steuerung 190 eine oder mehrere elektrische Vorrichtungen umfassen, die monolithisch auf einem Substrat 302 geschaffen werden und innerhalb der Verpackung eingekapselt sind; die Funktionalität der Steuerung 190 kann jedoch auf mehreren Substraten, die elektrisch aneinander und die verschiedenen Anschlüsse gekoppelt sind, ausgeführt werden. Die beispielhafte gepackte integrierte Schaltung (IC) definiert den Gate-Anschluss 310 („GATE“ in 1), einen Stromerfassungsanschluss 312 („CS“ in 1), einen Rückkopplungsanschluss 314 und einen Spannungserfassungsanschluss 316 („ZCD“ in 1).
  • Die Funktionalität der Steuerung 190 kann gedanklich, allerdings nicht notwendigerweise physisch, in eine Lademodusstartsteuerung 304 (nachfolgend einfach „Startsteuerung 304“), eine Lademodusendesteuerung 306 (nachfolgend einfach „Endesteuerung 306“) und eine Latch-Schaltung 308 aufgeteilt sein. Die beispielhafte Startsteuerung 304 definiert einen Erfassungseingang 318, der an den Spannungserfassungsanschluss 316 gekoppelt ist, und einen Startausgang 320.
  • Die beispielhafte Latch-Schaltung 308 definiert einen Latch-Eingang 322, der an den Startausgang 320 gekoppelt ist. Die Latch-Schaltung 308 definiert ferner einen Rücksetzeingang 324 und einen Treiberausgang 326, der an den Gate-Anschluss 310 gekoppelt ist. In einigen Ausführungsformen ist der Treiberausgang 326 an den Gate-Anschluss 310 durch eine Treiberschaltung 327 gekoppelt.
  • Die Startsteuerung 304 umfasst eine Talerkennungsschaltung 335. Während jedes Entlademodus ist die Talerkennungsschaltung 335 dazu konfiguriert, ein „Tal“ in den Spannungsoszillationen an dem primären FET 140 (1), die durch eine Resonanz zwischen der Primärwicklung 132 (1) und der Kapazität, die durch den Kondensator 170 repräsentiert wird, bewirkt werden, zu erkennen. Wenn ein entsprechendes Tal erkannt wird, aktiviert die Startsteuerung 304 den Startausgang 320. Eine Aktivierung des Startausgangs 320 bewirkt eine Aktivierung an dem Latch-Eingang 322, der wiederum eine Aktivierung des Gate-Anschlusses 310 verbreitet. Dementsprechend ist die Startsteuerung 304 dazu konfiguriert, den Gate-Anschluss 310 bei einer Schaltfrequenz zu aktivieren, um eine Vielzahl von nachfolgenden Lademodi zu schaffen.
  • Die beispielhafte Endesteuerung 306 definiert: einen Stromerfassungseingang 330, der an den Stromerfassungsanschluss 312 gekoppelt ist; einen Gate-Eingang 332, der an den Treiberausgang 326 gekoppelt ist; einen Rücksetzausgang 334, der an den Rücksetzeingang 324 der Latch-Schaltung 308 gekoppelt ist; und einen Rückkopplungseingang 328, der an den Rückkopplungsanschluss 314 gekoppelt ist. Die Endesteuerung 306 ist dazu konfiguriert, eine Vielzahl von nachfolgenden Lademodi bei einer jeweiligen Vielzahl von erfassten Stromwerten oder -signalen zu beenden. Die erfassten Stromwerte werden mittels des Stromerfassungsanschlusses 312 erfasst, der an den Stromerfassungseingang 330 gekoppelt ist. Die Vielzahl von erfassten Stromwerten definiert einen durchschnittlichen Wert, wobei einige der erfassten Stromwerte höher als der durchschnittliche Wert sind und einige der erfassten Stromwerte niedriger als der durchschnittliche Wert sind, ähnlich wie die Beschreibung in Darstellung 210. Die erfassten Stromwerte, die höher als der durchschnittliche Wert sind, definieren eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals, während die erfassten Stromwerte, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird.
  • Die beispielhafte Endesteuerung 306 ist dazu konfiguriert, ein Jitter-Signal, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz, zu erzeugen. In einem Beispiel weist das Jitter-Signal eine Form einer Dreieckwelle und eine Jitter-Frequenz auf, die niedriger als die Schaltfrequenz ist. Um das Jitter-Signal zu erzeugen, schließt die beispielhafte Endesteuerung 306 ferner eine Jitter-Signalschaltung 336 ein. Die Jitter-Signalschaltung 336 definiert einen Jitter-Ausgang 340 und die Jitter-Signalschaltung 336 ist dazu konfiguriert, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang 340 zu treiben.
  • Die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 definiert den Gate-Eingang 332, den Stromerfassungseingang 330, einen Stromsollwerteingang 342, der an den Rückkopplungsanschluss 314 gekoppelt ist (möglicherweise durch ein Rückkopplungsnetzwerk RFB 343), einen Jitter-Eingang 350, der an den Jitter-Ausgang 340 gekoppelt ist, und den Stromerfassungseingang 330, der an den Stromerfassungsanschluss 312 gekoppelt ist. Die Jitter-Steuerung 338 definiert ferner einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang 360 und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang 370.
