WO1981000801A1 - Inductive heating equipment - Google Patents

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WO1981000801A1
WO1981000801A1 PCT/JP1980/000208 JP8000208W WO8100801A1 WO 1981000801 A1 WO1981000801 A1 WO 1981000801A1 JP 8000208 W JP8000208 W JP 8000208W WO 8100801 A1 WO8100801 A1 WO 8100801A1
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WO
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voltage
circuit
power
control circuit
pulse width
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Application number
PCT/JP1980/000208
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English (en)
French (fr)
Inventor
Takumi Mizukawa
Mitsuyuki Kiuchi
Original Assignee
Matsushita Electric Ind Co Ltd
Takumi Mizukawa
Mitsuyuki Kiuchi
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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like

Definitions

  • the present invention relates to an induction heating device that uses a transistor as a main control element and can heat a pot or the like for cooking. ⁇ ⁇ 3 ⁇ 4
  • a power switching semiconductor must be used.
  • the disadvantage was that a large rejection was required, and a high-voltage, large-capacity power switching semiconductor was required.
  • the output decreases when the inverter oscillation frequency is lowered, and the output increases when the oscillation frequency is increased.
  • it is better to lower the oscillation frequency but there is a drawback that changing the frequency and lowering the heating output results in an audible range. Maintaining the ultrasonic frequency at low power, high power, large current, high withstand voltage,
  • the present invention solves the above problems, and performs output control by changing the continuous ON / OFF ratio of a transistor without deteriorating the use conditions of a power switching semiconductor. That is, when the width of the conduction pulse of the transistor is increased, the heating output increases, and when the width of the conduction pulse is reduced, the heating output decreases. When the heating output is reduced, both the transistor current and the voltage are reduced, and the oscillation frequency is increased.
  • Another object of the present invention is to realize continuous and very responsive output control, and to control input current, that is, input power, to a level desired by a user.
  • the output is a value obtained by multiplying the input by an efficiency of about 8 O%, and can quickly respond to the desired output level.
  • the output can be smoothly and continuously controlled from 50 W to 1 SOW.], And the lamp flicker is flexible and can be configured at low cost.
  • Another object of the present invention is to perform feedback control by detecting the input current of the inverter circuit and the collector voltage of the transistor. I do.
  • the pulse width control circuit provided with a rambu generator which oscillates synchronously controls the conduction pulse width of a wide range of transistors.
  • FIG. 1 is a block diagram of an induction heating apparatus showing one embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a specific circuit diagram of a control circuit of the apparatus.
  • FIG. 3 is a waveform diagram of the apparatus at a high output. Figure shows a waveform of the low output of the apparatus, Fig. 5 preparative run-register voltage VcE a waveform diagram of the heating Coil Le voltage V L of the same device, Figure 6 is the AC power supply voltage!
  • FIG. 7 is a specific circuit diagram of another embodiment of the detection circuit of the device. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • low-frequency AC power supply 1] 9 and rectifier circuit 2 are supplied with AC power and converted to DC power.
  • the output DC power of the rectifier circuit 2 is applied to the inverter circuit 3 and converted into high frequency power.
  • the inverter circuit 3 is composed of a heating coil 32 and a power switching semiconductor in parallel with the input capacitor 31 by connecting the coil coil 3 O and the input capacitor 31 in series. A series connection of a certain transistor 33 is connected.
  • In parallel relationship with the heating Coil le 3 2 connects the co ⁇ capacitor 35, the resonant capacitor 35, also connected preparative La Njisuta 3 3 and parallel effect is the same.
  • the control circuit 4 has the following configuration.
  • PWM circuit pulse drive circuit
  • Drive circuit 4 4 Doo run-register 3 3 drives the forward base current I B1 and the reverse base Ichisu current I B2.
  • the circuit 1 ⁇ 2 controls the conduction pulse width of the transistor 3 3 by a circuit signal corresponding to the input / output level of the inverter circuit 3. Yo! ), Detects the input current of the inverter circuit 3 and applies it to the input detection circuit 46, which converts it into a voltage signal according to the input signal.
  • the output signal of the input detection circuit 46 is applied to a first error amplifier 47, and the first error amplifier 47 performs comparison amplification with the output signal of the user setting means 48.
  • the output signal of the first error amplifier 47 is applied to an OR circuit (OR circuit) 49.
  • OR circuit OR circuit
  • the transistor collector voltage V CE signal is applied to the collector voltage detection circuit 5 O, which detects the collector voltage V CE or its beak voltage V CP, and sends the signal to the second error amplifier 51.
  • the error signal from the setting circuit 52 is amplified and added to the OR circuit 49.
  • the OR circuit 49 gives priority to the minimum value or the maximum value of the multi-input signal. When either the input current or the collector voltage V CE becomes higher than the set level, only one of the signals has priority.
  • the output signal of the OR circuit 49 is applied to the PWM circuit via the limiter circuit 53.
  • the limiter circuit 53 regulates the minimum and maximum conduction pulse widths of the transistor 33.
  • the oscillation start and stop of the inverter circuit 3 is controlled by the start and stop circuit 54], and the signal to the gate inhibit circuit 43 controls the pulse width control signal. Also, when oscillation starts, The pulse width control signal is forcibly activated from the minimum pulse width.
  • Figure 2 is a specific embodiment der control circuit according to the present invention]), the voltage comparator circuit 4 0, co damper regulator 4 OO input dc voltage to the input terminal V DC resistance 4 O 1 a, The signal divided by 4 O 1 b is added, and the signal obtained by dividing the collector voltage V CE by the resistors 4 O 2 a and 4 O 2 b to the other end is added. > Collector voltage v cek input DC voltage V DC and in Figure 3.
  • the PWM circuit 42 is a lamp generator and a comparator], and the lamp generator is a self-excited oscillation circuit capable of forcibly synchronizing.
  • the output signal of the current transformer 45 is applied to the input detection circuit 46, and is converted into an output signal substantially proportional to the input current.
  • the input current can be set to a desired level.
  • the outputs of the first and second error amplifiers 47, 52 are Depending on the OR circuit 49 of the OR connection of the diodes 49 0, 49 1, and 49 2], one of the levels has priority. In this case, the lower level of the error amplifier circuit has priority.
  • diode 4 9 2 is at a low level, down to the pulse width setting signal V S to the lowest level that is limited by the Li Mi jitter, narrow Start from pulse width.
  • Li Mi jitter circuit 5 3 the voltage of the capacitor 5 3 0, and the divided voltage value of the resistor 5 3 1 a, 5 3 1 b, preparative run-register 5 3 2 and resistor to set the minimum voltage J), upper and lower limits are regulated by the divided voltage values of 53 33a and 53 33b.
  • the control circuit for the collector voltage v CE is almost the same as the control circuit for the input current.
  • Koh Lek data voltage V CE if Tsu high input DC voltage V D C is or a part of the pan load (e.g., secondary aluminum ⁇ beam, non-magnetic stainless or the material of the pot, such as Kagamitetsu) Then, the protection function operates because it is high.
  • FIG. 4 shows the waveforms of each part at the time of low output.
  • the operation mode of the inverter circuit 3 is in the feedforward mode. Data one down year old down the loss of the third diagram of the mode is Oh in the semi-class E mode] ?, door run-register 3 3, most Rui is, in the full I over Waldorf O word over Domo de, data N'on loss Become big. That is, in the feedforward mode, the damper diode 34 does not conduct. The reason is that when the conduction pulse width of the transistor 33 becomes narrower, the electromagnetic energy accumulated in the heating coil 32 during the conduction period of the transistors 3 to 3 becomes smaller than that of the transistor.
  • Figure 5 is a co Lek motor voltage v CE between the heating Coil le 3 3 voltage v L but shows the, V DC
  • Fig. 6 shows how the singularity of CE and v L actually changes.
  • FIG. 4 shows another embodiment of the voltage comparison circuit 4 o according to the present invention, in which the emitter of the high breakdown voltage PNP transistor 400 is connected to the input DC side and the PNP transistor 4 O is connected.
  • the base of 3 is connected to the collector voltage V CE side via the resistor 4 O 4, and the anti-parallel die 4 O 5 is connected to the base * emitter.
  • Resistors 406 and 407 are connected in series between the collector of PNP transistor 403 and ground.
  • the inverter device which oscillates in the quasi-grade mode at the time of high output and oscillates in the feedforward mode at the time of low output.
  • ( 1 ) Stable oscillation is performed in synchronization with the detection of zero crossing of the heating coil voltage.
  • the pulse width of the transistor can be controlled over a wide range by the synchronizable lamp generator.
  • the input power that is, the heating output
  • the switching loss of the transistor is small, high efficiency and small size and light weight are possible.

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Description

明 細 書
発明の名称
誘導加熱装置
技術分野
この発明はト ラ ン ジスタを主制御素子と して用い、 鍋等を加 熱して調理することのできる誘導加熱装置に関するものである。 冃 ； ϊ¾お術
従来、 コイルから発生する磁界が磁性体と交差する際に生ず る渦電流によ 磁性体自体を発熱させる、 いわゆる誘導加熱の 原理を用いた誘導加熱装置の高周波電源と しては、 サイ リ スタ ィ' ンバ -タ装置あるいはト ラ ン ジスタ イ ンパ一タ装置が用いら れてきた。 その出力制御法と して、 （a)イ ンバータ回路の直流電 源電圧を変える方法、 （b)ィ ンバータ回路の発振停止比（デュテ イ ーサィ クル ） を変える方法、 あるいは， （c)パ ワ ースィ ッ チン グ半導体のオンオフデューティ制御（発振周波数制御）が考え られる。 しかしながら上記 (a)の方法は、 価格が高く る ]?、 （ )の 方法はランブフ リ ッ カーおよび加熱応答が遅い欠点 あ » (c) の方法を実現するには、 パワ ースイ ッ チング半導体に大きな負 拒がかか j 、 高耐圧 ，大容量のパ ワ ース ィ ッチング半導体が必 要になる欠点があった。 特に、 サイ リ スタ イ ンパ一タでは、 ィ ンバ—タ発振周波数を下げると出力が減少し、 発振周波数を高 くすると出力が増加する。 設計的にパワ ースイ ツチング半導体 の損失を下げるには、 発振周波数を下げるとよいが、 周波数を 変えて加熱出力を下げると可聴領域になる欠点がある。 低出力 にて超音波周波数を維持すると、 高出力にて、 大電流 ，高耐圧，
REA
OMPI • かつスイ ッ チング損失が増加し、 広範囲 ¾出力制御が不可能と る欠点があった。 ト ラ ン ジスタ ィ ンバ一タ装置で広範囲な出 力制御を行なう場合には、 その制御方法が問題であ 、 ト ラ ン ジスタに負拒がかからないで、 かつ広範囲な出力制御が可能な 方法が必要であった。
発明の開示
本発明は、 以上の問題点を解決するものであ 、 パワースィ ツチング半導体の使用条件を悪化させずに、 ト ラ ンジスタ の連 続オンオ フ レシオを変えて出力制御を行な う。 すなわち、 ト ラ ンジスタの導通パル ス幅を広くすると、 加熱出力が増加し、 導 通パル ス幅を狭くすると、 加熱出力が減少する。 加熱出力を減 少させると、 ト ラ ン ジスタ電流， 電圧とも減少し、 発振周波数 は高く なる特徵がある。
本発明の他の目的は、 連続的で非常に応答の早い出力制御を 実現し、 入力電流、 すなわち入力電力をユー ザーの希望する レ ベルに制御できる。 加え出力は入力に効率約 8 O %を乗じた値 で、 所望の出力レベルに、 すみやかに応答できる。 例えば、
5 0 Wから 1 S O O Wまで、 ス ムーズに連続的る出力制御が可 能であ ]? 、 ラ ンプフ リ ッ カーがるく、 かつ、 安価に構成できる。
本発明の他の目的としては、 イ ンパータ回路の入力電流と、 ト ラ ン ジスタの コ レク タ電圧を検知 してフ ィ 一ドバッ ク制御す るもので、 あらゆる負荷に対しても安定 ¾動作を行 う。
付加的 本発明の目的と して、 広範囲 ト ラ ン ジスタ の導通 パルス幅制御を、 同期発振するランブジエネレータを備えたパ ルス幅制御回路によ 1)行な う も ので、 広範囲なパルス幅制御が
OMPI 容易に行 える特徴がある。
以下本発明の実施例につ て図面と ともに説明する。
図面の簡単 説明
第 1 図は本発明の一実施例を示す誘導加熱装置のプロ ック図 第 2図は同装置の制御回路の具体回路図、 第 3図は同装置の高 出力時の波形図、 第 4図は同装置の低出力時の波形図、 第 5図 は同装置のト ラ ン ジスタ電圧 VcEと加熱コ イ ル電圧 VLの波形 図、 第 6図は交流電源電圧によ！）変調された波形図、 第 7図は 同装置の検知回路の他の実施例における具体回路図である。 発明を実施するための最良の形態
第 1 図において、 低周波交流電源 1 よ ]9、 整流回路 2に交流 電力を加え、 直流電力に変換する。 整流回路2の出力直流電力 はイ ンパータ回路 3に加えられ、 高周波電力に変換される。 ィ ンバー タ回路3は、 チ ヨ 一ク コ イ ル 3 Oと入力コ ンデンサ 3 1 を直列接続し、 入力コ ンデンサ 3 1 と並列関係に、 加熱コ イ ル 3 2 とパワ ースィ ッ チング半導体である ト ラ ンジスタ 3 3の直 列回路を接続する。 ト ラ ンジスタ 3 3 と逆並列にダンパーダイ オー ド 3 4を接続し、 パワ ース イ ッ チング半導体ブロ ッ クを構 成する。 加熱コ イ ル 3 2 と並列関係に、 共搌用コ ンデンサ 3 5 を接続する、 共振用コ ンデンサ 3 5は、 ト ラ ンジスタ 3 3と並 列接続しても効果は同じである。
制御回路 4は、 以下に示す構成である。
入力コ ンデンサ 3 1 の端子電圧 VDC と ト ラ ン ジスタ 3 3 の コ レク タ電圧 VCEを、 電圧比較回路 4 0に加え、 同期回路 41 によ 、 コ レク タ電圧 VCE力；、 入力端子電圧 VcEよ ]? も低く ¾つた点を検知して、 パルス幅制御回路 （略して P WM回路） 4 2 よ ]? ト ラ ン ジスタ 3 3 のベース ドラ イ ブ信号を発生させる。
P WM回路 4 2の出力信号は、 ゲー ト禁止回路 4 3を介して、 ドライブ回路 4 4に加えられる。 ドライ ブ回路4 4は、 ト ラ ン ジスタ 3 3に順ベース電流 I B1 及び逆べ一ス電流 I B2を駆動 する。 卩 1^回路4 2は、 イ ンバータ回路 3 の入出力レベルに 応じた回路信号によ ]3 ト ラ ン ジスタ 3 3の導通パルス幅制御を 行 ¾う も のであ 、 変流器 4 5によ！）、 イ ンパー タ回路 3 の入 力電流を検知して入力検知回路 4 6に加え、 入力信号に応じた 電圧信号に変換する。 入力検知回路 4 6の出力信号は、 第 1 の 誤差増幅器 4 7に加えられ、 第 1 の誤差増幅器 4 7は、 使用者 設定手段 4 8の出力信号との比較増幅を行なう。 第 1 の誤差増 幅器 4 7の出力信号は、 オア回路 （ O R回路） 4 9に加えられ る。 一方、 ト ラ ン ジスタ コ レクタ電圧 VCE信号は、 コ レクタ電 圧検知回路 5 Oに加えられ、 コ レク タ電圧 VCE又はそのビーク 電圧 VCPを検知し、 第 2の誤差増幅器 5 1 に加えられ、 設定 回路 5 2 との誤差信号を増幅して、 オア回路 4 9に加えられる。 オア回路 4 9は、 多入力信号の最小値又は最大値に優先される もので、 入力電流又はコ レク タ電圧 VCEのいずれか一方が設 定レベル以上となると、 一方の信号のみ優先され、 オア回路 49 の出力信号はリ ミ ッ タ回路 5 3を介して P WM回路に加えられ る。 リ ミ ッ タ回路 5 3は、 ト ラ ン ジスタ 3 3 の導通パルス幅の 最低，最大を規制する。 イ ンバータ回路3の発振起動停止は、 起動停止回路 5 4によ ]?制御され、 ゲー ト禁止回路 4 3への信 号で、 パルス幅制御信号を制御する。 また、 発振起動時には、 強制的に、 最低パルス幅からパルス幅制御信号を動作させる。 第 2図は、 本発明による制御回路の具体的一実施例であ ])、 電圧比較回路 4 0は、 コ ンパ レータ 4 O Oの入力端子へ入力直 流電圧 VDCを抵抗4 O 1 a ， 4 O 1 bによ 分圧した信号を加 え、 他方の端牛にコ レク タ電圧 VCEを抵抗 4 O 2 a , 4 O 2 b によ ]?分圧した信号を加える。 第 3図に > コ レクタ電圧 vCEk 入力直流電圧 VDCおよび、 .電圧比較回路4 Oの出力信号 vc を 示す。 強制同期回路 4 1 は、 信号 vcの立上！）を微分コンデン サ 4 1 Oと微分抵抗 4 1 1 による微分回路によ ！）検知し、 イ ン パーク 4 1 2 のス レ シ ュホール ド電圧を利用 してィ ン バ ータ
4 1 2の出力側のダイオー ド 4 1 3によ ト リ ガ信号 Vt を発 生させる。 P WM回路 4 2は、 ラ ンプジヱネレ ータ とコ ンパ レ —タよ ]? 、 ランプジヱネレータは、 強制同期可能な自励発 振回路である。 オーブンコ レクタのコ ンパ レータ 4 2 0の ©入 力設定電圧を、 抵抗4 2 1 a ， 4 2 bの分圧回路と、 抵抗
4 2 2 a ， 4 2 2 bの分圧回路によ 、 コ ンノヽ。レ一タと 2 0の 出力 ト ラ ンジスタのオンオ フによ 変えるもので、 コ ンパレー タ 4 2 0の出力ト ラ ンジスタがオフ時には ¥ 抵抗4 2 2 a、 充 電抵抗 4 2 3 aの充電回路が動作し、 出力 ト ラ ン ジスタが才ン 時には、 放電抵抗 4 2 3 b、 ダイォ—'ド 4 2 4によ ])タ イ マ— コ ンデンサ 4 2 5を充放電させてラ ンプ波形 Vrを作る。 ラ ン プ波形 Vrとパル ス幅設定信号 Vsがコン パ レ 一タ 4 2 6に加え られ、 Vpの如きパル ス幅制御信号を作る。 ト リ ガ信号 vt 力； ラ ンブジェネレータのコ ンパレータ 4 2 Oの設定入力を強制的 に下げると、 タ イ マー コ ンデンサ 4 2 5を急速放電させる。 こ
Ο ΡