JP2003153537A - 後調節電源装置 - Google Patents
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】多重出力を有するスイッチモード電源の伝播遅
延や雑音の問題を解決する。 【解決手段】ポストレギュレータランプを始動するため
に、先行始動信号は電力サイクルの開始と終了とを予測
し、クロス伝導とボディーダイオード伝導とを共に最小
化するために最適のタイミングですべての二次整流器ス
イッチを駆動する。補助出力が軽負荷条件でも主出力で
可能な全域調節を備える。主出力のフィードバックルー
プによって生成されたパルス列を使用して電力サイクル
の開始と終了を予測する。これにより、回路が電力サイ
クルの開始スイッチの準備が可能になり、回路固有の伝
播遅延によって発生する問題を回避する。
延や雑音の問題を解決する。 【解決手段】ポストレギュレータランプを始動するため
に、先行始動信号は電力サイクルの開始と終了とを予測
し、クロス伝導とボディーダイオード伝導とを共に最小
化するために最適のタイミングですべての二次整流器ス
イッチを駆動する。補助出力が軽負荷条件でも主出力で
可能な全域調節を備える。主出力のフィードバックルー
プによって生成されたパルス列を使用して電力サイクル
の開始と終了を予測する。これにより、回路が電力サイ
クルの開始スイッチの準備が可能になり、回路固有の伝
播遅延によって発生する問題を回避する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電力システム、特に
多重出力を有するスイッチモードの電力を供給するため
の後調節を実現する方法および装置に関する。
多重出力を有するスイッチモードの電力を供給するため
の後調節を実現する方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】集積回路は高トランジスタ密度および小
型フィーチャーサイズへの傾向が続いている。多種のデ
バイスのための技術が、異なる電力の供給を要求する方
向へドリフトしているので、多種の低電圧標準が定めら
れてきた。以前の「論理回路」は５Ｖを使用したが、現
在のデバイスは５Ｖ，３. ３Ｖ，２. ８Ｖ，２. ５Ｖ，
２. ０Ｖ，１. ８Ｖ，１. ５Ｖ，１. ２Ｖ，０. ９Ｖ、
その他を要求している。その結果、混合低電圧システム
が一般的になってきた。新製品の出現に伴って、パッケ
ージング密度および熱要求も同様に増大し続けている。
その結果としてこれらのシステムを活性化するために、
独立の調節で、高密度、高効率、および多重出力の電力
コンバータへの要求がある。
型フィーチャーサイズへの傾向が続いている。多種のデ
バイスのための技術が、異なる電力の供給を要求する方
向へドリフトしているので、多種の低電圧標準が定めら
れてきた。以前の「論理回路」は５Ｖを使用したが、現
在のデバイスは５Ｖ，３. ３Ｖ，２. ８Ｖ，２. ５Ｖ，
２. ０Ｖ，１. ８Ｖ，１. ５Ｖ，１. ２Ｖ，０. ９Ｖ、
その他を要求している。その結果、混合低電圧システム
が一般的になってきた。新製品の出現に伴って、パッケ
ージング密度および熱要求も同様に増大し続けている。
その結果としてこれらのシステムを活性化するために、
独立の調節で、高密度、高効率、および多重出力の電力
コンバータへの要求がある。
【０００３】多重出力電力コンバータへの他の要求は柔
軟性である。厳密に同じ出力電圧と出力電流との組合せ
を必要する応用は殆ど無いので、カタログ製品を成功さ
せるためには幅広い応用に対処すべきである。この汎用
性は調整可能な出力電圧とフレキシブルな出力負荷によ
って達成される。
軟性である。厳密に同じ出力電圧と出力電流との組合せ
を必要する応用は殆ど無いので、カタログ製品を成功さ
せるためには幅広い応用に対処すべきである。この汎用
性は調整可能な出力電圧とフレキシブルな出力負荷によ
って達成される。
【０００４】必要な柔軟性を有する電源装置開発の際、
従来技術において幾つかの手法が提案されている。幾つ
かの手法では線形調節を使用しているが、そのような手
法は、特に広い入力電圧変量がある場合は低効率であ
り、補助出力の負荷電流が比較的小さい電力コンバータ
に限定される。磁気増幅器出力調節器も１つ以上のスイ
ッチング供給を制御する手段として使用されてきた。し
かしながら、その磁気増幅器は大きく、高価で、高損失
（特にスイッチング周波数が高い場合）であり、遅延時
間を最小にすると補助出力のための最大達成可能出力電
圧を低減するので、制御範囲が限定される。クロスレギ
ュレーションも別の手法として提案されている。この方
法は、主出力と補助出力との比率を設定するためにトラ
ンス中での巻線比率を利用する。クロスレギュレーショ
ン法の問題点は貧弱な調節、貧弱な比率選択分解能、お
よび出力調整の非独立性である。独立に調節された出力
を輸送するために主コンバータの出力へ１つ以上のバッ
クコンバータを連結する更に別の手法もある。しかしな
がらこの方法は雑音が主出力へ反射される。この雑音問
題は、補助出力が主コンバータの出力からよりもトラン
スの２次側でパルス電圧から導かれる場合は回避可能で
ある。この最近の手法は一般にスイッチング後調節（ｐ
ｏｓｔ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）と称される。
従来技術において幾つかの手法が提案されている。幾つ
かの手法では線形調節を使用しているが、そのような手
法は、特に広い入力電圧変量がある場合は低効率であ
り、補助出力の負荷電流が比較的小さい電力コンバータ
に限定される。磁気増幅器出力調節器も１つ以上のスイ
ッチング供給を制御する手段として使用されてきた。し
かしながら、その磁気増幅器は大きく、高価で、高損失
（特にスイッチング周波数が高い場合）であり、遅延時
間を最小にすると補助出力のための最大達成可能出力電
圧を低減するので、制御範囲が限定される。クロスレギ
ュレーションも別の手法として提案されている。この方
法は、主出力と補助出力との比率を設定するためにトラ
ンス中での巻線比率を利用する。クロスレギュレーショ
ン法の問題点は貧弱な調節、貧弱な比率選択分解能、お
よび出力調整の非独立性である。独立に調節された出力
を輸送するために主コンバータの出力へ１つ以上のバッ
クコンバータを連結する更に別の手法もある。しかしな
がらこの方法は雑音が主出力へ反射される。この雑音問
題は、補助出力が主コンバータの出力からよりもトラン
スの２次側でパルス電圧から導かれる場合は回避可能で
ある。この最近の手法は一般にスイッチング後調節（ｐ
ｏｓｔ ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）と称される。
【０００５】位相変調手法も又、補助出力を調節するた
めにスイッチング後調節に応用されてきた。立上りエッ
ジ変調法と立下りエッジ変調法とは共に従来技術におい
て示されている。立下りエッジ変調法（立上りエッジ同
期）は実行可能な選択対象であるが、主出力の初期ピー
ク電流モード制御の使用が複雑になる。立下りエッジ変
調の際、ポストレギュレータのパルスの終了により、必
ずしもデューティサイクルパルスの終わりで発生しない
ピーク値で初期スイッチ中に電流信号をもたらす。これ
は電流制御に不安定性をもたらす。同様に、一次側のピ
ーク電流制限は、ピーク電流制御と電圧モード制御との
いずれを使用しても立下りエッジ変調により複雑にな
る。なぜならばインダクタ電流中に２つの電流ピークが
あって、電流制限のために使用される適切なピークを検
出することが困難になる。立上りエッジ変調法（立下り
エッジ同期）は、電力輸送サイクルの最後での電流レベ
ルをそれのピーク値とみなすことによって一次側のピー
ク電流制限を簡単にする。
めにスイッチング後調節に応用されてきた。立上りエッ
ジ変調法と立下りエッジ変調法とは共に従来技術におい
て示されている。立下りエッジ変調法（立上りエッジ同
期）は実行可能な選択対象であるが、主出力の初期ピー
ク電流モード制御の使用が複雑になる。立下りエッジ変
調の際、ポストレギュレータのパルスの終了により、必
ずしもデューティサイクルパルスの終わりで発生しない
ピーク値で初期スイッチ中に電流信号をもたらす。これ
は電流制御に不安定性をもたらす。同様に、一次側のピ
ーク電流制限は、ピーク電流制御と電圧モード制御との
いずれを使用しても立下りエッジ変調により複雑にな
る。なぜならばインダクタ電流中に２つの電流ピークが
あって、電流制限のために使用される適切なピークを検
出することが困難になる。立上りエッジ変調法（立下り
エッジ同期）は、電力輸送サイクルの最後での電流レベ
ルをそれのピーク値とみなすことによって一次側のピー
ク電流制限を簡単にする。
【０００６】立上りエッジ変調法の代表例は、チェリー
セミコンダクタコーポレーション（Ｃｈｅｒｒｙ Ｓｅ
ｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）
（現在はＯＮセミコンダクタの一部）によって製造され
た、製品番号ＣＳ５１０１の、直流‐直流多重出力コン
バータのための二次側ポストレギュレータ制御器であ
る。この製品の説明は、チェリーセミコンダクタコーポ
レーションの１９９７年３月付けの「ＡＣ／ＤＣおよび
ＤＣ／ＤＣ多重出力コンバータのための二次側ポストレ
ギュレータ」中に見出される。詳細に説明されているの
で参照のために援用する。ポストレギュレータ制御回路
は、主出力および補助出力の立下りエッジが同期するこ
とを保証する。ランプが発生し、主電力輸送サイクルの
開始と同期スイッチの作動とで始動する。補助出力の出
力電圧のエラーにより、主電力サイクルの起動と同期ス
イッチの作動との間に遅延が発生する。補助出力の立上
りエッジ変調が達成される。この手法で高効率、良好な
調節、および低出力雑音が達成されるが、電力サイクル
の起動の検出と制御された順方向整流器の作動との間の
制御回路伝播遅延は依然として存在する。これは主出力