  • Die beispielhafte Endesteuerung 306 definiert auch einen Komparator 380, der einen ersten Eingang 382, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang 360 gekoppelt ist, einen zweiten Eingang 384, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang 370 gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang 386 einschließt, der an den Rücksetzausgang 334 gekoppelt ist. Der Rücksetzausgang 334 ist an den Rücksetzeingang 324 der Latch-Schaltung 308 gekoppelt. Der Komparator 380 ist dazu konfiguriert, Signale an dem ersten Eingang 382 und dem zweiten Eingang 384 zu vergleichen, und, wenn sich die Signale kreuzen, den Rücksetzausgang 334 zu aktivieren. Eine Aktivierung des Rücksetzausgangs 334 bewirkt eine Aktivierung des Rücksetzeingangs 324, der wiederum den Gate-Anschluss 310 deaktiviert. Dementsprechend deaktiviert eine Aktivierung des Vergleichsausgangs 386 den Gate-Anschluss 310 und beendet einen jeweiligen Lademodus.
  • Die Jitter-Steuerung 338 kann dazu konfiguriert sein, dem Komparator 380 auf verschiedene Weisen Signale bereitzustellen. In einem Beispiel und wie in Bezug auf 2 erläutert ist, modifiziert die Jitter-Steuerung 338 ein Stromsollwertsignal an dem Stromsollwerteingang 342 mit dem modifizierten Jitter-Signal, das basierend auf einem Jitter-Signal, das an dem Jitter-Eingang 350 bereitgestellt wird, geschaffen wird. In einem anderen Beispiel modifiziert die Jitter-Steuerung 338 einen erfassten Stromwert an dem Stromerfassungseingang 330 mit dem modifizierten Jitter-Signal. In einem anderen Beispiel modifiziert die Jitter-Steuerung 338 einen erfassten Stromwert mit dem Jitter-Signal in einem ersten Lademodus und modifiziert das Stromsollwertsignal in einem zweiten, nachfolgenden Lademodus. Jedes dieser Ausführungsbeispiele wird wiederum erläutert.
  • 4 zeigt einen Elektroschaltplan einer Jitter-Steuerung 338 gemäß mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere zeigt 4 eine beispielhafte Jitter-Steuerung 338 gemeinsam mit dem Komparator 380, um Ausführungsformen zu veranschaulichen, wobei die Jitter-Steuerung 338 ein Stromsollwertsignal mit dem modifizierten Jitter-Signal modifiziert, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal zu schaffen. Die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 definiert einen Impulserzeuger 402, eine Impulssignalschaltung 403, einen Amplitudenmodulationsknoten 404 und einen Summierknoten 406. Der Impulserzeuger 402 definiert ferner einen ersten Eingang 408, der an den Gate-Eingang 332 gekoppelt ist, und einen Impulsausgang 410.
  • Die Impulssignalschaltung 403 weist einen Impulsstarteingang 412, der an den Impulsausgang 410 gekoppelt ist, und einen Impulsausgang 414 auf. In einigen Ausführungsformen schließt die Impulssignalschaltung 403 eine komplementäre Metalloxidhalbleiterschaltung (CMOS-Schaltung) ein, die ferner einen p-artigen MOS (PMOS) definiert, aufweisend einen Drain, der an einen Drain eines n-artigen MOS (NMOS) gekoppelt ist, und die Drains sind an den Impulsausgang 414 gekoppelt. Die Gates sowohl des PMOS als auch des NMOS sind an den Impulsstarteingang 412 gekoppelt. Ein Source des PMOS ist an eine positive Spannungsquelle, +V, gekoppelt. Ein Source des NMOS ist an eine negative Spannungsquelle, -V, gekoppelt.
  • Der Amplitudenmodulationsknoten 404 definiert einen Impulseingang 416, der an den Impulsausgang 414 gekoppelt ist, einen zweiten Eingang 418, der an den Jitter-Eingang 350 gekoppelt ist, und einen modifizierten Jitter-Signalausgang 420. Der Summierknoten 406 definiert einen ersten Eingang 422, der an den modifizierten Jitter-Signalausgang 420 gekoppelt ist, einen zweiten Eingang 424, der an den Stromsollwerteingang 342 gekoppelt ist, und einen Ausgang 426, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang 360 gekoppelt ist.
  • Die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 von 4 ist dazu konfiguriert, dem Komparator 380 ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal bereitzustellen. Zum Beispiel empfängt die Jitter-Steuerung 338 ein Gate-Signal an dem Gate-Eingang 332 und erzeugt ein Impulssignal, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, durch Erzeugen des Impulssignals basierend auf dem Gate-Signal. In der beispielhaften Jitter-Steuerung 338 wird eine Frequenz des Gate-Signals in eine Hälfte durch den Impulserzeuger 402 geteilt. Die Gate-Signalfrequenz, die in eine Hälfte geteilt ist, wird dazu verwendet, das Impulssignal mit einer Impulsfrequenz zu schaffen, die halb so groß wie die Schaltfrequenz ist. Während eines ersten Lademodus wird das Gate-Signal aktiviert und der Impulsausgang 410, der an den Impulsstarteingang 412 gekoppelt ist, wird aktiviert (z. B. hoch aktiviert). Somit wird ein Spannungswert von +V während des ersten Lademodus an dem Impulsausgang 414 bereitgestellt. Während eines zweiten, nachfolgenden Lademodus wird das Gate-Signal wieder aktiviert, der Impulsausgang 410, der an den Impulsstarteingang 412 gekoppelt ist, wird aber deaktiviert (z. B. wie ein niedriges Signal oder kein Signal deaktiviert). Somit wird ein Spannungswert von -V während des zweiten, nachfolgenden Lademodus an dem Impulsausgang 414 bereitgestellt. Dementsprechend erzeugt die Impulssignalschaltung 403 ein Impulssignal 450 (z. B. das Impulssignal, das in Darstellung 204 von 2 gezeigt ist), aufweisend eine Rechteckwellenform, mit einer Impulsfrequenz, die halb so groß wie die Schaltfrequenz ist.
  • Das Impulssignal 450 wird dem Amplitudenmodulationsknoten 404 (z. B. einem Multiplikationsknoten) bereitgestellt. Der Amplitudenmodulationsknoten 404 amplitudenmoduliert das Impulssignal 450 mit dem Jitter-Signal, das an dem Jitter-Eingang 350 empfangen wird. Während des ersten Lademodus weist das Impulssignal 450 eine erste Amplitude mit einer positiven Polarität auf; und das Impulssignal 450 wird durch einen Abschnitt des Jitter-Signals amplitudenmoduliert, um ein modifiziertes Jitter-Signal 460 zu schaffen. Während des zweiten, nachfolgenden Lademodus weist das Impulssignal 450 eine zweite Amplitude auf, aufweisend eine negative Polarität. Dementsprechend wird das Impulssignal in dem zweiten Lademodus mit einem Abschnitt des Jitter-Signals amplitudenmoduliert, um das modifizierte Jitter-Signal 460 während des zweiten Lademodus weiter zu schaffen.
  • In dem beispielhaften System wird das modifizierte Jitter-Signal 460 dem Summierknoten 406 bereitgestellt. Der Summierknoten 406 ist dazu konfiguriert, das modifizierte Jitter-Signal 460 zu einem Stromsollwertsignal 470 an dem Stromsollwerteingang 342 zu addieren und ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal 480 zu schaffen. In der beispielhaften Jitter-Steuerung 338 von 4 läuft das erfasste Stromsignal unverändert durch die Jitter-Steuerung 338. Daraus folgt, dass das erfasste Stromsignal, das an dem einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang 370 bereitgestellt ist, keinem Dithering unterzogen wird. Aus Gründen, die in Bezug auf andere beispielhafte Ausführungsformen deutlicher werden, wird der Ausgang 370 jedoch trotzdem als der einem Dithering unterzogene Erfassungsausgang 370 bezeichnet.
  • Während jedes Lademodus vergleicht der Komparator 380 ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal 480 mit dem erfassten Sollwertsignal 490 an dem Stromerfassungseingang 344. Wenn der Komparator 380 das erfasste Stromsignal 490, welches das einem Dithering unterzogene Stromsignal 480 kreuzt, erfasst, aktiviert der Komparator 380 den Vergleichsausgang 386 und deaktiviert somit den Gate-Anschluss 310 und beendet den jeweiligen Lademodus.
  • Zusammenfassend, bevor fortgefahren wird, modifiziert die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 von 4 den Spitzenstrom durch die Primärwicklung während jedes Lademodus durch Schaffen des modifizierten Jitter-Signals 460 und durch dann ununterbrochenes Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu dem Stromsollwertsignal 470.
  • 5 zeigt einen Elektroschaltplan einer Jitter-Steuerung 338 gemäß mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere zeigt 5 eine beispielhafte Jitter-Steuerung 338 gemeinsam mit dem Komparator 380, um Ausführungsformen zu veranschaulichen, wobei die Jitter-Steuerung 338 dazu konfiguriert ist, ein erfasstes Stromsignal mit dem modifizierten Jitter-Signal zu modifizieren, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen. Insbesondere definiert die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 den Impulserzeuger 402, die Impulssignalschaltung 403 und den Amplitudenmodulationsknoten 404. Der Impulserzeuger 402, die Impulssignalschaltung 403 und der Amplitudenmodulationsknoten 404 sind elektrisch aneinander gekoppelt und werden wie die in Bezug auf 4 beschriebenen betrieben, und somit wird der Betrieb hier nicht noch einmal wiederholt, um die Beschreibung nicht unverhältnismäßig in die Länge zu ziehen.
  • Die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 schließt ferner einen Summierknoten 506 ein, der einen ersten Eingang 522, der an den modifizierten Jitter-Signalausgang 420 gekoppelt ist, einen zweiten Eingang 524, der an den Stromsollwerteingang 344 gekoppelt ist, und einen Ausgang 526 definiert, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang 370 gekoppelt ist. In der beispielhaften Jitter-Steuerung 338 von 5 läuft das Stromsollwertsignal unverändert durch die Jitter-Steuerung 338. Daraus folgt, dass das Stromsollwertsignal, das an dem einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang 360 bereitgestellt ist, keinem Dithering unterzogen wird. Aus Gründen der Beständigkeit und aus Gründen, die in Bezug auf andere Ausführungsbeispiele deutlicher werden, wird der Ausgang 360 jedoch trotzdem als der einem Dithering unterzogene Erfassungsausgang 360 bezeichnet.
  • Die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 von 5 ist dazu konfiguriert, dem Komparator 380 ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal bereitzustellen. Die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 amplitudenmoduliert das Impulssignal 450, um das modifizierte Jitter-Signal 460 zu schaffen. Das modifizierte Jitter-Signal 460 wird an dem Summierknoten 506 bereitgestellt. Der Summierknoten 506 ist dazu konfiguriert, das modifizierte Jitter-Signal 460 zu einem erfassten Stromsignal 490 an dem Stromerfassungseingang 344 zu addieren und ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal 580 zu schaffen. Während jedes Lademodus vergleicht der Komparator 380 ein Stromsollwertsignal 470 mit dem einem Dithering unterzogen Stromsignal 580. Wenn der Komparator 380 das einem Dithering unterzogene Stromsignal 580 erfasst, welches das Stromsollwertsignal 470 kreuzt (z. B. trifft das einem Dithering unterzogene Stromsignal auf das Stromsollwertsignal), aktiviert der Komparator 380 seinen Vergleichsausgang 386, der den Gate-Anschluss 310 deaktiviert und den jeweiligen Lademodus beendet.
