DE4112676C2 - Gleichrichterschaltung - Google Patents

Description

Technisches Gebiet

Die Erfindung betrifft eine Gleichrichterschaltung für niedrige Spannungen nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Stand der Technik

Für die Wandlung von Wechselspannung in Gleichspannung in Netzgeräten (engl. off-line power supplies) existieren drei verschiedene Konzepte: Die Forward-, die Flyback- und die Gegentakt- Topologie. Im Hinblick auf Transformer und LC-Filter wird für mittlere Leistungen (in der Größenordnung 1 kW) und niedrige Spannungen (z. B. 5 V) die Gegentakt-Konfiguration bevorzugt.

Eine solche Gleichrichterschaltung ist beispielsweise aus der amerikanischen Patentschrift US 47 72 994 bekannt. Dieser Wandler umfaßt einen Transformator mit Mittelabgriff, mindestens zwei SR-Schalter (SR=Synchronous Rectifiers) in Gegentakt-Konfiguration und eine Steuereinheit, welche die mindestens zwei Schalter im Gegentakt ansteuert.

In Niederspannungsanwendungen stellt die Gleichrichterschaltung die wichtigste Ursache für Verluste dar. Als erstes wurden deshalb die Leistungs-PN-Dioden durch Schottky-Dioden ersetzt. Gegenüber den PN-Dioden zeichnen sich diese aus durch die niedrige Durchlaßspannung (0,5-0,8 V) und die fehlende Reverse-Recovery Zeit. Das Reverse-Recovery Phänomen bewirkt nämlich für kurze Zeit einen Kurzschluß in der Sekundärwicklung.

Obwohl die Schottky-Dioden eine verbesserte Effizienz der Gleichrichterschaltung mit sich brachten, war damit noch nicht das Optimum erreicht. Eine wesentliche Verbesserung brachte erst die Verwendung von Power-MOSFETs, welche synchron mit der Sekundärspannung des Transformators ein- und ausgeschaltet werden. Dieses Schaltprinzip wird mit dem Fachbegriff "synchronous rectifiers" (deutsch: synchrone Gleichrichter; kurz SR) bezeichnet. Es ist z. B. im Artikel "Use MOSPOWER Transistors as Synchronous Rectifiers in Switched-Mode Power Supplies", D. Blanchard und M. Alexander, Powerconvertion Int. April 1983, pp. 16-26, beschrieben.

Das Verhalten eines Leistungs-MOSFETs in eine SR-Konfiguration unterscheidet sich total von demjenigen in anderen Anwendungen (seien es nun lineare oder nicht-lineare). Im Normalfall fließt der Strom in einem n-Kanal MOSFET von der Drain zur Source (Forward Conduction), wobei V_GS <0. In der SR-Konfiguration dagegen fließt der Strom von der Source zur Drain (Reverse Conduction), wobei V_GS <0 und V_SD <0 (vgl. "MOSFETs Move In On Low Voltage Rectification", R. Blanchard und R. Severns, Powerconvertion Int. October 1984, pp. 213-222).

Mit der Verwendung der MOSFETs werden die wichtigsten Nachteile der Schottky-Diode beseitigt: Die Durchlaßspannung ist niedriger als 0,2 V und die Schaltfrequenz kann im Bereich von 1 MHz (Fall- resp. Anstiegszeit 100 ns) liegen, abhängig von der verwendeten Ansteuereinheit (Gate-Unit).

Nach wie vor bleiben aber drei Probleme ungelöst. Das erste betrifft die interne Diode zwischen Source und Drain des MOSFETs. Diese Bulk-Diode hat nämlich äußerst nachteilige Eigenschaften: Sie ist nicht nur langsam, sondern produziert auch beträchtliche Verluste (1,5 V Spannungsabfall im Durchlaßzustand). Wenn nun diese intrinsische Diode leitet (bei V_SD <0,6 V), dann wird einerseits die SR-Schaltung abgebremst (wegen der Reverse-Recovery Zeit) und andererseits ein zusätzlicher Verlust eingeführt.