に関して補助出力のデューティサイクル損失のために補
助出力の範囲を制限する。この問題はスイッチング周波
数が増大するにしたがって大きな問題になる。同期しラ
ンプを始動するために雑音のある二次側巻線の波形を使
用すると好ましくないジッタや不安定性の原因にもなり
得る。
セミコンダクタコーポレーション（Ｃｈｅｒｒｙ Ｓｅ
ｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）
（現在はＯＮセミコンダクタの一部）によって製造され
た、製品番号ＣＳ５１０１の、直流‐直流多重出力コン
バータのための二次側ポストレギュレータ制御器であ
る。この製品の説明は、チェリーセミコンダクタコーポ
レーションの１９９７年３月付けの「ＡＣ／ＤＣおよび
ＤＣ／ＤＣ多重出力コンバータのための二次側ポストレ
ギュレータ」中に見出される。詳細に説明されているの
で参照のために援用する。ポストレギュレータ制御回路
は、主出力および補助出力の立下りエッジが同期するこ
とを保証する。ランプが発生し、主電力輸送サイクルの
開始と同期スイッチの作動とで始動する。補助出力の出
力電圧のエラーにより、主電力サイクルの起動と同期ス
イッチの作動との間に遅延が発生する。補助出力の立上
りエッジ変調が達成される。この手法で高効率、良好な
調節、および低出力雑音が達成されるが、電力サイクル
の起動の検出と制御された順方向整流器の作動との間の
制御回路伝播遅延は依然として存在する。これは主出力
に関して補助出力のデューティサイクル損失のために補
助出力の範囲を制限する。この問題はスイッチング周波
数が増大するにしたがって大きな問題になる。同期しラ
ンプを始動するために雑音のある二次側巻線の波形を使
用すると好ましくないジッタや不安定性の原因にもなり
得る。
【０００７】図１を参照して、従来技術の立上りエッジ
変調電力コンバータの概略図を説明する。この回路は２
００１年４月２４日にリンネ（Ｒｉｎｎｅ）他に付与さ
れた、「多重出力を有するスイッチモード電源装置のた
めの後調節制御回路」という題名の米国特許第６，２２
２，７４７号で更に詳細に説明されているので、参照の
ために援用する。リンネ他は電力サイクルの最後を検出
することによりランプ発生器をリセットすることを説明
している。リンネ他はまた、好ましい実施例中にダイオ
ードで整流された主出力を提示している。リンネの方法
はポストレギュレータの調節範囲が増加するという優位
性を提案しているが、主出力のデューティサイクルの減
少と不連続のインダクタ電流のために、そのポストレギ
ュレータはダイオード整流された主出力上の負荷が軽い
期間は調節を維持し得ない。更に、ダイオード整流器の
使用により主出力の駆動時間を必要としないが、そのよ
うなダイオード整流器が使用される時はコンバータの効
率は妥協させられる。リンネ他によって開示されたダイ
オード整流コンバータでは、ゼロに近い負荷電流で不連
続インダクタ電流を回避し得ない。ダイオード整流器は
負電流の流れを許容しないので、不連続モードは臨界負
荷電流点以下で発生する。従って不連続モードにおいて
は、電圧移動機能は負荷に依存する。主出力の負荷がゼ
ロの方向に減少するにつれて、デューティサイクルは主
出力の調節を維持するために減少しなければならない。
このデューティサイクルの減少はポストレギュレータが
利用可能な電力サイクルの幅を減少させ、最終的に調節
を失う原因になる。不連続モードに対する連続モードの
より詳細な説明は、セベレンス（Ｓｅｖｅｒｅｎｓ）と
ブルーム（Ｂｌｏｏｍ）による１９８５年付けの「Ｍｏ
ｄｅｒｎ ＤＣ‐ｔｏ‐ＤＣ ｓｗｉｔｃｈｍｏｄｅ
Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ」
という題名の教科書を参照する。
変調電力コンバータの概略図を説明する。この回路は２
００１年４月２４日にリンネ（Ｒｉｎｎｅ）他に付与さ
れた、「多重出力を有するスイッチモード電源装置のた
めの後調節制御回路」という題名の米国特許第６，２２
２，７４７号で更に詳細に説明されているので、参照の
ために援用する。リンネ他は電力サイクルの最後を検出
することによりランプ発生器をリセットすることを説明
している。リンネ他はまた、好ましい実施例中にダイオ
ードで整流された主出力を提示している。リンネの方法
はポストレギュレータの調節範囲が増加するという優位
性を提案しているが、主出力のデューティサイクルの減
少と不連続のインダクタ電流のために、そのポストレギ
ュレータはダイオード整流された主出力上の負荷が軽い
期間は調節を維持し得ない。更に、ダイオード整流器の
使用により主出力の駆動時間を必要としないが、そのよ
うなダイオード整流器が使用される時はコンバータの効
率は妥協させられる。リンネ他によって開示されたダイ
オード整流コンバータでは、ゼロに近い負荷電流で不連
続インダクタ電流を回避し得ない。ダイオード整流器は
負電流の流れを許容しないので、不連続モードは臨界負
荷電流点以下で発生する。従って不連続モードにおいて
は、電圧移動機能は負荷に依存する。主出力の負荷がゼ
ロの方向に減少するにつれて、デューティサイクルは主
出力の調節を維持するために減少しなければならない。
このデューティサイクルの減少はポストレギュレータが
利用可能な電力サイクルの幅を減少させ、最終的に調節
を失う原因になる。不連続モードに対する連続モードの
より詳細な説明は、セベレンス（Ｓｅｖｅｒｅｎｓ）と
ブルーム（Ｂｌｏｏｍ）による１９８５年付けの「Ｍｏ
ｄｅｒｎ ＤＣ‐ｔｏ‐ＤＣ ｓｗｉｔｃｈｍｏｄｅ
Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ」
という題名の教科書を参照する。
【０００８】更に、リンネ等は同期整流器が主出力中で
使用される場合の主出力整流器のタイミングと駆動には
言及していない。リンネ等は又、雑音のある二次巻線電
圧を検知することにより電力サイクルの最終を検知する
ことも説明している。その結果、この雑音は、好ましく
ないが、ポストレギュレータのランプ発生器と結合す
る。
使用される場合の主出力整流器のタイミングと駆動には
言及していない。リンネ等は又、雑音のある二次巻線電
圧を検知することにより電力サイクルの最終を検知する
ことも説明している。その結果、この雑音は、好ましく
ないが、ポストレギュレータのランプ発生器と結合す
る。
【０００９】その技術で必要なことは、主出力上の軽い
負荷の期間でさえも全調節範囲を提供する電力コンバー
タのためのポストレギュレータの構成である。この構成
は両出力における同期の手段を備え、すべての二次整流
器スイッチを精密に駆動する。その構成は、主出力と補
助出力との安価な調節をしながら、従来技術に見られた
雑音結合の問題を除去する。
負荷の期間でさえも全調節範囲を提供する電力コンバー
タのためのポストレギュレータの構成である。この構成
は両出力における同期の手段を備え、すべての二次整流
器スイッチを精密に駆動する。その構成は、主出力と補
助出力との安価な調節をしながら、従来技術に見られた
雑音結合の問題を除去する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的はポスト
レギュレータランプを始動するために先行始動信号を利
用したポストレギュレータ制御回路を構成することであ
る。
レギュレータランプを始動するために先行始動信号を利
用したポストレギュレータ制御回路を構成することであ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１に記載の発明は、主出力と補助出力とを
有する後調節多重出力の電力コンバータにおいて、該電
力コンバータの一次側に電力輸送スイッチのデューティ
サイクルを制御するためのフィードバックループを備
え、同フィードバックル−プより主出力電圧を調節し、
更にフィードバックループは電力輸送サイクルの変転を
予測する先行始動信号を発生させることと、補助出力電
圧を調節するためのポストレギュレータ制御回路を備
え、該ポストレギュレータ制御回路は該フィードバック
ループに接続されて、それにより該ポストレギュレータ
制御回路においてタイミングを正確に制御することを要
旨とする。
めに、請求項１に記載の発明は、主出力と補助出力とを
有する後調節多重出力の電力コンバータにおいて、該電
力コンバータの一次側に電力輸送スイッチのデューティ
サイクルを制御するためのフィードバックループを備
え、同フィードバックル−プより主出力電圧を調節し、
更にフィードバックループは電力輸送サイクルの変転を
予測する先行始動信号を発生させることと、補助出力電
圧を調節するためのポストレギュレータ制御回路を備
え、該ポストレギュレータ制御回路は該フィードバック
ループに接続されて、それにより該ポストレギュレータ
制御回路においてタイミングを正確に制御することを要
旨とする。
【００１２】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号が前記フ
ィードバックループ中のパルス幅変調器によって生成さ
れたパルス列からなり、該パルス列の立上りエッジが前
記電力輸送サイクルの開始を実行し、該パルス列の立下
りエッジが該電力輸送サイクルの終了を実行することを
要旨とする。
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号が前記フ
ィードバックループ中のパルス幅変調器によって生成さ
れたパルス列からなり、該パルス列の立上りエッジが前
記電力輸送サイクルの開始を実行し、該パルス列の立下
りエッジが該電力輸送サイクルの終了を実行することを
要旨とする。
【００１３】請求項３に記載の発明は、請求項２に記載
の電力コンバータにおいて、少なくとも１つのスイッチ
の駆動を前記電力輸送スイッチの駆動と同期させるべ
く、前記先行始動信号が電力コンバータによって使用さ
れることを要旨とする。
の電力コンバータにおいて、少なくとも１つのスイッチ
の駆動を前記電力輸送スイッチの駆動と同期させるべ
く、前記先行始動信号が電力コンバータによって使用さ
れることを要旨とする。
【００１４】請求項４に記載の発明は、請求項１に記載
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号が、ラン
プ発生器をリセットするための前記ポストレギュレータ
制御回路によって使用されることを要旨とする。
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号が、ラン
プ発生器をリセットするための前記ポストレギュレータ
制御回路によって使用されることを要旨とする。
【００１５】請求項５に記載の発明は、請求項４に記載
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号の立下り
エッジが前記ランプ発生器のリセットをトリガし、それ
により該ランプ発生器が次の電力輸送サイクルの開始以
前にリセットされることを要旨とする。
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号の立下り
エッジが前記ランプ発生器のリセットをトリガし、それ
により該ランプ発生器が次の電力輸送サイクルの開始以
前にリセットされることを要旨とする。
【００１６】請求項６に記載の発明は、請求項４に記載
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号の立下り
エッジと前記ランプ発生器のリセットとの間に所定の遅
延が導入されることを要旨とする。
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号の立下り
エッジと前記ランプ発生器のリセットとの間に所定の遅
延が導入されることを要旨とする。
【００１７】請求項７に記載の発明は、請求項１に記載
の電力コンバータにおいて、前記フィードバックループ
が、前記主出力と接続する調節増幅器と、該調節増幅器
と接続するパルス幅変調器と、該パルス幅変調器および
前記電力輸送スイッチと直列に接続する駆動回路からな
り、前記先行始動信号が該パルス幅変調器によって生成
されることを要旨とする。
の電力コンバータにおいて、前記フィードバックループ
が、前記主出力と接続する調節増幅器と、該調節増幅器
と接続するパルス幅変調器と、該パルス幅変調器および
前記電力輸送スイッチと直列に接続する駆動回路からな
り、前記先行始動信号が該パルス幅変調器によって生成
されることを要旨とする。
【００１８】請求項８に記載の発明は、請求項１に記載
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号が絶縁回
路によって前記ポストレギュレータ制御回路から絶縁さ
れることを要旨とする。
の電力コンバータにおいて、前記先行始動信号が絶縁回
路によって前記ポストレギュレータ制御回路から絶縁さ
れることを要旨とする。
【００１９】請求項９に記載の発明は、位相変調型の主
出力と補助出力とを有する電力コンバータのためのポス
トレギュレータ制御回路であって、該ポストレギュレー
タ制御回路は、該補助出力の出力電圧を参照電圧と比較
してそれに基いたエラー信号を生成するための調節増幅
器と、該エラー信号と比較すべく電圧ランプを形成する
ためのランプ発生手段と、エラー信号の振幅に基くパル
ス列を生成すべく、該エラー信号を電圧ランプの電圧レ
ベルと比較し、パルス列が補助出力に電圧を印加すべ
く、少なくとも１つの補助出力スイッチを駆動するため
の駆動手段によって使用されることと、該電力コンバー
タ中の電力輸送スイッチの変換を実行するための実行手
段と該電力輸送スイッチの変換を実行するための実行手
段に対応してランプ発生器をリセットさせるためのリセ
ット手段とからなることを要旨とする。
出力と補助出力とを有する電力コンバータのためのポス
トレギュレータ制御回路であって、該ポストレギュレー
タ制御回路は、該補助出力の出力電圧を参照電圧と比較
してそれに基いたエラー信号を生成するための調節増幅
器と、該エラー信号と比較すべく電圧ランプを形成する
ためのランプ発生手段と、エラー信号の振幅に基くパル
ス列を生成すべく、該エラー信号を電圧ランプの電圧レ
ベルと比較し、パルス列が補助出力に電圧を印加すべ
く、少なくとも１つの補助出力スイッチを駆動するため
の駆動手段によって使用されることと、該電力コンバー
タ中の電力輸送スイッチの変換を実行するための実行手
段と該電力輸送スイッチの変換を実行するための実行手
段に対応してランプ発生器をリセットさせるためのリセ
ット手段とからなることを要旨とする。
【００２０】請求項１０に記載の発明は、請求項９に記
載のポストレギュレータ制御回路において、前記駆動手
段が、前記主出力に電圧を印加するために少なくとも１
つの主出力スイッチを駆動し、それにより少なくとも１
つの補助出力スイッチと少なくとも１つの主力スイッチ
とが、実行手段を使用して電力コンバータの電力輸送サ
イクルに対して同期し得ることを要旨とする。
載のポストレギュレータ制御回路において、前記駆動手
段が、前記主出力に電圧を印加するために少なくとも１
つの主出力スイッチを駆動し、それにより少なくとも１
つの補助出力スイッチと少なくとも１つの主力スイッチ
とが、実行手段を使用して電力コンバータの電力輸送サ
イクルに対して同期し得ることを要旨とする。
【００２１】請求項１１に記載の発明は、請求項９に記
載のポストレギュレータ制御回路において、前記調節増
幅器がインバータと直列の変換増幅器からなり、前記ラ
ンプ発生器の手段が増大するランプを生成することを要
旨とする。
載のポストレギュレータ制御回路において、前記調節増
幅器がインバータと直列の変換増幅器からなり、前記ラ
ンプ発生器の手段が増大するランプを生成することを要
旨とする。
【００２２】請求項１２に記載の発明は、請求項９に記
載のポストレギュレータ制御回路において、前記予測手
段が前記主出力のためのフィードバックループによって
生成された先行始動信号からなることを要旨とする。
載のポストレギュレータ制御回路において、前記予測手
段が前記主出力のためのフィードバックループによって
生成された先行始動信号からなることを要旨とする。
【００２３】請求項１３に記載の発明は、請求項１２に
記載のポストレギュレータ制御回路において、前記リセ
ット手段が前記先行始動信号のエッジを検出するための
エッジ検出回路からなり、エッジが検出された後にラン
プ発生器がリセットされることを要旨とする。
記載のポストレギュレータ制御回路において、前記リセ
ット手段が前記先行始動信号のエッジを検出するための
エッジ検出回路からなり、エッジが検出された後にラン
プ発生器がリセットされることを要旨とする。
【００２４】請求項１４に記載の発明は、主出力及び補
助出力と、電力輸送スイッチを経てトランスの一次側に
接続する電源と、主出力で交流を実質的に直流に整流す
るために該トランスの二次側に取り付けられた整流回路
と、該主出力の電圧レベルを調節するために主出力と電
力輸送スイッチとの間に接続されたフィードバックルー
プと、を有する後調節多重出力電力コンバータであっ
て、該電力コンバータは、該主出力の電圧レベルを主参
照レベルと比較してそれに基く主エラー信号を生成する
ための、該主出力と接続した該フィードバックループ中
の、主調節増幅器と、該主エラー信号に基いてパルス列
を形成するための、該主調節増幅器と接続した該フィー
ドバックループ中のパルス幅変調器と、該パルス列を使
用して該電力輸送スイッチを駆動するための、該電力輸
送スイッチと接続した該フィードバックループ中の駆動
回路であって、該パルス列の立上りエッジが電力輸送サ
イクルの立上りエッジに先行し、該パルス列の立下りエ
ッジが該電力輸送サイクルの立下りエッジに先行し、従
って該パルス列は、該電力輸送サイクルの立上りエッジ
と該電力輸送サイクルの立下りエッジとを予測するため
に使用され得ることと、補助出力電圧を調節するための
ポストレギュレータ制御回路であって、該ポストレギュ
レータ制御回路は該フィードバックループと接続し、従
って該パルス列は、該電力輸送サイクル中の変換を予測
することを要旨とする。
助出力と、電力輸送スイッチを経てトランスの一次側に
接続する電源と、主出力で交流を実質的に直流に整流す
るために該トランスの二次側に取り付けられた整流回路
と、該主出力の電圧レベルを調節するために主出力と電
力輸送スイッチとの間に接続されたフィードバックルー
プと、を有する後調節多重出力電力コンバータであっ
て、該電力コンバータは、該主出力の電圧レベルを主参
照レベルと比較してそれに基く主エラー信号を生成する
ための、該主出力と接続した該フィードバックループ中
の、主調節増幅器と、該主エラー信号に基いてパルス列
を形成するための、該主調節増幅器と接続した該フィー
ドバックループ中のパルス幅変調器と、該パルス列を使
用して該電力輸送スイッチを駆動するための、該電力輸
送スイッチと接続した該フィードバックループ中の駆動
回路であって、該パルス列の立上りエッジが電力輸送サ
イクルの立上りエッジに先行し、該パルス列の立下りエ
ッジが該電力輸送サイクルの立下りエッジに先行し、従
って該パルス列は、該電力輸送サイクルの立上りエッジ
と該電力輸送サイクルの立下りエッジとを予測するため
に使用され得ることと、補助出力電圧を調節するための
ポストレギュレータ制御回路であって、該ポストレギュ
レータ制御回路は該フィードバックループと接続し、従
って該パルス列は、該電力輸送サイクル中の変換を予測
することを要旨とする。
【００２５】請求項１５に記載の発明は、請求項１４に
記載の電力コンバータにおいて、前記ポストレギュレー
タ制御回路が、補助電圧レベルを補助参照レベルと比較
してそれに基く補助エラー信号を生成するための、該補
助出力と接続した補助調節増幅器と、該補助エラー信号
と比較するための電圧ランプを供給するためのランプ発
生器であって、該ランプ発生器は前記パルス列のエッジ
によってリセットされることと、該補助調節増幅器およ
び該補助エラー信号を該電圧ランプと比較し、それに基
いて補助パルス列を作成するための、該補助調節増幅器
および該ランプ発生器と接続したパルス幅変調器コンパ
レータと、該補助出力へ電力を輸送するためのスイッチ
を駆動する該補助パルス列を供給する駆動回路と、から
なることを要旨とする。
記載の電力コンバータにおいて、前記ポストレギュレー
タ制御回路が、補助電圧レベルを補助参照レベルと比較
してそれに基く補助エラー信号を生成するための、該補
助出力と接続した補助調節増幅器と、該補助エラー信号
と比較するための電圧ランプを供給するためのランプ発
生器であって、該ランプ発生器は前記パルス列のエッジ
によってリセットされることと、該補助調節増幅器およ
び該補助エラー信号を該電圧ランプと比較し、それに基
いて補助パルス列を作成するための、該補助調節増幅器
および該ランプ発生器と接続したパルス幅変調器コンパ
レータと、該補助出力へ電力を輸送するためのスイッチ
を駆動する該補助パルス列を供給する駆動回路と、から
なることを要旨とする。
【００２６】請求項１６に記載の発明は、請求項１５に
記載の電力コンバータにおいて、前記駆動回路が複数の
補助スイッチと複数の主スイッチとを同期させて駆動す
ることを要旨とする。
記載の電力コンバータにおいて、前記駆動回路が複数の
補助スイッチと複数の主スイッチとを同期させて駆動す
ることを要旨とする。
【００２７】請求項１７に記載の発明は、請求項１５に
記載の電力コンバータにおいて、前記パルス列のエッジ
が立下りエッジであることを要旨とする。請求項１８に
記載の発明は、請求項１５に記載の電力コンバータにお
いて、前記補助調節増幅器がインバータに接続された変
換増幅器からなり前記電圧ランプが上昇ランプであるこ
とを要旨とする。
記載の電力コンバータにおいて、前記パルス列のエッジ
が立下りエッジであることを要旨とする。請求項１８に
記載の発明は、請求項１５に記載の電力コンバータにお
いて、前記補助調節増幅器がインバータに接続された変
換増幅器からなり前記電圧ランプが上昇ランプであるこ
とを要旨とする。
【００２８】請求項１９に記載の発明は、請求項１４に
記載の電力コンバータにおいて、前記電力コンバータが
前記主出力電圧と補助出力電圧とを整流するための同期
整流スイッチを使用し、前記パルス列の立上りエッジと
立下りエッジとが同期整流器スイッチを該電力輸送サイ
クルと同期させるために使用されることを要旨とする。
記載の電力コンバータにおいて、前記電力コンバータが
前記主出力電圧と補助出力電圧とを整流するための同期
整流スイッチを使用し、前記パルス列の立上りエッジと
立下りエッジとが同期整流器スイッチを該電力輸送サイ
クルと同期させるために使用されることを要旨とする。
【００２９】請求項２０に記載の発明は、請求項１５に
記載の電力コンバータにおいて、前記パルス列のエッジ
が下降エッジであることを要旨とする。この先行始動信
号は電力サイクルの開始及び／或いは終了を予測し、ク
ロス伝導とボディーダイオード伝導との両方を最小化す
るための最適タイミングですべての２次整流器スイッチ
を駆動するために使用され得る。その構成は任意の数の
ポストレギュレータをカスケード化するために使用され
得る。本発明は軽い負荷状態でさえも、主出力に使用可
能な全調整範囲を補助出力に提供する。電力サイクルの
開始か終了を検知するよりも、本発明は、主出力のフィ
ードバックループによって発生したパルス行列を使用し
て電力サイクルの開始及び／或いは終了を予測する。こ
れはその回路が電力サイクルの起動のためのスイッチを
備え、回路中で固有の伝播遅延によって起こる問題を回
避し得る。先行始動信号を使用して、すべてのスイッチ
が正確なタイミングで駆動される。先行始動は、電源列
操作と関連する高電流や漏れインダクタンス環には従属
しないので、より低雑音とより予測可能なタイミングで
信号を供給する。
記載の電力コンバータにおいて、前記パルス列のエッジ
が下降エッジであることを要旨とする。この先行始動信
号は電力サイクルの開始及び／或いは終了を予測し、ク
ロス伝導とボディーダイオード伝導との両方を最小化す
るための最適タイミングですべての２次整流器スイッチ
を駆動するために使用され得る。その構成は任意の数の
ポストレギュレータをカスケード化するために使用され
得る。本発明は軽い負荷状態でさえも、主出力に使用可
能な全調整範囲を補助出力に提供する。電力サイクルの
開始か終了を検知するよりも、本発明は、主出力のフィ
ードバックループによって発生したパルス行列を使用し
て電力サイクルの開始及び／或いは終了を予測する。こ
れはその回路が電力サイクルの起動のためのスイッチを
備え、回路中で固有の伝播遅延によって起こる問題を回
避し得る。先行始動信号を使用して、すべてのスイッチ
が正確なタイミングで駆動される。先行始動は、電源列
操作と関連する高電流や漏れインダクタンス環には従属
しないので、より低雑音とより予測可能なタイミングで
信号を供給する。
【００３０】
【発明の実施の形態】図２を参照して、本発明の実施例
を基にした同期整流器を有する後調節電源装置の概略図
を示した。主ループフィードバックはスイッチＱ１のデ
ューティサイクルを変調することによりＶｏｕｔ１を調
節する。調節増幅器２０５は出力電圧Ｖｏｕｔ１を参照
電圧と比較して、その差を基に、増幅されたエラー信号
電圧ＶＥＲＲＯＲ１を発生する。増幅されたエラー信号
電圧ＶＥＲＲＯＲ１はパルス幅変調器（「ＰＷＭ」）２
１０を通り、パルス幅がエラー信号電圧ＶＥＲＲＯＲ１
に比例したパルス列を生成する。ＰＷＭ２１０の出力は
電力サイクルの開始或いは終了を予測するために使用さ
れるので、ここでは「先行始動信号」と呼ぶ。換言すれ
ば、「先行始動信号」は電力サイクルのオンからオフ
へ、及びオフからオンへの変換を検出するために使用さ
れる。このパルス列はスイッチＱ１のデューティサイク
ルを制御するために使用される。Ｑ１のデューティサイ
クルが変調されると、Ｖｏｕｔ１出力フィルタ（Ｌ１と
Ｃ１）に印加される平均電圧が制御され、それにより出
力電圧Ｖｏｕｔ１が調節される。同期整流スイッチＱ３
とＱ４とは一般に相補方式で駆動される。そこではスイ
ッチＱ３の導電時間はスイッチＱ１の導電時間と一致す
る（デューティサイクルＤ１）。スイッチＱ１とスイッ
チＱ３とが故障した時にスイッチＱ４が有効に機能する
ように、スイッチＱ４はデューティサイクル（１‐Ｄ
１）で駆動される。
を基にした同期整流器を有する後調節電源装置の概略図
を示した。主ループフィードバックはスイッチＱ１のデ
ューティサイクルを変調することによりＶｏｕｔ１を調
節する。調節増幅器２０５は出力電圧Ｖｏｕｔ１を参照
電圧と比較して、その差を基に、増幅されたエラー信号
電圧ＶＥＲＲＯＲ１を発生する。増幅されたエラー信号
電圧ＶＥＲＲＯＲ１はパルス幅変調器（「ＰＷＭ」）２
１０を通り、パルス幅がエラー信号電圧ＶＥＲＲＯＲ１
に比例したパルス列を生成する。ＰＷＭ２１０の出力は
電力サイクルの開始或いは終了を予測するために使用さ
れるので、ここでは「先行始動信号」と呼ぶ。換言すれ
ば、「先行始動信号」は電力サイクルのオンからオフ
へ、及びオフからオンへの変換を検出するために使用さ
れる。このパルス列はスイッチＱ１のデューティサイク
ルを制御するために使用される。Ｑ１のデューティサイ
クルが変調されると、Ｖｏｕｔ１出力フィルタ（Ｌ１と
Ｃ１）に印加される平均電圧が制御され、それにより出
力電圧Ｖｏｕｔ１が調節される。同期整流スイッチＱ３
とＱ４とは一般に相補方式で駆動される。そこではスイ
ッチＱ３の導電時間はスイッチＱ１の導電時間と一致す
る（デューティサイクルＤ１）。スイッチＱ１とスイッ
チＱ３とが故障した時にスイッチＱ４が有効に機能する
ように、スイッチＱ４はデューティサイクル（１‐Ｄ
１）で駆動される。
【００３１】ポストレギュレータループ２１５は、スイ
ッチＱ５のデューティサイクルを変調することにより二
次出力電圧Ｖｏｕｔ２を調節する。独立の調節増幅器２
２０は出力電圧Ｖｏｕｔ２を所定の参照電圧と比較し、
二次エラー信号電圧ＶＥＲＲＯＲ２を生成する。実施例
において、調節増幅器２２０はインバータに続いて変換
エラー増幅器を備える。ＰＷＭコンパレータ２３０はエ
ラー信号電圧ＶＥＲＲＯＲ２を、デューティ比Ｄ２を有
する二次パルス列を生成するためにランプ発生器２２５
によって生成されるポストレギュレータランプ信号電圧
ＶＲＡＭＰと比較する。ここで論じられる実施例におい
て、ランプ信号電圧ＶＲＡＭＰは上昇ランプ信号である
が、下降ランプも使用され得る。これを実施する中で、
ポストレギュレータＰＷＭコンパレータ（ＣＯＭＰ）２
３０はスイッチＱ６の立下りエッジとスイッチＱ５の可
変立上りエッジとを共に変調する。
ッチＱ５のデューティサイクルを変調することにより二
次出力電圧Ｖｏｕｔ２を調節する。独立の調節増幅器２
２０は出力電圧Ｖｏｕｔ２を所定の参照電圧と比較し、
二次エラー信号電圧ＶＥＲＲＯＲ２を生成する。実施例
において、調節増幅器２２０はインバータに続いて変換
エラー増幅器を備える。ＰＷＭコンパレータ２３０はエ
ラー信号電圧ＶＥＲＲＯＲ２を、デューティ比Ｄ２を有
する二次パルス列を生成するためにランプ発生器２２５
によって生成されるポストレギュレータランプ信号電圧
ＶＲＡＭＰと比較する。ここで論じられる実施例におい
て、ランプ信号電圧ＶＲＡＭＰは上昇ランプ信号である
が、下降ランプも使用され得る。これを実施する中で、
ポストレギュレータＰＷＭコンパレータ（ＣＯＭＰ）２
３０はスイッチＱ６の立下りエッジとスイッチＱ５の可
変立上りエッジとを共に変調する。
【００３２】図３を参照して、図２で示される回路の代
表的な信号のタイミングダイアグラムを示す。１つのＭ
ＯＳＦＥＴの低抵抗チャネルがインダクタ電流を処理し
ているので、この相補的駆動方法では整流器中での導電
降下は最小である。しかしながら、本発明の範囲と精神
とから逸脱しない限り、ＭＯＳＦＥＴ以外の他の駆動タ
イミング及びスイッチング装置も使用可能である。
表的な信号のタイミングダイアグラムを示す。１つのＭ
ＯＳＦＥＴの低抵抗チャネルがインダクタ電流を処理し
ているので、この相補的駆動方法では整流器中での導電
降下は最小である。しかしながら、本発明の範囲と精神
とから逸脱しない限り、ＭＯＳＦＥＴ以外の他の駆動タ
イミング及びスイッチング装置も使用可能である。
【００３３】実際上、タイミング回路の許容誤差のた
め、一対の相補的ＦＥＴ対（Ｑ３／Ｑ４およびＱ５／Ｑ
６）のターンオンとターンオフとは必ずしも同時ではな
い。駆動信号間のわずかな遅延や重複は普通に持ち込ま
れる。このエッジタイミングは固定された遅延回路、伝
播遅延整合、或いは適応性タイミング回路で設定され
る。適応性タイミング法の一例として、テキサスインス
ツルメント（ＴｅｘａｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔ）の２０
０１年１月付けの「ＴＰＳ２８３０，ＴＰＳ２８３１，
ＦＡＳＴ ＳＹＮＣＨＲＯＮＯＵＳ‐ＢＵＣＫ ＭＯＳ
ＦＥＴ ＤＲＩＶＥＲＳ ＷＩＴＨ ＤＥＡＤ ＴＩＭ
Ｅ ＣＯＮＴＲＯＬ」という題名のデータシートを参照
する。この中で論じられている「ｄｅａｄ‐ｔｉｍｅ
ｃｏｎｔｒｏｌ」は適応性タイミングの形式である。
め、一対の相補的ＦＥＴ対（Ｑ３／Ｑ４およびＱ５／Ｑ
６）のターンオンとターンオフとは必ずしも同時ではな
い。駆動信号間のわずかな遅延や重複は普通に持ち込ま
れる。このエッジタイミングは固定された遅延回路、伝
播遅延整合、或いは適応性タイミング回路で設定され
る。適応性タイミング法の一例として、テキサスインス
ツルメント（ＴｅｘａｓＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔ）の２０
０１年１月付けの「ＴＰＳ２８３０，ＴＰＳ２８３１，
ＦＡＳＴ ＳＹＮＣＨＲＯＮＯＵＳ‐ＢＵＣＫ ＭＯＳ
ＦＥＴ ＤＲＩＶＥＲＳ ＷＩＴＨ ＤＥＡＤ ＴＩＭ
Ｅ ＣＯＮＴＲＯＬ」という題名のデータシートを参照
する。この中で論じられている「ｄｅａｄ‐ｔｉｍｅ
ｃｏｎｔｒｏｌ」は適応性タイミングの形式である。
【００３４】再び図３を参照して、本ポストレギュレー
タのための代表的なタイミング波形を示す。スイッチＱ
３は本質的にスイッチＱ５と直列になっているので、ス
イッチＱ３はトランスからの負電圧を遮断し、従ってス
イッチＱ５とスイッチＱ６とは相補的方式で駆動される
必要はない。換言すれば、スイッチＱ３は主出力とポス
トレギュレータ出力との両方の整流器として機能し、ス
イッチＱ５は、Ｑ１／Ｑ３パルスの部分を遮断している
とき以外は、残ることを許容する。図３のスイッチＱ５
のゲート駆動を波形で示している破線は、スイッチＱ５
はＱ１／Ｑ３パルスを遮断せずに残り得る時間を示して
いる。スイッチＱ５が始動した後、スイッチＱ５はスイ
ッチＱ１とスイッチＱ３とが再び作動するまで残る。こ
の方法でスイッチＱ５は、主回路と補助回路との両方に
おける自由な電流のための平行経路を提供する。換言す
れば、インダクタＬ１と関連する自由電流はスイッチＱ
５／Ｑ６と同じくスイッチＱ４を流れ得るし、インダク
タ１２と関連する自由電流はスイッチＱ４／Ｑ５と同じ
くスイッチＱ６を流れ得る。
タのための代表的なタイミング波形を示す。スイッチＱ
３は本質的にスイッチＱ５と直列になっているので、ス
イッチＱ３はトランスからの負電圧を遮断し、従ってス
イッチＱ５とスイッチＱ６とは相補的方式で駆動される
必要はない。換言すれば、スイッチＱ３は主出力とポス
トレギュレータ出力との両方の整流器として機能し、ス
イッチＱ５は、Ｑ１／Ｑ３パルスの部分を遮断している
とき以外は、残ることを許容する。図３のスイッチＱ５
のゲート駆動を波形で示している破線は、スイッチＱ５
はＱ１／Ｑ３パルスを遮断せずに残り得る時間を示して
いる。スイッチＱ５が始動した後、スイッチＱ５はスイ
ッチＱ１とスイッチＱ３とが再び作動するまで残る。こ
の方法でスイッチＱ５は、主回路と補助回路との両方に
おける自由な電流のための平行経路を提供する。換言す
れば、インダクタＬ１と関連する自由電流はスイッチＱ
５／Ｑ６と同じくスイッチＱ４を流れ得るし、インダク
タ１２と関連する自由電流はスイッチＱ４／Ｑ５と同じ
くスイッチＱ６を流れ得る。
【００３５】本発明は、ＰＷＭ２１０からの先行始動信
号は、同期と精密なタイミングとを備えたすべてのスイ
ッチの駆動を集積するために使用され得るという大きな
優位性を提供する。先行始動信号と電力サイクルの起動
（トランスの巻線が初期スイッチＱ１によって電圧印加
される）との間には僅かな遅延がある。この遅延は、遅
延回路、駆動遅延、ゲート抵抗、或いはＭＯＳＦＥＴの
作動速度を含む。この遅延は、スイッチ駆動のすべてと
接続する先行始動信号によって電力サイクルが予測され
ることを許容する。この方法により、トランスを経て二
次側への伝播遅延は無視される。
号は、同期と精密なタイミングとを備えたすべてのスイ
ッチの駆動を集積するために使用され得るという大きな
優位性を提供する。先行始動信号と電力サイクルの起動
（トランスの巻線が初期スイッチＱ１によって電圧印加
される）との間には僅かな遅延がある。この遅延は、遅
延回路、駆動遅延、ゲート抵抗、或いはＭＯＳＦＥＴの
作動速度を含む。この遅延は、スイッチ駆動のすべてと
接続する先行始動信号によって電力サイクルが予測され
ることを許容する。この方法により、トランスを経て二
次側への伝播遅延は無視される。
【００３６】先行始動信号の立ち上がりエッジは、トラ
ンスの巻線に電圧が現れる時にスイッチＱ３とスイッチ
Ｑ４とのクロス伝導を防止すべく適切なタイミングでス
イッチＱ４を無効にするために使用され得る。スイッチ
Ｑ４のオフが早過ぎたならば、固有のボディーダイオー
ドが導通する。この損失の多いダイオードはより大きな
伝導損失の原因となり、回復の遅いダイオードは又、大
きな逆回復損失を示す。先行始動信号とスイッチＱ１の
オンとの間の遅延は分かっているので、スイッチＱ４の
オフはスイッチＱ１のオンと密接に同期し、それにより
クロス伝導と固有のボディーダイオードの損失を最小化
する。
ンスの巻線に電圧が現れる時にスイッチＱ３とスイッチ
Ｑ４とのクロス伝導を防止すべく適切なタイミングでス
イッチＱ４を無効にするために使用され得る。スイッチ
Ｑ４のオフが早過ぎたならば、固有のボディーダイオー
ドが導通する。この損失の多いダイオードはより大きな
伝導損失の原因となり、回復の遅いダイオードは又、大
きな逆回復損失を示す。先行始動信号とスイッチＱ１の
オンとの間の遅延は分かっているので、スイッチＱ４の
オフはスイッチＱ１のオンと密接に同期し、それにより
クロス伝導と固有のボディーダイオードの損失を最小化
する。
【００３７】先行始動信号の下降エッジはポストレギュ
レータのランプ発生器２２５をリセットするために使用
され得る。電力輸送サイクルの起動の前にポストレギュ
レータのランプ発生器２２５をリセットするために先行
始動信号が使用されると、スイッチＱ５の能動調節範囲
は、スイッチＱ１のオンとオフとの間、すなわち全トラ
ンス電力輸送サイクルである。
レータのランプ発生器２２５をリセットするために使用
され得る。電力輸送サイクルの起動の前にポストレギュ
レータのランプ発生器２２５をリセットするために先行
始動信号が使用されると、スイッチＱ５の能動調節範囲
は、スイッチＱ１のオンとオフとの間、すなわち全トラ
ンス電力輸送サイクルである。
【００３８】電力輸送サイクルの起動の前にポストレギ
ュレータランプをリセットするために先行始動信号の下
降エッジを使用すると、ポストレギュレータＰＷＭコン
パレータ２３０と駆動回路２３５とによる僅かな遅延は
許容され、更に必要ならば、スイッチＱ５のデューティ
サイクルがスイッチＱ１の全導電時間を包含することを
許容する。これはポストレギュレータ出力Ｖｏｕｔ２が
主出力Ｖｏｕｔ１と同様に高く調節することを許容す
る。
ュレータランプをリセットするために先行始動信号の下
降エッジを使用すると、ポストレギュレータＰＷＭコン
パレータ２３０と駆動回路２３５とによる僅かな遅延は
許容され、更に必要ならば、スイッチＱ５のデューティ
サイクルがスイッチＱ１の全導電時間を包含することを
許容する。これはポストレギュレータ出力Ｖｏｕｔ２が
主出力Ｖｏｕｔ１と同様に高く調節することを許容す
る。
【００３９】別法として、先行始動信号の立ち上がりエ
ッジはランプをリセットするために使用され得る。近づ
く電力サイクルの前にランプがリセットされると、下降
エッジ法を使用した場合よりも伝播遅延がより短時間に
なる。その立ち上がりエッジは、スイッチＱ５の最後の
オン決定点後にランプをリセットするのに充分な遅延に
よって動かされる。これは更なる伝播遅延許容範囲を提
供する。
ッジはランプをリセットするために使用され得る。近づ
く電力サイクルの前にランプがリセットされると、下降
エッジ法を使用した場合よりも伝播遅延がより短時間に
なる。その立ち上がりエッジは、スイッチＱ５の最後の
オン決定点後にランプをリセットするのに充分な遅延に
よって動かされる。これは更なる伝播遅延許容範囲を提
供する。
【００４０】先行始動信号の下降エッジはスイッチＱ３
をオフすると同様にスイッチＱ４とスイッチＱ６とをオ
ンするために使用され得るが、すべてのスイッチのタイ
ミングを制御するために使用される必要は無い。実施さ
れるタイミングの枠組みに依存して、１つ以上のスイッ
チの駆動を同期するために使用され得る。しかしなが
ら、スイッチを制御するために先行始動信号を使用する
と、従来技術で得られる以上の精密なタイミングが可能
になる。
をオフすると同様にスイッチＱ４とスイッチＱ６とをオ
ンするために使用され得るが、すべてのスイッチのタイ
ミングを制御するために使用される必要は無い。実施さ
れるタイミングの枠組みに依存して、１つ以上のスイッ
チの駆動を同期するために使用され得る。しかしなが
ら、スイッチを制御するために先行始動信号を使用する
と、従来技術で得られる以上の精密なタイミングが可能
になる。
【００４１】先行始動信号は任意の遅延回路２４０で遅
延され得るので、ポストレギュレータのランプ発生器２
２５はスイッチング期間のどこででもリセットされる。
しかしながら、全調節範囲という優位性を維持するため
に、ランプは先行始動信号の下降エッジと電力輸送サイ
クルの起動（スイッチＱオン）との間の時間にリセット
されることが望ましい。
延され得るので、ポストレギュレータのランプ発生器２
２５はスイッチング期間のどこででもリセットされる。
しかしながら、全調節範囲という優位性を維持するため
に、ランプは先行始動信号の下降エッジと電力輸送サイ
クルの起動（スイッチＱオン）との間の時間にリセット
されることが望ましい。
【００４２】本発明の開示された実施例は、軽い負荷の
下でさえも補助出力の全調節を備える。これは同期整流
器（両方向整流器）の使用により達成される。この性能
は主出力が全同期モード（ゼロ負荷電流まで下る）で動
作する場合に達成され、出力インダクタ電流は連続モー
ドで残る。
下でさえも補助出力の全調節を備える。これは同期整流
器（両方向整流器）の使用により達成される。この性能
は主出力が全同期モード（ゼロ負荷電流まで下る）で動
作する場合に達成され、出力インダクタ電流は連続モー
ドで残る。
【００４３】連続モードでは、降圧誘起コンバータの伝
達関数は負荷には依存しない（第１近似で）。したがっ
て、出力電圧を調節するために必要なデューティサイク
ルは負荷に対して充分に独立である。連続モードがゼロ
負荷に下って維持されるならば、後調節段階で得られる
ことが可能な電力サイクル幅は本質的に一定である。
達関数は負荷には依存しない（第１近似で）。したがっ
て、出力電圧を調節するために必要なデューティサイク
ルは負荷に対して充分に独立である。連続モードがゼロ
負荷に下って維持されるならば、後調節段階で得られる
ことが可能な電力サイクル幅は本質的に一定である。
【００４４】図４および５を参照して、ポストレギュレ
ータの調節範囲の極端な場合での図２の回路のためのタ
イミングダイアグラムを示す。図４は要望されるＶＯＵ
Ｔ２の値がゼロ、すなわちＤ２がゼロの場合のポストレ
ギュレータの動作を示す。図５は要望されるＶＯＵＴ２
の値がＶＯＵＴ２に近いポストレギュレータの動作を示
す。図４の最小出力動作を達成するために、調節増幅器
２２０は、ランプ電圧ＶＲＡＭＰのピーク以上のエラー
電圧ＶＥＲＲＯＲ２を駆動し得るように設計される。し
かしながら伝播遅延は、最小出力動作を達成しながらよ
り低いピークエラー電圧を許容する。ポストレギュレー
タＰＷＭコンパレータ２３０と駆動段階２３５とによる
伝播遅延により、ランプ発生器２２５は電力サイクルの
終了前に、調節範囲を譲歩せずに実際にリセットされ得
る。なぜならパルス終了の決定点は電力サイクルの終了
前に起こる。図５の最大出力動作を達成するためには、
調節増幅器２２０はランプ電圧ＶＲＡＭＰの最小値以下
のエラー電圧ＶＥＲＲＯＲ２を駆動すべく設計される。
このような設計を容易にするために、ランプは固定され
たオフセット電圧によってグラウンドから相殺される。
ランプは先行始動信号の立下りエッジの直後にリセット
されるので、Ｑ１のオフ時間がポストレギュレータの伝
播遅延よりも大きい限りは、ポストレギュレータ２１５
は主出力レギュレータのデューティサイクルＤ１に等し
いデューティサイクルＤ２を生成し得る。同期整流器が
図２に示されているが、本発明のポストレギュレータ制
御手法を利用するために同期整流器を使用する必要はな
い。
ータの調節範囲の極端な場合での図２の回路のためのタ
イミングダイアグラムを示す。図４は要望されるＶＯＵ
Ｔ２の値がゼロ、すなわちＤ２がゼロの場合のポストレ
ギュレータの動作を示す。図５は要望されるＶＯＵＴ２
の値がＶＯＵＴ２に近いポストレギュレータの動作を示
す。図４の最小出力動作を達成するために、調節増幅器
２２０は、ランプ電圧ＶＲＡＭＰのピーク以上のエラー
電圧ＶＥＲＲＯＲ２を駆動し得るように設計される。し
かしながら伝播遅延は、最小出力動作を達成しながらよ
り低いピークエラー電圧を許容する。ポストレギュレー
タＰＷＭコンパレータ２３０と駆動段階２３５とによる
伝播遅延により、ランプ発生器２２５は電力サイクルの
終了前に、調節範囲を譲歩せずに実際にリセットされ得
る。なぜならパルス終了の決定点は電力サイクルの終了
前に起こる。図５の最大出力動作を達成するためには、
調節増幅器２２０はランプ電圧ＶＲＡＭＰの最小値以下
のエラー電圧ＶＥＲＲＯＲ２を駆動すべく設計される。
このような設計を容易にするために、ランプは固定され
たオフセット電圧によってグラウンドから相殺される。
ランプは先行始動信号の立下りエッジの直後にリセット
されるので、Ｑ１のオフ時間がポストレギュレータの伝
播遅延よりも大きい限りは、ポストレギュレータ２１５
は主出力レギュレータのデューティサイクルＤ１に等し
いデューティサイクルＤ２を生成し得る。同期整流器が
図２に示されているが、本発明のポストレギュレータ制
御手法を利用するために同期整流器を使用する必要はな
い。
【００４５】図６を参照して、本発明の実施例を基にし
たダイオード整流器を有する後調節電源装置の概略ダイ
アグラムを示す。この実施例において、図２に示される
実施例中で用いられる同期整流器スイッチＱ３およびＱ
４の代わりにダイオード整流器が使用される。図２と図
６とにおける同期整流器スイッチＱ６も又ダイオード整
流器で置き換われ得る。しかしながらスイッチＱ５は二
次出力の変調を可能にするために能動スイッチでなけれ
ばならない。図２に示されるように本発明でダイオード
が使用され得るが、ダイオードを使用すると、効率や予
測可能な軽負荷動作等の同期整流器の大きな優位性は失
われ得る。
たダイオード整流器を有する後調節電源装置の概略ダイ
アグラムを示す。この実施例において、図２に示される
実施例中で用いられる同期整流器スイッチＱ３およびＱ
４の代わりにダイオード整流器が使用される。図２と図
６とにおける同期整流器スイッチＱ６も又ダイオード整
流器で置き換われ得る。しかしながらスイッチＱ５は二
次出力の変調を可能にするために能動スイッチでなけれ
ばならない。図２に示されるように本発明でダイオード
が使用され得るが、ダイオードを使用すると、効率や予
測可能な軽負荷動作等の同期整流器の大きな優位性は失
われ得る。
【００４６】図７を参照して、本発明の実施例に基い
た、絶縁回路を有する後調節電源装置の概略ダイアグラ
ムを示す。本技術で周知のように、絶縁は後調節電源装
置の幾つかの点で導入され得る。図７に示される実施例
において、トランス７０５はＰＷＭ２１０の出力と後調
節回路２１５との間に挿入される。これは、図２に示さ
れる回路と同等の機能を達成しながら、主出力先行始動
信号がポストレギュレータ先行始動信号から隔離される
ことを可能にする。絶縁は、一般にかなり高い静電強度
（高い電圧絶縁）を有しており、ユーザが入力と出力と
の端子を区別して接地することを可能にする。この絶縁
は、システム雑音制御（より有効な接地）、安全性（出
力が危険な電圧から保護される）、および柔軟性（出力
の極性が変換可能）のために使用される。絶縁を使用す
る問題点は僅かな更なる伝播遅延と割増費用とである。
た、絶縁回路を有する後調節電源装置の概略ダイアグラ
ムを示す。本技術で周知のように、絶縁は後調節電源装
置の幾つかの点で導入され得る。図７に示される実施例
において、トランス７０５はＰＷＭ２１０の出力と後調
節回路２１５との間に挿入される。これは、図２に示さ
れる回路と同等の機能を達成しながら、主出力先行始動
信号がポストレギュレータ先行始動信号から隔離される
ことを可能にする。絶縁は、一般にかなり高い静電強度
（高い電圧絶縁）を有しており、ユーザが入力と出力と
の端子を区別して接地することを可能にする。この絶縁
は、システム雑音制御（より有効な接地）、安全性（出
力が危険な電圧から保護される）、および柔軟性（出力
の極性が変換可能）のために使用される。絶縁を使用す
る問題点は僅かな更なる伝播遅延と割増費用とである。
【００４７】主出力からのフィードバック雑音を軽減す
るために、調節増幅器２０５とＰＷＭ２１０とに直列に
光学アイソレータ７１０を設置してもよい。別の可能性
のある実施例は、ＰＷＭ制御機を共に二次接地して、ト
ランス或いは光学絶縁器を使用してＰＷＭ２１０と駆動
回路２４５との間を絶縁する。当業者は、多くのアイソ
レータの組合せが本発明の範囲や精神から逸脱せずに使
用し得ることを理解するであろう。
るために、調節増幅器２０５とＰＷＭ２１０とに直列に
光学アイソレータ７１０を設置してもよい。別の可能性
のある実施例は、ＰＷＭ制御機を共に二次接地して、ト
ランス或いは光学絶縁器を使用してＰＷＭ２１０と駆動
回路２４５との間を絶縁する。当業者は、多くのアイソ
レータの組合せが本発明の範囲や精神から逸脱せずに使
用し得ることを理解するであろう。
【００４８】簡単のために、開示された単端子電力列
は、電力輸送サイクルの終了後にトランスのコア中の磁
束をバランスする或いは「リセット」すべく負電圧を印
加するためのリセット手段を明確に規定していない。い
ずれのリセット手段も使用し得る。アクティブクラン
プ、共振リセット、リセット巻線、或いは他の当業者が
周知の方法を含むが、これらに限定はされない。
は、電力輸送サイクルの終了後にトランスのコア中の磁
束をバランスする或いは「リセット」すべく負電圧を印
加するためのリセット手段を明確に規定していない。い
ずれのリセット手段も使用し得る。アクティブクラン
プ、共振リセット、リセット巻線、或いは他の当業者が
周知の方法を含むが、これらに限定はされない。
【００４９】図８を参照して、本発明に基いたダブル端
子トランス駆動回路を有する後調節電源装置の概略ダイ
アグラムを示す。図８の回路は、当業者に周知のプッシ
ュ‐プル駆動回路を示し、本発明は電力コンバータの特
定の効果には限定されないことを示す。先行始動信号は
図２に関して論じられたものと同様の電力輸送サイクル
を予測する機能を演ずる。ハーフブリッジ型コンバー
タ、フルブリッジ型コンバータ等を含む他の効果も同等
に適切である。インタリーブや平行の電力列も適切であ
る。他の後方誘導効果の例については１９８５年付けの
セベレンス（Ｓｅｖｅｒｅｎｓ）とブルーム（Ｂｌｏｏ
ｍ）による、Ｍｏｄｅｒｎ ＤＣ‐ｔｏ‐ＤＣ Ｓｗｉ
ｔｃｈｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｃ
ｉｒｃｕｉｔｓ という題名の本を参照する。
子トランス駆動回路を有する後調節電源装置の概略ダイ
アグラムを示す。図８の回路は、当業者に周知のプッシ
ュ‐プル駆動回路を示し、本発明は電力コンバータの特
定の効果には限定されないことを示す。先行始動信号は
図２に関して論じられたものと同様の電力輸送サイクル
を予測する機能を演ずる。ハーフブリッジ型コンバー
タ、フルブリッジ型コンバータ等を含む他の効果も同等
に適切である。インタリーブや平行の電力列も適切であ
る。他の後方誘導効果の例については１９８５年付けの
セベレンス（Ｓｅｖｅｒｅｎｓ）とブルーム（Ｂｌｏｏ
ｍ）による、Ｍｏｄｅｒｎ ＤＣ‐ｔｏ‐ＤＣ Ｓｗｉ
ｔｃｈｍｏｄｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｃ
ｉｒｃｕｉｔｓ という題名の本を参照する。
【００５０】図９、１０を参照して、先行始動信号が直
接にはランプ発生器をリセットしない後調節電源装置回
路の概略ダイアグラムを示す。図９の回路において、ラ
ンプ発生器９０５は同期整流スイッチＱ３のための駆動
信号の下降エッジを用いてリセットされる。図１０の回
路において、ランプ発生器１００５は同期整流スイッチ
Ｑ４のための駆動信号の立ち上がりエッジを用いてリセ
ットされる。本発明のこの実施例は立ち上がりエッジ信
号を用いる方が容易に実施可能なので便利であることを
示している。この実施例はまた、ポストレギュレータラ
ンプの終了が早過ぎる（Ｑ５のオン決定前）ことのない
ように電力輸送サイクルが終了することの保証を提供し
ている。図９、１０の回路を使用して、先行始動はラン
プ発生器と結合する前に遅延してもよいし、ランプ発生
器をリセットするために使用される前に変換或いは調整
されてもよい。
接にはランプ発生器をリセットしない後調節電源装置回
路の概略ダイアグラムを示す。図９の回路において、ラ
ンプ発生器９０５は同期整流スイッチＱ３のための駆動
信号の下降エッジを用いてリセットされる。図１０の回
路において、ランプ発生器１００５は同期整流スイッチ
Ｑ４のための駆動信号の立ち上がりエッジを用いてリセ
ットされる。本発明のこの実施例は立ち上がりエッジ信
号を用いる方が容易に実施可能なので便利であることを
示している。この実施例はまた、ポストレギュレータラ
ンプの終了が早過ぎる（Ｑ５のオン決定前）ことのない
ように電力輸送サイクルが終了することの保証を提供し
ている。図９、１０の回路を使用して、先行始動はラン
プ発生器と結合する前に遅延してもよいし、ランプ発生
器をリセットするために使用される前に変換或いは調整
されてもよい。
【００５１】図１１を参照して、図１０のポストレギュ
レータのためのランプ発生器１００５として使用され得
るエッジ結合回路の概略図を示す。この実施例におい
て、ランプ発生器１００５はスイッチＱ４の立ち上がり
エッジ上でリセットされる。Ｑ４が高くなると、スイッ
チＱ６がオンされて電流がダイオード７を経て流れ、キ
ャパシタＣ８が放電し、ポストレギュレータのランプ発
生器１００５の直流オフセットレベルに下る。これを実
施するためには、エラー信号電圧ＶＥＲＲＯＲが、正の
値を維持しているがランプの最小値以下に導かれるとい
う、上述したようなポストレギュレータのランプ電圧Ｖ
ＲＡＭＰの直流オフセットを導くためにダイオードＤ７
が使用される。キャパシタＣ７，抵抗Ｒ８，およびスイ
ッチＱ７のゲートからソースへのキャパシタンスがエッ
ジ検出器を形成し、Ｑ４駆動の立ち上がりエッジスイッ
チＱ６のゲートに短パルスを印加する。このパルスはダ
イオードＤ７を経てＣ８を放電する。抵抗Ｒ８はスイッ
チＱ７のゲートとソースを通って速やかに電圧を等しく
し、スイッチＱ７をオフにし、Ｃ８がＶＣＣから抵抗Ｒ
７を経て充電することを許容する。
レータのためのランプ発生器１００５として使用され得
るエッジ結合回路の概略図を示す。この実施例におい
て、ランプ発生器１００５はスイッチＱ４の立ち上がり
エッジ上でリセットされる。Ｑ４が高くなると、スイッ
チＱ６がオンされて電流がダイオード７を経て流れ、キ
ャパシタＣ８が放電し、ポストレギュレータのランプ発
生器１００５の直流オフセットレベルに下る。これを実
施するためには、エラー信号電圧ＶＥＲＲＯＲが、正の
値を維持しているがランプの最小値以下に導かれるとい
う、上述したようなポストレギュレータのランプ電圧Ｖ
ＲＡＭＰの直流オフセットを導くためにダイオードＤ７
が使用される。キャパシタＣ７，抵抗Ｒ８，およびスイ
ッチＱ７のゲートからソースへのキャパシタンスがエッ
ジ検出器を形成し、Ｑ４駆動の立ち上がりエッジスイッ
チＱ６のゲートに短パルスを印加する。このパルスはダ
イオードＤ７を経てＣ８を放電する。抵抗Ｒ８はスイッ
チＱ７のゲートとソースを通って速やかに電圧を等しく
し、スイッチＱ７をオフにし、Ｃ８がＶＣＣから抵抗Ｒ
７を経て充電することを許容する。
【００５２】図１２を参照して、図９のポストレギュレ
ータのためのランプ発生器９０５として使用され得るエ
ッジ結合回路の概略図を示す。この回路において、ラン
プ発生器９０５のリセットは先行始動の下降エッジとス
イッチＱ３のゲート駆動の下降エッジとの間の遅延を利
用して遂行される。この短時間の遅延の間では、先行始
動信号は低く、スイッチＱ３のゲート駆動は高い。従っ
て、スイッチＱ８によって短パルスが送信され、スイッ
チ９が、電流がダイオードＤ８とスイッチ９とを経て流
れて、キャパシタＣ１０が放電してポストレギュレータ
のランプ発生器の直流オフセットレベルに下降すること
を可能にする。直流オフセットレベルはダイオードＤ８
による電圧降下によってもたらされる。従ってこの実施
例において、ランプ発生器は電力供給サイクルの終了前
に僅かにリセットされ、伝播遅延の原因となるための僅
かに多くの時間を許容する。スイッチＱ３のゲート駆動
の下降エッジはキャパシタＣ９を放電して、次のサイク
ルのエッジ検出器を提供する。
ータのためのランプ発生器９０５として使用され得るエ
ッジ結合回路の概略図を示す。この回路において、ラン
プ発生器９０５のリセットは先行始動の下降エッジとス
イッチＱ３のゲート駆動の下降エッジとの間の遅延を利
用して遂行される。この短時間の遅延の間では、先行始
動信号は低く、スイッチＱ３のゲート駆動は高い。従っ
て、スイッチＱ８によって短パルスが送信され、スイッ
チ９が、電流がダイオードＤ８とスイッチ９とを経て流
れて、キャパシタＣ１０が放電してポストレギュレータ
のランプ発生器の直流オフセットレベルに下降すること
を可能にする。直流オフセットレベルはダイオードＤ８
による電圧降下によってもたらされる。従ってこの実施
例において、ランプ発生器は電力供給サイクルの終了前
に僅かにリセットされ、伝播遅延の原因となるための僅
かに多くの時間を許容する。スイッチＱ３のゲート駆動
の下降エッジはキャパシタＣ９を放電して、次のサイク
ルのエッジ検出器を提供する。
【００５３】上記の図２と図６〜１０とに示された回路
中での二次スイッチのための「駆動／タイミング」ブロ
ックには入力のみの先行始動信号とポストレギュレータ
とが示されており、特別設計の場合は要求に合わせて、
駆動／タイミングのブロックは適応性のタイミング手
法、自己駆動手法、及び他の入力を組合せ得る。
中での二次スイッチのための「駆動／タイミング」ブロ
ックには入力のみの先行始動信号とポストレギュレータ
とが示されており、特別設計の場合は要求に合わせて、
駆動／タイミングのブロックは適応性のタイミング手
法、自己駆動手法、及び他の入力を組合せ得る。
【００５４】更に本発明は、１つのポストレギュレータ
回路と出力には限定されない。付加的なポストレギュレ
ータも必要に応じて付加され得る。ポストレギュレータ
を付加する場合は単に各付加出力のために、スイッチＱ
５と同様な位置でトランスの二次側に接続するために、
スイッチＱ５とＱ６、インダクタＬ２及びキャパシタＣ
２をダブルにすればよい。調節増幅器およびポストレギ
ュレータコンパレータが付加される。しかしながら、第
１のポストレギュレータ回路のためのランプ発生器は付
加の出力のために共用される。要求される設計電圧によ
って決定される必要な駆動とタイミングとの回路により
出力が達成される。これにより主出力中で許容された全
調節範囲、が多重出力でも許容される。
回路と出力には限定されない。付加的なポストレギュレ
ータも必要に応じて付加され得る。ポストレギュレータ
を付加する場合は単に各付加出力のために、スイッチＱ
５と同様な位置でトランスの二次側に接続するために、
スイッチＱ５とＱ６、インダクタＬ２及びキャパシタＣ
２をダブルにすればよい。調節増幅器およびポストレギ
ュレータコンパレータが付加される。しかしながら、第
１のポストレギュレータ回路のためのランプ発生器は付
加の出力のために共用される。要求される設計電圧によ
って決定される必要な駆動とタイミングとの回路により
出力が達成される。これにより主出力中で許容された全
調節範囲、が多重出力でも許容される。
【００５５】後調節電源装置についての説明は単に説明
のためになされたものであり、他の実施例も本発明の範
囲や精神の範囲内である。本発明を詳細に説明したが、
これらは本発明の精神や範囲から離れずに多種の変形、
代替および改変が可能である。
のためになされたものであり、他の実施例も本発明の範
囲や精神の範囲内である。本発明を詳細に説明したが、
これらは本発明の精神や範囲から離れずに多種の変形、
代替および改変が可能である。
【００５６】
【発明の効果】本発明により多重出力を有するスイッチ
モード電源の伝播遅延や雑音の問題を解決した。
モード電源の伝播遅延や雑音の問題を解決した。
【図１】従来技術の後調節電源装置の概略図。
【図２】本発明の実施例を基にした同期整流器を有する