  • Zusammenfassend, bevor fortgefahren wird, modifiziert die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 von 5 den Strom durch die Primärwicklung während jedes Lademodus durch Schaffen des modifizierten Jitter-Signals 460 und durch dann ununterbrochenes Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal 490. Wenn negative Versorgungsspannungen innerhalb der Steuerung 190 vorliegen und/oder geschaffen werden, können die Ausführungsformen von 4 und 5 implementiert werden. Oft liegen jedoch nur positive Versorgungsspannungen (in Bezug auf die Massereferenz für die Steuerung 190) vor und ein Einschließen von Leistungswandlern, um die negativen Versorgungsspannungen innerhalb der Steuerung 190 (um das Impulssignal 450 zu schaffen) zu schaffen, kann die Steuerung zu teuer und/oder zu groß machen. Somit wendet sich die Beschreibung Ausführungsformen zu, in denen das modifizierte Jitter-Signal nicht tatsächlich geschaffen wird, aber der Effekt derselbe oder im Wesentlichen derselbe ist.
  • 6 zeigt einen Elektroschaltplan einer Jitter-Steuerung 338 gemäß mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere veranschaulicht 6 eine Jitter-Steuerung 338, die zwischen einem Addieren des Jitter-Signals zu dem Stromsollwertsignal und einem Addieren des Jitter-Signals zu dem Stromerfassungssignal wechselt. Auf diese Weise ist der Effekt oder das Ergebnis dasselbe, obwohl das modifizierte Jitter-Signal der vorherigen Ausführungsformen nicht tatsächlich geschaffen wird. Die Jitter-Steuerung 338 definiert den Impulserzeuger 402, der genauso wie in Bezug auf 4 beschrieben, betrieben wird, und somit werden die Beschreibung des Impulserzeugers 402 und sein Betrieb hier nicht noch einmal wiederholt, um so die Beschreibung nicht unverhältnismäßig in die Länge zu ziehen.
  • Die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 von 6 definiert ferner einen Sollwertschalter 604, der an einen Sollwertsummierknoten 606 gekoppelt ist, und einen Stromerfassungsschalter 605, der an einen Stromerfassungssummierknoten 608 gekoppelt ist. Der Impulsausgang 414 ist sowohl an einen Impulseingang 616 des Sollwertschalters 604 als auch einen Impulseingang 622 des Stromerfassungsschalters 605 gekoppelt. Der Impulsausgang 414 ist an den Steuer- oder Impulseingang 622 durch einen Wechselrichter 610 gekoppelt. Dementsprechend empfängt der Sollwertschalter 604, wenn der Impulseingang 414 aktiviert wird, ein aktiviertes Signal, während der Stromerfassungsschalter 605 ein deaktiviertes Signal empfängt, und umgekehrt.
  • Der Sollwertschalter 604 definiert den Impulseingang 616, einen ersten Eingang 618, der an den Jitter-Eingang 350 gekoppelt ist, einen zweiten Eingang 619, der an Masse gekoppelt ist, und einen Sollwertschalterausgang 617, der an den Sollwertsummierknoten 606 gekoppelt ist. Der beispielhafte Sollwertschalter 604 ist als ein einpoliger, zweiseitiger Schalter gezeigt, wobei die Schalterposition basierend auf dem Impulseingang 616 gesteuert wird. Für einen Fachmann auf dem Gebiet mit einem Nutzen von dieser Offenbarung versteht sich, wie die Funktionalität eines solchen einpoligen, doppelseitigen Schalters unter Verwendung verschiedener elektrischer Vorrichtungen (z. B. Transistoren, silciumgesteuerten Gleichrichtern) zu schaffen ist und somit ist die Art des Sollwertschalters 604 nicht gezeigt, um die Beschreibung nicht weiter zu verkomplizieren. Der Stromerfassungsschalter 605 definiert den Steuer- oder Impulseingang 622, einen ersten Eingang 624, der an den Jitter-Eingang 350 gekoppelt ist, einen zweiten Eingang 626, der an die Masse gekoppelt ist, und einen zweiten Schalterausgang 628, der an den Stromerfassungssummierknoten 608 gekoppelt ist. Der beispielhafte Stromerfassungsschalter 605 ist als einpoliger, doppelseitiger Schalter gezeigt, um die Erläuterung nicht weiter zu verkomplizieren. Der Sollwertsummierknoten 606 ist an dem einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang 360 gekoppelt, während der Stromerfassungssummierknoten 608 an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang 370 gekoppelt ist.
  • Die beispielhafte Jitter-Steuerung 338 von 6 und insbesondere der Impulserzeuger 402 sind dazu konfiguriert, ein Impulssignal, aufweisend eine Impulsfrequenz, die größer als die Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung ist, zu erzeugen, und in beispielhaften Fällen erzeugen sie ein Impulssignal, aufweisend eine Frequenz, die eine Hälfte der Schaltfrequenz ist. Während eines ersten Lademodus aktiviert der Impulserzeuger 402 den Impulsausgang 414. Während des ersten Lademodus empfängt der Sollwertschalter 604 ein aktiviertes Signal, während der Stromerfassungsschalter 605 ein deaktiviertes Signal empfängt. Wenn ein jeweiliger Schalter 604 oder 605 ein aktiviertes Signal empfängt, ist der jeweilige Schalter dazu konfiguriert, das Jitter-Signal an seinen jeweiligen Summierknoten zu koppeln. Wenn ein jeweiliger Schalter 604 oder 605 ein deaktiviertes Signal empfängt, ist der jeweilige Schalter dazu konfiguriert, seinen gemeinsamen oder Ausgang an Masse zu koppeln.
  • Somit koppelt der Sollwertschalter 604 das Jitter-Signal an dem ersten Eingang 618 in dem ersten Lademodus als Reaktion auf ein Empfangen eines aktivierten Signals an dem Impulseingang 616 des Sollwertschalters 604 an den Sollwertschalterausgang 617. Somit wird das Jitter-Signal an das Signal an dem Stromsollwerteingang 342 gekoppelt, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal, das an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang 360 gekoppelt ist, zu schaffen. Auch während des ersten Lademodus empfängt der Stromerfassungsschalter 605 ein deaktiviertes Steuersignal, und als Reaktion darauf koppelt der Stromerfassungsschalter 605 die Masse an dem zweiten Eingang 626 an den zweiten Schalterausgang 628. Somit wird nichts zu dem erfassten Stromsignal an dem Stromerfassungseingang 344 addiert. Es folgt, dass das Signal, das dem einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang 370 in dem beispielhaften ersten Lademodus bereitgestellt wird, nicht einem Dithering unterzogen wird. Während des beispielhaften ersten Lademodus vergleicht der Komparator 380 das einem Dithering unterzogene Sollwertsignal mit dem erfassten Stromsignal 490, um zu bestimmen, wann der Gate-Anschluss 310 zu deaktivieren ist und der erste Lademodus zu beenden ist. Das heißt, der erste Lademodus endet, wenn das erfasste Stromsignal 490 das einem Dithering unterzogene Sollwertsignal kreuzt.
  • Während eines zweiten, nachfolgenden Lademodus deaktiviert der Impulserzeuger 402 ein Signal an dem Impulsausgang 414. Während des zweiten Lademodus empfängt der Sollwertschalter 604 das deaktivierte Signal, während der Stromerfassungsschalter 605 ein aktiviertes Signal empfängt. Als Reaktion auf ein Empfangen eines aktivierten Signals an dem Impulseingang 622 des Stromerfassungsschalters 605 koppelt der Stromerfassungsschalter 605 das Jitter-Signal an dem ersten Eingang 624 an den zweiten Schalterausgang 628. Somit wird das Jitter-Signal zu dem erfassten Stromeingang 490 addiert, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal, das an den einem Dithering unterzogenen erfassten Ausgang 370 gekoppelt ist, zu schaffen. Da der Sollwertschalter 604 während des zweiten Lademodus ein deaktiviertes Signal empfangen hat, koppelt der Sollwertschalter 604 die Masse an dem zweiten Eingang 619 an den gemeinsamen oder Sollwertschalterausgang 617. Somit wird nichts zu dem Signal an dem Stromsollwerteingang 342 addiert. Es folgt, dass das Signal, das dem einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang 360 in dem beispielhaften zweiten Lademodus bereitgestellt wird, nicht einem Dithering unterzogen wird. Während des zweiten Lademodus vergleicht der Komparator 380 das einem Dithering unterzogene Stromsignal mit dem Stromsollwertsignal 470, um zu bestimmen, wann der Gate-Anschluss 310 zu deaktivieren ist und der zweite Lademodus zu beenden ist. Das heißt, der zweite Lademodus endet, wenn das einem Dithering unterzogene Stromsignal das Stromsollwertsignal kreuzt.
  • Der Effekt eines Betriebs der beispielhaften Jitter-Steuerung 338 von 6 besteht darin, eine Reihe von Spitzenströmen zu schaffen, wie in 2, Darstellung 210, gezeigt ist, ohne tatsächlich das modifizierte Jitter-Signal 218 geschaffen zu haben.
  • 7 zeigt ein Verfahren gemäß mindestens einigen Ausführungsformen. Insbesondere beginnt das Verfahren (Block 700) und schließt ein: Schalten eines Primärschalters des Sperrwandlers bei einer Schaltfrequenz, wobei der Sperrwandler eine Rückkopplungsschaltung aufweist, die als Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz wirkt (z. B. implementiert wird), und wobei jeder Zyklus der Schaltfrequenz einen Entlademodus und einen Lademodus einschließt, der bei einem Spitzenstrom durch eine Primärwicklung eines Transformators endet (Block 702); Erzeugen eines Jitter-Signals während des Schaltens, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz (Block 704) (z. B. die Jitter-Frequenz unter der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung); Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung (Block 706); Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen (Block 708); Beenden einer Vielzahl von nachfolgenden Lademodi bei einer Vielzahl von jeweiligen Spitzenstromwerten von Strom durch die Primärwicklung, wobei die Vielzahl von Spitzenstromwerten einen durchschnittlichen Wert definiert, und wobei Spitzenstromwerte, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und Spitzenstromwerte, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird (Block 710). Danach endet das Verfahren (Block 712).
  • Die obenstehende Erläuterung ist zu Illustrationszwecken der Prinzipien und der verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gedacht. Zahlreiche Variationen und Modifikationen werden für den Fachmann ersichtlich, sobald die vorstehende Offenbarung vollständig verstanden ist. Zum Beispiel ist die Jitter-Steuerung 338 sowohl an den FB-Anschluss als auch die CS-Anschlüsse gekoppelt. Es ist beabsichtigt, dass die folgenden Ansprüche so interpretiert werden, dass sie alle solchen Variationen, Modifikationen und Äquivalente einschließen.

Claims (12)

  1. Verfahren zum Betreiben eines Sperrwandlers, umfassend: Schalten eines Primärschalters des Sperrwandlers bei einer Schaltfrequenz, wobei der Sperrwandler eine Rückkopplungsschaltung aufweist, die als Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz wirkt, und wobei jeder Zyklus der Schaltfrequenz einen Lademodus, der bei einem Spitzenstrom durch eine Primärwicklung eines Transformators endet, und einen Entlademodus umfasst; Erzeugen eines Jitter-Signals, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz, während des Schaltens; und Beenden einer Vielzahl von nachfolgenden Lademodi bei einer jeweiligen Vielzahl von Spitzenstromwerten von Strom durch die Primärwicklung, wobei die Vielzahl von Spitzenstromwerten einen durchschnittlichen Wert definiert, und wobei Spitzenstromwerte, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und Spitzenstromwerte, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Beenden der Vielzahl von nachfolgenden Lademodi ferner umfasst: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz; Addieren des Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal aktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen; wenn das Impulssignal aktiviert wird, Beenden mindestens einiger Lademodi, wenn das einem Dithering unterzogene Stromsignal ein Stromsollwertsignal erfüllt; Addieren des Jitter-Signals zu dem Stromsollwertsignal, wenn das Impulssignal deaktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal zu schaffen; und wenn das Impulssignal deaktiviert wird, Beenden mindestens einiger Lademodi, wenn das erfasste Stromsignal das Sollwertsignal erfüllt.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Beenden jedes Lademodus ferner umfasst: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend positive Spitzen und negative Spitzen, wobei das Impulssignal eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung aufweist; Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen; Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen; und Beenden jedes Lademodus, wenn das einem Dithering unterzogene Stromsignal ein Stromsollwertsignal erfüllt.
  4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Beenden jedes Lademodus ferner umfasst: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend positive Spitzen und negative Spitzen, wobei das Impulssignal eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung aufweist; Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen; Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu einem Stromsollwertsignal, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal zu schaffen; und Beenden jedes Lademodus, wenn das erfasste Stromsignal das einem Dithering unterzogene Sollwertsignal erfüllt.
  5. Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein Beenden jedes Lademodus ferner umfasst: Erfassen eines Stroms durch die Primärwicklung, um ein erfasstes Stromsignal zu schaffen; Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz über der Grenzfrequenz der Rückkopplungsschaltung; Schaffen eines einem Dithering unterzogenen Stromsignals durch Addieren des Jitter-Signals zu dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal aktiviert wird, und Subtrahieren des Jitter-Signals von dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal deaktiviert wird; und Beenden jedes Lademodus, wenn das einem Dithering unterzogene Stromsignal ein Stromsollwertsignal erfüllt.
  6. Gepackte integrierte Schaltung (IC) zum Steuern einer Primärseite eines Sperrwandlers, wobei die gepackte IC umfasst: einen Gate-Anschluss, einen Stromerfassungsanschluss, einen Spannungserfassungsanschluss und einen Rückkopplungsanschluss; eine Startsteuerung, die einen Erfassungseingang, der an den Spannungserfassungsanschluss gekoppelt ist, und einen Startausgang definiert; eine Latch-Schaltung, die einen Latch-Eingang, der an den Startausgang gekoppelt ist, einen Rücksetzeingang und einen Treiberausgang definiert, der an den Gate-Anschluss gekoppelt ist; eine Endesteuerung, die einen Rückkopplungseingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen Gate-Eingang, der an den Treiberausgang gekoppelt ist, und einen Rücksetzausgang definiert, der an den Rücksetzeingang der Latch-Schaltung gekoppelt ist; wobei die Startsteuerung dazu konfiguriert ist, den Gate-Anschluss bei einer Schaltfrequenz zu aktivieren, um eine Vielzahl von nachfolgenden Lademodi zu schaffen; wobei die Endesteuerung dazu konfiguriert ist, ein Jitter-Signal, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz, zu erzeugen; wobei die Endesteuerung ferner dazu konfiguriert ist, die Vielzahl von nachfolgenden Lademodi durch Deaktivierung des Gate-Anschlusses bei einer jeweiligen Vielzahl von erfassten Stromsignalen zu beenden, wobei die Vielzahl von erfassten Stromsignale mittels des Stromerfassungsanschlusses erfasst wird, und wobei die Vielzahl von erfassten Stromsignale einen durchschnittlichen Wert definiert, wobei die Stromsignale, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und erfasste Stromsignale, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird.
  7. Gepackte IC nach Anspruch 6, wobei die Endesteuerung ferner umfasst: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist; wobei die Jitter-Steuerung zu mindestens einem konfiguriert ist, ausgewählt aus einer Gruppe, umfassend: Modifizieren der Vielzahl von erfassten Stromwerten mit dem Jitter-Signal; Modifizieren eines Stromsollwertsignals an dem Stromsollwerteingang mit dem Jitter-Signal; und Modifizieren der Vielzahl von erfassten Stromwerten mit dem Jitter-Signal in einem ersten Lademodus und Modifizieren des Stromsollwertsignals in einem zweiten, nachfolgenden Lademodus.
  8. Gepackte IC nach Anspruch 6, wobei die Endesteuerung ferner umfasst: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist; eine Jitter-Steuerung, die konfiguriert ist zum: Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, wobei die Erzeugung auf einem Gate-Signal an dem Gate-Eingang basiert; Addieren des Jitter-Signals zu einem erfassten Stromsignal an dem Stromerfassungseingang, wenn das Impulssignal aktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen; und Addieren des Jitter-Signals zu einem Stromsollwertsignal an dem Rückkopplungseingang, wenn das Impulssignal deaktiviert wird, um ein einem Dithering unterzogenes Sollwertsignal zu schaffen.
  9. Gepackte IC nach Anspruch 6, wobei die Endesteuerung ferner umfasst: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist; eine Jitter-Steuerung, die konfiguriert ist zum: Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, wobei die Erzeugung auf einem Gate-Signal an dem Gate-Eingang basiert; Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen; und Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu einem erfassten Stromsignal an dem Stromerfassungseingang, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsignal zu schaffen.
  10. Gepackte IC nach Anspruch 6, wobei die Endesteuerung ferner umfasst: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist; eine Jitter-Steuerung, die konfiguriert ist zum: Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, wobei die Erzeugung auf einem Gate-Signal an dem Gate-Eingang basiert; Amplitudenmodulieren des Impulssignals mit dem Jitter-Signal, um ein modifiziertes Jitter-Signal zu schaffen; und Addieren des modifizierten Jitter-Signals zu einem Stromsollwertsignal an dem Rückkopplungseingang, um ein einem Dithering unterzogenes Stromsollwertsignal zu schaffen.
  11. Gepackte IC nach Anspruch 6, wobei die Endesteuerung ferner umfasst: eine Jitter-Signalschaltung, die einen Jitter-Ausgang definiert, wobei die Jitter-Signalschaltung dazu konfiguriert ist, das Jitter-Signal mit der Form und der Jitter-Frequenz auf den Jitter-Ausgang zu treiben; eine Jitter-Steuerung, die den Gate-Eingang, einen Stromsollwerteingang, der an den Rückkopplungsanschluss gekoppelt ist, einen Jitter-Eingang, der an den Jitter-Ausgang gekoppelt ist, einen Stromerfassungseingang, der an den Stromerfassungsanschluss gekoppelt ist, einen einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang und einen einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang definiert; einen Komparator, der einen ersten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Sollwertausgang gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der an den einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang gekoppelt ist, und einen Vergleichsausgang definiert, der an den Rücksetzausgang gekoppelt ist; eine Jitter-Steuerung, die konfiguriert ist zum: Erzeugen eines Impulssignals, aufweisend eine Impulsfrequenz, die niedriger als die Schaltfrequenz ist, wobei die Erzeugung auf einem Gate-Signal an dem Gate-Eingang basiert; Schaffen eines einem Dithering unterzogenen Stromsignals an dem einem Dithering unterzogenen Erfassungsausgang durch Addieren des Jitter-Signals zu einem erfassten Stromsignal an dem Stromerfassungseingang, wenn das Impulssignal aktiviert ist, und Subtrahieren des Jitter-Signals von dem erfassten Stromsignal, wenn das Impulssignal deaktiviert ist.
  12. Sperrwandler, umfassend: eine Primärseite, umfassend: eine Primärwicklung eines Transformators; eine Hilfswicklung des Transformators; einen primären Feldeffekttransistor (FET), der an die Primärwicklung gekoppelt ist, wobei der primäre FET ein Gate aufweist; einen Erfassungswiderstand, der zwischen den primären FET und die Masse gekoppelt ist; eine Primärseitensteuerung, die einen Gate-Anschluss, einen Stromerfassungsanschluss, einen Spannungserfassungsanschluss und einen Rückkopplungsanschluss definiert, wobei der Gate-Anschluss an das Gate gekoppelt ist, der Stromerfassungsanschluss an einen Erfassungsknoten, der zwischen dem primären FET und dem Erfassungswiderstand definiert ist, gekoppelt ist und der Spannungserfassungsanschluss an die Hilfswicklung gekoppelt ist; eine Sekundärseite, umfassend: einen Sekundärseitengleichrichter; eine Sekundärwicklung des Transformators, die an den Sekundärseitengleichrichter gekoppelt ist, wobei die Sekundärwicklung zum Sperrbetrieb angeordnet ist; eine Rückkopplungsschaltung, die an einen Ausgangsknoten des Sperrwandlers gekoppelt ist und auch an den Rückkopplungsanschluss der Primärseitensteuerung gekoppelt ist, wobei die Rückkopplungsschaltung einen Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz implementiert; wobei die Primärseitensteuerung konfiguriert ist zum: Schalten des primären FET bei einer Schaltfrequenz, wobei jeder Zyklus der Schaltfrequenz einen Entlademodus und einen Lademodus umfasst, der bei einem Spitzenstrom durch die Primärwicklung endet; Erzeugen eines Jitter-Signals, aufweisend eine Form und eine Jitter-Frequenz; und Beenden einer Vielzahl von nachfolgenden Lademodi bei einer Vielzahl von jeweiligen Spitzenstromwerten, wobei die Vielzahl von Spitzenstromwerten einen durchschnittlichen Wert definiert, und wobei Spitzenstromwerte, die höher als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, und Spitzenstromwerte, die niedriger als der durchschnittliche Wert sind, eine Hüllkurve in der Form des Jitter-Signals definieren, das umgekehrt wird.
DE102020004726.2A 2019-08-14 2020-08-04 Schaltleistungswandler und verfahren und gepackte integrierte schaltungen zu deren steuerung Pending DE102020004726A1 (de)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201962886639P 2019-08-14 2019-08-14
US62/886,639 2019-08-14
US16/666,669 US10804806B1 (en) 2019-08-14 2019-10-29 Method and system of a switching power converter
US16/666,669 2019-10-29

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE102020004726A1 true DE102020004726A1 (de) 2021-02-18

Family

ID=72750257

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE102020004726.2A Pending DE102020004726A1 (de) 2019-08-14 2020-08-04 Schaltleistungswandler und verfahren und gepackte integrierte schaltungen zu deren steuerung

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10804806B1 (de)
CN (1) CN112398347A (de)
DE (1) DE102020004726A1 (de)
TW (1) TWI792036B (de)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113162372B (zh) * 2020-12-31 2022-03-22 成都芯源系统有限公司 准谐振控制的开关变换器及其控制器和控制方法
CN112803722B (zh) * 2020-12-31 2022-06-14 成都芯源系统有限公司 隔离式开关变换器及其控制器和控制方法
CN113541469A (zh) * 2021-06-24 2021-10-22 深圳市必易微电子股份有限公司 一种自适应的准谐振emi优化电路、优化方法及开关电源电路
US20230246552A1 (en) * 2022-02-01 2023-08-03 Stmicroelectronics S.R.L. Control circuit for an electronic converter, related integrated circuit, electronic converter and method

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7466569B2 (en) * 2005-11-16 2008-12-16 System General Corporation Power converter having phase lock circuit for quasi-resonant soft switching
US7518885B2 (en) * 2006-10-04 2009-04-14 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for a control circuit with multiple operation modes
US7791326B2 (en) * 2007-12-28 2010-09-07 Texas Instruments Incorporated AC-powered, microprocessor-based, dimming LED power supply
US8300431B2 (en) * 2010-03-05 2012-10-30 Hong Kong Applied Science And Technology Research Institute Co., Ltd. Constant-current control module using inverter filter multiplier for off-line current-mode primary-side sense isolated flyback converter
TWI434499B (zh) * 2010-05-21 2014-04-11 Power Forest Technology Corp 電源轉換器的頻率抖動控制器及頻率抖動控制方法
WO2012035474A1 (en) * 2010-09-13 2012-03-22 Nxp B.V. A method of controlling a switched mode power supply and controller therefor
TWI433437B (zh) * 2011-02-01 2014-04-01 Richpower Microelectronics 用於切換式電源供應器的抖頻控制電路
CN102761265B (zh) * 2011-04-29 2015-04-01 成都芯源系统有限公司 开关电源控制器和操作开关电源的方法
CN103078489B (zh) * 2011-10-25 2015-12-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于利用开关频率抖动减少电磁干扰的系统和方法
CN103384117B (zh) * 2012-05-03 2016-01-27 台达电子企业管理（上海）有限公司 一种变频模式转换器及其调控方法
TWI565208B (zh) * 2012-05-11 2017-01-01 通嘉科技股份有限公司 電源供應器以及電源控制器
US20140085936A1 (en) * 2012-09-25 2014-03-27 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Variable frequency converter and adjusting method for the same
TWI514737B (zh) 2013-07-23 2015-12-21 Leadtrend Tech Corp 在準諧振模式產生抖動的控制器以及在準諧振模式產生抖動的方法
US9774248B2 (en) * 2014-11-10 2017-09-26 Power Integrations, Inc. Introducing jitter to a switching frequency by way of modulating current limit
CN105226953B (zh) * 2015-09-23 2018-02-02 成都芯源系统有限公司 抖频控制电路及其控制方法
US9954447B2 (en) * 2016-01-13 2018-04-24 Lite-On Electronics (Guangzhou) Limited Power supply apparatus
US10483854B2 (en) * 2017-05-19 2019-11-19 Semiconductor Components Industries, Llc Resonant power supply converter circuit and method therefor
US10658934B2 (en) * 2017-06-06 2020-05-19 Semiconductor Components Industries, Llc Quasi-resonant converter with efficient light-load operation and method therefor
US10312817B2 (en) * 2017-07-07 2019-06-04 Semiconductor Components Industries, Llc Systems and methods of active clamp flyback power converters
CN107682957B (zh) * 2017-10-12 2019-06-28 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 Led驱动电路及其控制电路和控制方法
CN108347173B (zh) * 2018-04-08 2019-12-27 昂宝电子（上海）有限公司 准谐振反激式开关电源系统
TWI672896B (zh) * 2018-09-28 2019-09-21 通嘉科技股份有限公司 主動鉗位反馳式電源轉換器與相關之控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
TWI792036B (zh) 2023-02-11
US10804806B1 (en) 2020-10-13
TW202115997A (zh) 2021-04-16
CN112398347A (zh) 2021-02-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102020004726A1 (de) Schaltleistungswandler und verfahren und gepackte integrierte schaltungen zu deren steuerung
DE60120800T2 (de) Schaltnetzteileinheit
DE102004022136B4 (de) Softgeschaltete Leistungswandler
DE69434615T2 (de) Leistungsschaltung
DE102013111348B4 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zum Ermitteln einer Entmagnetisierungsnullstromzeit
DE102018112088A1 (de) Pwm-gesteuerter resonanzwandler
DE3642634A1 (de) Eintakt-gleichstromumrichter mit verlustloser umschaltung
DE102011118581A1 (de) Kontaktloses Energieübertragungssystem und Steuerverfahren dafür
DE2935811A1 (de) Geschalteter spannungswandler
DE102013013066A1 (de) Neuartiges Steuerungsverfahren zur Reduzierung von Schaltverlusten an einem MOSFET
DE102009045052B4 (de) Bereitstellen einer Versorgungsspannung für eine Ansteuerschaltung eines Halbleiterschaltelements
DE2716445A1 (de) Gleichspannungswandler
DE102013111675A1 (de) Verfahren und steuerung zum ermitteln einer entmagnetisierungsnullstromzeit für ein schaltnetzteil
DE2728608A1 (de) Gleichspannungswandler
DE112009000740T5 (de) Stromgesteuerter selbstschwingender Sperrwandler mit zwei Transistoren
EP0373670A2 (de) Schaltungsanordnung für einen Wechselrichter oder einen Gleichspannungswandler
DE102017106424B4 (de) Leistungswandlerschaltung mit einem Hauptwandler und einem Hilfswandler
DE102019005896A1 (de) Leistungswandler sowie verfahren und steuereinheit zu deren steuerung
DE69733679T2 (de) Schaltnetzteil
DE102015114495A1 (de) Spannungswandler und spannungswandlungsverfahren
DE102017102103A1 (de) System und verfahren für einen kaskodeschalter
DE2220176A1 (de) Transistorschaltregler
EP0019813B1 (de) Elektronischer Sensor-Ein/Aus-Schalter
DE4243943C2 (de) Wechselstrom-Gleichstrom-Umformer
DE102011087431A1 (de) Anordnung und Verfahren zum Treiben eines Kaskodenschalters