Das zweite Problem bezieht sich auf das Timing bei der Ansteuerung. Es gibt grundsätzlich zwei Steuerprinzipien für dieses spannungsgesteuerte System: Mit oder ohne zeitliches Überlappen der leitenden Zustände. (Der Idealfall des vollständig gleichzeitigen Schaltens läßt sich in der Praxis nur näherungsweise und mit teuren Präzisionsschaltungen realisieren.) Im ersten Fall leitet jeder MOSFET während mehr als einer halben Periode, so daß die Sekundärwicklung des Transformators für eine gewisse Zeit kurzgeschlossen ist. Dies hat hohe Ströme in der Primärwicklung zur Folge (und damit auch Verluste) und belastet die Bauteile entsprechend stark.

Im zweiten Fall, wo kein Überlappen zugelassen wird, gibt es kurze Zeitintervalle, wo beide MOSFETs ausgeschaltet sind. Da die synchronen Gleichrichter an eine induktive Quelle (Transformer) angeschlossen sind, wird der Strom in dieser Zeit durch die intrinsische Diode fließen (unerwünschte Verluste).

Das dritte Problem betrifft die Steuereinheit. Dort treten Verluste auf, die durchaus im Bereich einiger weniger Watt liegen können.

Eine Alternative zur Verwendung von schaltbaren Halbleiterbauelementen stellt der Einsatz sättigender Kerne als sog. Magnetic Amplifiers (Magamp) dar. Ein entsprechendes Netzgerät ist z. B. in der Veröffentlichung "Improved Cost-Performance by Using Amorphous Magnetic Parts for Switching Power Supplies", Osamu Arakawa et al., Toshiba Review No. 158, Winter 1986, pp. 33-38, beschrieben. Es handelt sich dabei nach wie vor um ein sog. PWM-System (PWM = Pulse width Modulation). Anstelle eines MOSFETs regelt aber ein Magamp die Leistung in der Sekundärseite. Mit dieser Anordnung läßt sich eine hohe Effizienz, eine hohe Schaltfrequenz und geringes Ausgangsrauschen ("Spike Killer") erreichen.

Da ein Magamp aber trotz seiner Schalteigenschaften nach wie vor nur eine bestimmte Form (nämlich eine nichtlineare) einer Induktivität ist, kann er nur auf Wechselspannungen resp. -ströme Einfluß nehmen. Zur Beeinflussung von Gleichspannungskomponenten, wie dies für die Gleichrichtung nötig ist, kann er also nicht dienen.

Darstellung der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Gleichrichterschaltung der eingangs genannten Art anzugeben, welcher eine einfache und verlustarme Ansteuerung ermöglicht und selbst mit geringeren Verlusten behaftet ist, als es beim Stand der Technik der Fall ist.

Erfindugsgemäß besteht die Lösung darin, daß zu jedem Schalter eine Induktivität mit sättigbarem Kern (im folgenden SC- Element oder SC-Induktivität genannt, SC für "saturable core") in Serie angeordnet ist, so daß zwei SRSC-Schalter gebildet werden, in welchen die SC-Elemente einen Kurzschlußstrom nach oben begrenzen. Zu diesem Zweck ist die Steuereinheit so ausgebildet, daß die zwei Schalter für ein gegebenes Zeitintervall gleichzeitig leiten.

Der Kern der Erfindung liegt darin, daß ein Kurzschluß zugelassen wird, daß aber der Kurzschlußstrom durch eine sättigbare Induktivität nach oben begrenzt wird. Die Induktivität der Sekundärwicklung eines HF-Transformators kann damit so klein wie möglich gemacht werden, da sie nicht mehr zur Strombegrenzung eingesetzt werden muß. Mit einer kleineren Induktivität verkürzt sich aber auch die Kommutierungszeit und damit verringern sich die mit der Kommutierung verbundenen Verluste.

Ein zentraler Punkt besteht ferner darin, daß durch eine nicht-lineare Induktivität eine Zeitverzögerung eingeführt wird. Der Strom beginnt also nicht sofort zu fließen, sondern erst nach einer gewünschten, kurzen Verzögerung. Wenn außerdem die Induktivität klein ist, dann läuft der sättigende Kern (engl. saturable core; kurz SC) schnell in die Sättigung und es wird nahezu keine Energie gespeichert (typisch sind Sättigungsverhältnisse von 1 : 1000). Die Verwendung des SCs erlaubt außerdem eine resonante und damit effiziente Ansteuerung durch die Steuereinheit.

Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform ist die Steuereinheit so ausgebildet, daß die mindestens zwei SR-Schalter für ein gegebenes Zeitintervall gleichzeitig im ON-Zustand sind. Durch das Überlappen kann die Zeit, während der eine nachgeschaltete Freilauf-Diode Strom trägt, auf ein Minimum reduziert werden. Entsprechend ist auch der in der Diode auftretende Verlust minimal.

Vorzugsweise umfaßt jeder SR-Schalter mindestens einen MOSFET, welcher von der Steuereinheit angesteuert ist. Besonders vorteilhaft ist es, mehrere MOSFETs parallel zu schalten. Die Vorteile des MOSFETs bestehen in der geringen Ansteuerleistung und der hohen Schaltfrequenz.

Zum Bestimmen der Schaltzeitpunkte sind Mittel vorgesehen, welche die Spannungen am mindestens einen MOSFET und am SC- Element bestimmen. Die Steuereinheit schaltet den mindestens einen MOSFET ein, wenn die an ihm anliegende Spannung einen positiven Nulldurchgang hat. Sie schaltet ihn wieder aus, wenn die Spannung am SC-Element negativ wird. Die Detektion der Schaltzeitpunkte gestaltet sich damit besonders einfach. In der Steuereinheit werden auch keine teuren Halbleiterkomponenten benötigt.

Für eine besonders effiziente Ansteuerung weist die Steuereinheit für jeden SR-Schalter einen Schwingkreis auf. Sie sind zum synchronen Ansteuern miteinander gekoppelt. Die Schwingkreise sind im wesentlichen LC-Schwingkreise, deren Kapazität von der Gate-Source-Kapazität des jeweiligen MOSFETs und deren Induktivitäten durch eine Wicklung eines 1 : 1-Transformators gebildet sind. Zum Steuern der Frequenz weisen sie einen Schalter auf.

Dadurch werden die Verluste in der Steuereinheit besonders klein. Anstatt sich darauf zu beschränken, die Ladung in der Gate- Source Kapazität möglichst schnell wegzuführen, wird sie dem anderen MOSFET zugeführt. Der Energiegewinn entspricht in etwa dem Q-Faktor des Schwingkreises.

Die Zeitverzögerung δT ist nicht kleiner als

wobei
Lσ = Induktivität der Sekundärwicklung
Imax = Strom zu Beginn des Kurzschlußintervalls
Vmax = maximale Spannung
f = Schaltfrequenz.

Vorzugsweise ist sie aber so groß, daß die Bandbreite der Steuereinheit klein sein kann. Eine obere Grenze ist durch die Dauer eines Schaltzyklus (Schaltfrequenz) gegeben.

Die erfindungsgemäße Gleichrichterschaltung wird vorzugsweise im Sekundärteil eines Schaltnetzgerätes (SMPS = Switching Mode Power Supply) eingesetzt.

Ein solches Netzgerät für niedrige Spannungen weist eine Energie zuführende Primärseite, eine Energie abgebende Sekundärseite und einen dazwischengeschalteten HF-Transformator auf. In der Sekundärseite sind zwei SR-Schalter in Gegentakt- Konfiguration vorgesehen. Zu jedem SR-Schalter ist ein SC- Element in Serie angeordnet, so daß jeweils ein SRSC-Schalter gebildet wird, in welchem das SC-Element einen Kurzschlußstrom nach oben begrenzt. Hinter den in Gegentakt-Konfiguration angeordneten SRSC-Schaltern sind eine Freilaufdiode und ein LC-Filter vorgesehen.