後調節電源装置の概略図。
後調節電源装置の概略図。
【図３】図２の回路の代表的信号のタイミングダイアグ
ラム。
ラム。
【図４】補助出力の望まれる値がゼロである図２の回路
を示すタイミングダイアグラム。
を示すタイミングダイアグラム。
【図５】補助出力の望まれる値が主出力と同等のレベル
に近い図２の回路を示すタイミングダイアグラム。
に近い図２の回路を示すタイミングダイアグラム。
【図６】本発明の実施例を基にしたダイオード整流器を
有する後調節電源装置の概略図。
有する後調節電源装置の概略図。
【図７】本発明の実施例を基にした絶縁回路を有する後
調節電源装置の概略図。
調節電源装置の概略図。
【図８】本発明の実施例を基にした二重端末変圧器駆動
回路を有する後調節電源装置の概略図。
回路を有する後調節電源装置の概略図。
【図９】本発明の実施例を基にして、ランプ発生器をリ
セットするために同期スイッチ用の駆動信号の下降エッ
ジが使用されるポスト調整電源装置の概略図。
セットするために同期スイッチ用の駆動信号の下降エッ
ジが使用されるポスト調整電源装置の概略図。
【図１０】本発明の実施例を基にした、ランプ発生器を
リセットするために同期スイッチ用の駆動信号の立ち上
がりエッジが使用される後調節電源装置の概略図。
リセットするために同期スイッチ用の駆動信号の立ち上
がりエッジが使用される後調節電源装置の概略図。
【図１１】本発明の実施例を基にした、図１０で示され
る電源装置用のランプ発生器として用いられるエッジ結
合回路の概略図。
る電源装置用のランプ発生器として用いられるエッジ結
合回路の概略図。
【図１２】本発明の実施例を基にした、図９で示される
電源装置用のランプ発生器として用いられるエッジ結合
回路の概略図。
電源装置用のランプ発生器として用いられるエッジ結合
回路の概略図。
２０５，２２０…調節増幅器、２１０…パルス幅変調
器、２２５，９０５，１００５…ランプ発生器、２３
５，２４５…駆動回路、７０５…トランス。
器、２２５，９０５，１００５…ランプ発生器、２３
５，２４５…駆動回路、７０５…トランス。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ジェフリー ジョン ボイラン
アメリカ合衆国 75080 テキサス州 リ
チャードソン リッジ クレスト ドライ
ブ 322
(72)発明者 ゲイリー ロバート キッドウェル
アメリカ合衆国 75093 テキサス州 プ
ラノ エクセター ドライブ 1433
Ｆターム(参考） 5H730 AA02 AS01 BB23 BB83 DD04
EE02 EE19 EE23 EE65 FD03
FF02 FG05
Claims (20)
- 【請求項１】主出力と補助出力とを有する後調節多重出
力の電力コンバータにおいて、 該電力コンバータの一次側に電力輸送スイッチのデュー
ティサイクルを制御するためのフィードバックループを
備え、同フィードバックループにより主出力電圧を調節
し、更にフィードバックループは電力輸送サイクルの変
転を予測する先行始動信号を発生させることと、 補助出力電圧を調節するためのポストレギュレータ制御
回路を備え、該ポストレギュレータ制御回路は該フィー
ドバックループに接続されて、それにより該ポストレギ
ュレータ制御回路においてタイミングを正確に制御する
ための該ポストレギュレータ制御回路が該先行始動信号
を使用し得ることを特徴とする後調節多重出力の電力コ
ンバータ。 - 【請求項２】前記先行始動信号が前記フィードバックル
ープ中のパルス幅変調器によって生成されたパルス列か
らなり、該パルス列の立上がりエッジが前記電力輸送サ
イクルの開始を実行し、該パルス列の立下りエッジが該
電力輸送サイクルの終了を実行する請求項１に記載の電
力コンバータ。 - 【請求項３】少なくとも１つのスイッチの駆動を前記電
力輸送スイッチの駆動と同期させるべく、前記先行始動
信号が電力コンバータによって使用される請求項２に記
載の電力コンバータ。 - 【請求項４】前記先行始動信号が、ランプ発生器をリセ
ットするための前記ポストレギュレータ制御回路によっ
て使用される請求項１に記載の電力コンバータ。 - 【請求項５】前記先行始動信号の立下りエッジが前記ラ
ンプ発生器のリセットをトリガし、それにより該ランプ
発生器が次の電力輸送サイクルの開始以前にリセットさ
れる請求項４に記載の電力コンバータ。 - 【請求項６】前記先行始動信号の立下りエッジと前記ラ
ンプ発生器のリセットとの間に所定の遅延が導入される
請求項４に記載の電力コンバータ。 - 【請求項７】前記フィードバックループが、前記主出力
と接続する調節増幅器と、該調節増幅器と接続するパル
ス幅変調器と、該パルス幅変調器および前記電力輸送ス
イッチと直列に接続する駆動回路とからなり、前記先行
始動信号が該パルス幅変調器によって生成される請求項
１に記載の電力コンバータ。 - 【請求項８】前記先行始動信号が絶縁回路によって前記
ポストレギュレータ制御回路から絶縁される請求項１に
記載の電力コンバータ。 - 【請求項９】位相変調型の主出力と補助出力とを有する
電力コンバータのためのポストレギュレータ制御回路で
あって、該ポストレギュレータ制御回路は、 該補助出力の出力電圧を参照電圧と比較してそれに基い
たエラー信号を生成するための調節増幅器と、 該エラー信号と比較すべく電圧ランプを形成するための
ランプ発生手段と、 エラー信号の振幅に基くパルス列を生成すべく、該エラ
ー信号を電圧ランプの電圧レベルと比較し、パルス列が
補助出力に電圧を印加すべく、少なくとも１つの補助出
力スイッチを駆動するための駆動手段によって使用され
ることと、 該電力コンバータ中の電力輸送スイッチの変換を実行す
るための実行手段と、 該電力輸送スイッチの変換を実行するための実行手段に
対応してランプ発生器をリセットさせるためのリセット
手段とからなるポストレギュレータ制御回路。 - 【請求項１０】前記駆動手段が、前記主出力に電圧を印
加するために少なくとも１つの主出力スイッチを駆動
し、それにより少なくとも１つの補助出力スイッチと少
なくとも１つの主力スイッチとが、実行手段を使用して
電力コンバータの電力輸送サイクルに対して同期し得る
請求項９に記載のポストレギュレータ制御回路。 - 【請求項１１】前記調節増幅器がインバータと直列の変
換増幅器からなり、前記ランプ発生器の手段が増大する
ランプを生成する請求項９に記載のポストレギュレータ
制御回路。 - 【請求項１２】前記予測手段が主出力のためのフィード
バックループによって生成された先行始動信号からなる
請求項９に記載のポストレギュレータ制御回路。 - 【請求項１３】前記リセット手段が先行始動信号のエッ
ジを検出するためのエッジ検出回路からなり、エッジが
検出された後にランプ発生器がリセットされる請求項１
２に記載のポストレギュレータ制御回路。 - 【請求項１４】主出力及び補助出力と、電力輸送スイッ
チを経てトランスの一次側に接続する電源と、主出力で
交流を実質的に直流に整流するために該トランスの二次
側に取り付けられた整流回路と、主出力の電圧レベルを
調節するために主出力と電力輸送スイッチとの間に接続
されたフィードバックループと、を有する後調節多重出
力電力コンバータであって、該電力コンバータは、 該主出力の電圧レベルを主参照レベルと比較してそれに
基く主エラー信号を生成するための、該主出力と接続し
た該フィードバックループ中の主調節増幅器と、 該主エラー信号に基いてパルス列を形成するための、該
主調節増幅器と接続した該フィードバックループ中のパ
ルス幅変調器と、 該パルス列を使用して該電力輸送スイッチを駆動するた
めの、該電力輸送スイッチと接続した該フィードバック
ループ中の駆動回路であって、該パルス列の立上りエッ
ジが電力輸送サイクルの立上りエッジに先行し、該パル
ス列の立下りエッジが該電力輸送サイクルの立下りエッ
ジに先行し、従って該パルス列は、該電力輸送サイクル
の立上りエッジと該電力輸送サイクルの立下りエッジと
を予測するために使用され得ることと、 補助出力電圧を調節するためのポストレギュレータ制御
回路であって、該ポストレギュレータ制御回路は該フィ
ードバックループと接続し、従って該パルス列は、該電
力輸送サイクル中の変換を予測するために該ポストレギ
ュレータ制御回路によって使用され得る、後調節多重出
力電力コンバータ。 - 【請求項１５】前記ポストレギュレータ制御回路が、 補助電圧レベルを補助参照レベルと比較してそれに基く
補助エラー信号を生成するための、該補助出力と接続し
た補助調節増幅器と、 該補助エラー信号と比較するための電圧ランプを供給す
るためのランプ発生器であって、該ランプ発生器は前記
パルス列のエッジによってリセットされることと、 該補助調節増幅器および該補助エラー信号を該電圧ラン
プと比較し、それに基いて補助パルス列を作成するため
の、該補助調節増幅器および該ランプ発生器と接続した
パルス幅変調器コンパレータと、 該補助出力へ電力を輸送するためのスイッチを駆動する
該補助パルス列を供給する駆動回路と、からなる請求項
１４に記載の電力コンバータ。 - 【請求項１６】前記駆動回路が複数の補助スイッチと複
数の主スイッチとを同期させて駆動する請求項１５に記
載の電力コンバータ。 - 【請求項１７】前記パルス列のエッジが立下りエッジで
ある請求項１５に記載の電力コンバータ。 - 【請求項１８】前記補助調節増幅器がインバータに接続
された変換増幅器からなり前記電圧ランプが上昇ランプ
である請求項１５に記載の電力コンバータ。 - 【請求項１９】前記電力コンバータが前記主出力電圧と
補助出力電圧とを整流するための同期整流スイッチを使
用し、前記パルス列の立上りエッジと立下りエッジとが
同期整流器スイッチを該電力輸送サイクルと同期させる
ために使用される請求項１４に記載の電力コンバータ。 - 【請求項２０】前記パルス列のエッジが下降エッジであ
る請求項１５に記載の電力コンバータ。
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