Aus der Gesamtheit der abhängigen Patentansprüche ergeben sich weitere vorteilhafte Ausführungsformen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Nachfolgend soll die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen und im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigt

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Sekundärteils eines Netzgerätes,

Fig. 2 das Prinzipschaltbild eines SRSC-Schalters,

Fig. 3 Kennlinienfeld eines MOSFETs,

Fig. 4 charakteristisches Verhalten eines SC-Elementes,

Fig. 5a, b Spannungen in der Sekundärwicklung und Gate-Signale,

Fig. 6 Spannungsverlauf beim Abschalten eines MOSFETs,

Fig. 7 Stromverlauf in einem SR-Schalter gemäß dem Stand der Technik,

Fig. 8 ein Prinzipschaltbild einer Steuereinheit,

Fig. 9 Gate-Pulse zum Ansteuern der Schwingkreise und

Fig. 10 Spannungsverlauf an den Gate-Source Kapazitäten der MOSFETs.

Die in den Zeichnungen verwendeten Bezugszeichen und deren Bedeutung sind in der Bezeichnungsliste zusammenfassend aufgelistet. Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Wege zur Ausführung der Erfindung

Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau (Gegentakt- oder Push-Pull-Topologie) des Sekundärteils eines Netzgerätes gemäß der Erfindung. Über die Primärwicklung 11 eines HF-Transformators wird hochfrequent (z. B. f <40 kHz) elektrische Energie in eine mindestens zweiteilige Sekundärwicklung 1.1, 1.2 eingekoppelt.

Im Hinblick auf einen guten Wirkungsgrad des ganzen Gerätes ist dabei der Primärteil vorzugsweise im Sinn einer quasi- resonanten Topologie ausgebildet. Die in der Sekundärwicklung 1.1, 1.2 auftretenden Spannungsverläufe sind deshalb im wesentlichen sinusförmig. Die Sekundärseite des Transformators kann deshalb schaltungsmäßig durch zwei Sinus-Spannungsquellen V(1), V(2) und zwei parasitäre Induktivitäten Lσ dargestellt werden.

An die beiden Teile der Sekundärwicklung 1.1, 1.2 sind zwei SRSC-Schalter 2.1, 2.2 angeschlossen, welche - gesteuert durch eine Steuereinheit 5 - im Gegentakt arbeiten. An einem gemeinsamen, ausgangsseitigen Kontaktpunkt D des Schaltkreises liegt damit ein Gleichstrom vor. Dieser wird in einem LC-Filter 3 geglättet. Zwischen den SRSC-Schaltern 2.1, 2.2 und dem LC- Filter 3 ist in bekannter Art eine sog. Freilauf-Diode 6 vorgesehen. Der geglättete Strom wird schließlich an eine Last 4 abgegeben.

Fig. 2 zeigt einen erfindungsgemäßen SRSC-Schalter. Er umfaßt vorzugsweise mindestens einen MOSFET 7 mit einem dazu seriell angeordneten SC-Element 8. Zwischen Source und Drain des MOSFETs 7 wirkt eine Bulk-Diode wie eingangs beschrieben. Das SC-Element 8 kontrolliert nun mit seinem Reset-Strom den Reverse-Recovery Strom der Bulk-Diode des MOSFETs 7 im Kurzschlußfall.

Fig. 3 zeigt das Kennlinienfeld eines MOSFETs. Auf der Abszisse ist die Spannung V_DS und auf der Ordinate der Strom I aufgetragen. Der MOSFET wird im dritten Quadranten betrieben (Reverse Conduction), und zwar so, daß die intrinsische Diode nie leiten kann ("rechts" der gestrichelt eingezeichneten Diodenkennlinie).

Fig. 4 zeigt das charakteristische Verhalten eines SC-Elementes (SC = Saturable Core). Auf der Abszisse ist das Magnetfeld H und auf der Ordinate die magnetische Induktion B aufgetragen. Das SC-Element zeichnet sich bekanntlich durch eine nicht- lineare Unduktion und durch eine Hysterese aus. Um möglichst geringe Verluste zu haben, sollte die Hysterese (derenFläche proportional zur Energie ist) möglichst gering sein. In der Sättigung (B B_r) sollte die charakteristische Kurve möglichst flach verlaufen, damit die gespeicherte Energie im ON-Zustand (d. h. bei durchfließendem Strom) möglichst gering sind (und damit auch die beim Schalten in Kauf zu nehmende Verzögerung). Die Sättigungsflußdichte B_s schließlich sollte so groß wie möglich sein, damit das Bauvolumen klein gehalten werden kann (hohe Energiedichte).

Das als nicht-lineare Induktivität wirkende SC-Element hat also eine hohe Impedanz im OFF-Zustand (typisch 10-100 Ω) und eine äußerst niedrige Impedanz im ON-Zustand (wenige mΩ, d. h. nahezu Kurzschluß). Wenn das SC-Element im OFF-Zustand ist, wird ein Strom erst mit einer kleinen Zeitverzögerung durchgeschaltet (ON-Zustand). Um vom ON- wieder in den OFF- Zustand überzugehen, wird ein kleiner Rest-Strom benötigt (in Fig. 4: Übergang von S1 zu S3 oder S2).

Ein wichtiger Aspekt bei der Erfindung liegt in der "Selbstkontrolle" der SC-Elemente. Bei der erfindungsgemäßen Anwendung ist nämlich keine separate Schaltung zur Erzeugung des Reset-Stroms erforderlich. Die fehlende Reset-Schaltung hat auch keine unerwünschte Lastabhängigkeit des Schaltverhaltens zur Folge.

Die Steuereinheit 5 steuert die MOSFETs der beiden SRSC-Schalter nach einem einfachen Prinzip an. Von der Sekundärwicklung des Transformators wird die Spannung gemessen und insbesondere deren Phase detektiert. Auf dieser Basis werden Gatepulse erzeugt, welche das Laden und Entladen der Gate-Source- Kapazität der MOSFETs kontrollieren. Die beiden MOSFETs arbeiten im Gegentakt.

Da bei der erfindungsgemäßen Schaltung ein Überlappen der ON- Zustände der MOSFETs zulässig ist, braucht die Steuereinheit 5 keine hohen Präzisionsansprüche zu erfüllen. Vielmehr genügt eine Schaltung mit niedriger Bandbreite. Sie kann also mit wenigen preisgünstigen Standard-Bauelementen realisiert werden, was für die Praxis von nicht zu unterschätzender Bedeutung ist.

Die Erfindung vermeidet die mit einem (im Stand der Technik schaltungsbedingten) Kurzschluß der Sekundärwicklung verbundenen Probleme insgesamt. Wenn nämlich beide MOSFETs leitend sind, sind beide SC-Elemente in einem gemeinsamen Kreis. Dabei befindet sich das eine SC-Element in der Sättigung und das zweite wird zurückgesetzt durch einen Reset-Strom (in der Größenordnung von 100-300 mA). Die damit verbundene hohe Impedanz im genannten Kreis verhindert ein weiteres Ansteigen des Kurzschlußstroms. Die Gegenwart dieses Kurzschlußstroms erübrigt auch eine separate Reset-Schaltung.

Eine weitere Wirkung der SC-Elemente im Sekundärteil besteht darin, daß sie störende HF-Schwingungen unterdrücken, welche bedingt durch die Induktivität Lσ der Sekundärwicklung und die parasitären Kapazitäten der Schaltanordnung (z. B. MOSFETs, Freilauf-Diode) auftreten könnten.

Anhand der Fig. 5a, b, 6 und 7 soll nun die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Gegentakt-Schaltung näher erläutert werden. Auf der Abszisse ist jeweils die Zeit in µs und auf der Ordinate der Strom in A resp. die Spannung in V aufgetragen. In der Simulation wurden die Eingangsspannung (V(1), V(2) auf V_max = 10 V begrenzt; die Schaltfrequenz auf f = 50 kHz und die Induktivität auf Lσ = 0,1 µH (was einen ziemlich großen und für die aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungen ungünstigen Wert darstellt) festgesetzt.

Der zweite SRSC-Schalter 2.2 ist bereit zu leiten, wenn seine Eingangsspannung V(2) einen positiven Nulldurchgang hat (Fig. 5a: bei t = 10 µs). Der Durchlaß wird durch das entsprechende SC-Element jedoch um ca. 2,5 µs verzögert. In Fig. 6 ist der Strom I(LS1), der durch den ersten SRSC-Schalter 2.1 fließt, aufgetragen. Er fällt zwischen t = 10 µs und t = 12,5 µs von 100 A auf 0 A ab.

Im Zeitintervall, wo der Strom in einen SRSC-Schalter zu fallen beginnt (t = 10 µs) und der Strom im anderen SRSC-Schalter noch nicht seinen Steady-State Wert erreicht hat (etwa 100 A bei t = 13,6 µs), leitet die Freilauf-Diode. Diese hat erhöhte Verluste gegenüber den SRSC-Schaltern zur Folge. Der in der Free-Wheeling Diode fließende Strom I(DSO) steigt von 0 A (t =10 µs) bis auf einen maximalen Wert (ca. 95 A bei t=12,6 µs) an und fällt dann unterhalb von knapp 1 µs wieder auf Null zurück (t=13,5 µs). Der effektive Strom beträgt ca. 20 A.

Spätestens wenn der erste MOSFET abgeschaltet wird (Gate-Signal V(100,101)), sollte der zweite eingeschaltet werden (Gate- Signal V(100,101)). Wenn nämlich die ON-Zustände nicht überlappen, dann führt die Freilauf-Diode länger als nötig Strom, was zusätzliche Verluste zur Folge hat. Sobald also die am SRSC-Schalter anliegende Spannung positiv wird, übernimmt dieser den Strom von der Freilauf-Diode. Im Beispiel von Fig. 6 steigt also der Strom des zweiten SRSC-Schalters 2.2 zwischen t = 12,5 µs und t = 13,5 µs von 0 auf 100 A.

In Fig. 6 ist ferner die Spannung V(3) der Freilauf-Diode gezeigt. Sie zeigt beim Ausschalten der Diode gedämpfte Oszillationen, welche bedingt sind durch die interne Kapazität (junction capacity) der Diode und die Induktivität des Transformators. Die starke Dämpfung rührt vom SC-Element her.

In der Zeit t = 12,5 µs bis t = 13,5 µs nimmt der Strom I(LS1) im SRSC-Schalter 2.1 gemäß

ab. Erst nachdem dieser Strom null ereicht hat, schaltet die Steuereinheit den MOSFET des ersten SRSC-Schalters ab (anderenfalls würde die intrinsische Diode zu leiten beginnen, was es ja zu vermeiden gilt). Dies ist dann der Fall, wenn das entsprechende Gate-Signal V(100,102) null ist (Fig. 5b: t = 13,6 µs). Die Zeitverzögerung δT, welche im vorliegenden Beispiel 2,5 µs beträgt, berechnet sich wie folgt:

Dabei bezeichnen: Lσ die Induktivität der Sekundärwicklung des HF-Trasformators; Imax den maximalen Strom zu Beginn des Kurzschlußintervalls; Vmax die maximale Spannung in der Sekundärwicklung; f die Schaltfrequenz.

Eine zusätzliche Zeitverzögerung von z. B. 1 µs (t = 12,5 µs bis t = 13,5 µs) hat einen verlängerten Kurzschluß der Sekundärwicklung zur Folge, wodurch im ersten SRSC-Schalter 2.1 ein negativer Strom fließt, dessen Wert aber wie bereits erläutert vom entsprechenden SC-Element auf den Reset-Strom (100-300 mA) begrenzt wird.

Fig. 7 zeigt die Ströme I(RLS1) und I(RLS1), die durch die beiden synchronen Gleichrichter fließen würden, wenn keine SC- Elemente eingesetzt würden (Stand der Technik). In einem solchen Fall würde der maximale Strom im Kurzschlußintervall (t = 12,5 µs bis t = 13,5 µs) einen Spitzenwert von 180 A erreichen, was dem doppelten Effektivwert entsprechen würde.

Fig. 8 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Steuereinheit. Wie bereits erwähnt, können gemäß der Erfindung allein mit gewöhnlichen elektronischen Standardbauelementen in der Steuereinheit Verlustleistungen in der Größenordnung von einigen Watt eliminiert werden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform detektiert die Steuer­ Einheit die jeweils an den beiden MOSFETs und den beiden SC- Elementen anliegenden Spannungen U_SR1, U_SR2, U_SC1, U_SC2. Im Prinzip genügen zwei Spannungen (z. B. U_SR1, U_SC1), bei vier Signalen ist jedoch wegen der Redundanz eine höhere Sicherheit gegen Fehlzünden gegeben.

Die Steuereinheit arbeitet wie folgt. Wenn aus den detektierten Spannungssignalen hervorgeht, daß beispielsweise der erste SRSC-Schalter 2.1 im OFF-Zustand ist und die an diesem SRSC- Schalter 2.1 anliegende Spannung einen positiven Nulldurchgang macht, dann muß er eingeschaltet werden. Dies geschieht wegen dem SC-Element mit einer gewissen Verzögerung. Erst wenn die am SC-Element anliegende Spannung negativ wird (und damit im SC- Element ein negativer Strom fließt), wird der MOSFET dieses SRSC-Schalters wieder gesperrt.

Die vier gemessenen Spannungssignale U_SR1, U_SR2, U_SC1, U_SC2 bilden die Eingangssignale einer logischen Schaltung 9. Diese erzeugt an zwei Ausgängen digitale Pulse v(100.3), v(200.6) im Gegentakt. Mit diesen werden zwei Schalter S1 und S2 angesteuert, welche das synchrone Laden und Entladen der Gate- Source Kapazitäten C1, C2 der MOSFETs der beiden SRSC-Schalter 2.1, 2.2 kontrollieren. Die Gate-Source Kapazitäten C1, C2 bilden mit den Wicklungen eines 1 : 1-Transformators 10 zwei gekoppelte Schwingkreise, welche durch die Schalter S1, S2 getaktet werden.

Die Energie in diesen beiden gekoppelten Schwingkreisen beträgt:

E = ½ C1 V(GS)²

Für C1 = 40 nF und V(GS) = 25 V tauschen die beiden Kapazitäten somit eine Energie von ca. 12,5 µJ aus.

Fig. 9 und 10 veranschaulichen die Arbeitsweise der Steuereinheit. Auf der Abszisse ist wiederum die Zeit und auf der Ordinate die Spannung aufgetragen.

Die digitalen Pulse V(100.3) und V(200.6), mit denen die logische Schaltung 9 die beiden Schalter S1 undS2 steuert, sind verschieden lang. Dies hängt mit dem Überlappen zusammen. Der einzuschaltende MOSFET wird nämlich angesteuert (V(GS) <5 V), bevor der auszuschaltende MOSFET abgeschaltet wird. Das Aufladen der einen Gate-Source Kapazität C1 resp. C2 (Spannungen V(3,4), V(6,7)) erfolgt also früher als das Entladen der anderen C2 resp. C1. Die zeitliche Verschiebung der ansteuernden Pulse hängt von der effektiven Last ab.

Die nach mehreren Zyklen verlorengegangene Energie im Ansteuerschwingkreis wird von Zeit zu Zeit über einen Schalter S3 aus einer Stromquelle 12 kurzfristig zugeführt.

Es ist wichtig, daß der MOSFET der SRSC-Schalter immer erst dann ausgeschaltet werden, wenn der Strom so klein ist, daß die parallelgeschaltete intrinsische Diode nicht aktiv werden kann. Das Einschalten kann jedoch ohne Nachteile frühzeitig erfolgen, da das SC-Element auch dann den Strom begrenzen wird.

In der Praxis weist ein SRSC-Schalter vorzugsweise nicht nur einen, sondern mehrere, parallelgeschaltete MOSFETs auf. Jeder kann dann mit niedriger Auslastung (z. B. 20% der zulässigen Belastung) betrieben werden. Auch wenn MOSFETs besonders bevorzugt sind, können für die Erfindung auch andere Feldeffekt-Transistoren (FET) oder sogar Bipolartransistoren verwendet werden.

Zusammenfassend kann festgehalten werden, daß mit der Erfindung der Weg aufgezeigt worden ist, um SMPS's zu entwickeln, welche mit äußerst geringen Kommutierungsperioden auskommen und damit einen hohen Wirkungsgrd aufweisen.

Bezeichnungsliste

Beze 1.1, 1.2 - Sekundärwicklung; 2.1, 2.2 - SRSC-Schalter; 3 - LC-Filter; 4 - Last; 5 - Steuereinheit; 6 - Freilauf-Diode; 7 Schalter (MOSFET); 8 Induktivität mit sättigbarem Kern (SC-Element); 9 - logische Schaltung; 10 - 1 : 1- Transformator; 11 - Primärwicklung; 12 - Stromquelle; S1, S2 - Schalter; I(DSO) - Strom der Freilauf-Diode; I(LS1) - Strom in SRSC-Schalter; I(RLS1), I(RLS2) - Strom im SR- Schalter; V(1), V(2) - Sinus-Spannungsquellen; V(100,101), V(200,201) - Gate-Signale; V(100.3), V(200.6) - digitaler Puls; V(3) - Spannung der Freilauf-Diode; V(3,4), V(6,7) - Gate- Source Spannungen der MOSFETs.

Claims (7)

1. Gleichrichterschaltung für niedrige Spannungen mit einer Energie zuführenden Primärseite, einen Energie abgebenden Sekundärseite und einem dazwischen geschalteten HF-Transformator, wobei in der Sekundärseite mindestens zwei Schalter in Gegenkontaktanordnung angeordnet sind, welche von einer Steuereinheit synchron mit der Sekundärspannung des Transformators im Gegentakt geschaltet werden, dadurch gekennzeichnet, daß

• - die Steuereinheit (5) so ausgebildet ist, daß sie mindestens zwei Schalter (7) für ein gegebenes Zeitintervall gleichzeitig leiten und
• - jedem der Schalter (7) zur Begrenzung eines Kurzschlußstromes eine Induktivität mit sättigbarem Kern (8) in Serie angeordnet ist.

2. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Schalter (7) mindestens einen MOSFET umfaßt, welcher von der Steuereinheit (5) angesteuert ist.

3. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zum Bestimmen der Schaltzeitpunkte Mittel vorgesehen sind, welche die Spannungen am mindestens einen MOSFET und an der Induktivität mit sättigbarem Kern (8) bestimmen und daß die Steuereinheit (5) den mindestens einen MOSFET einschaltet, wenn die an ihm anliegende Spannung einen positiven Nulldurchgang hat.

4. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (5) für jeden Schalter (7) einen Schwingkreis aufweist und daß zum synchronen Ansteuern diese Schwingkreise miteinander gekoppelt sind.

5. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingkreise LC-Schwingkreise sind, deren Kapazität von der Gate-Source-Kapazität des jeweiligen MOSFETs und deren Induktivität durch eine Wicklung eines 1 : 1-Transformators (10) gebildet sind und welche einen Schalter zum Steuern der Frequenz aufweisen.

6. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Strom, welcher durch die Schalter (7) fließt, wegen der Induktivität mit sättigbarem Kern (8) eine Zeitverzögerung δT nicht kleiner ist als wobei
Lσ = Induktivität der Sekundärwicklung
Imax = Strom zu Beginn des Kurzschlußintervalls
Vmax = maximale Spannung
f = Schaltfrequenz.

7. Netzgerät für niedrige Spannungen mit einer Energie zuführenden Primärseite, einer Energie abgebenden Sekundärseite und einem dazwischengeschalteten HF-Transformator mit, wobei in der Sekundärseite zwei Schalter in Gegentaktanordnung angeordnet sind, welche von einer Steuereinheit synchron mit der Sekundärspannung des Transformators im Gegentakt geschaltet werden, dadurch gekennzeichnet, daß

• - die Steuereinheit (5) so ausgebildet ist, daß die mindestens zwei Schalter (7) für ein gegebenes Zeitintervall gleichzeitig leiten,
• - jedem der Schalter (7) zur Begrenzung eines Kurzschlußstromes eine Induktivität mit sättigbarem Kern (8) in Serie angeordnet ist, sowie
• - hinter den in Gegentakt-Konfiguration angeordneten Schaltern eine Freilauf-Diode und ein LC-Filter vorgesehen sind.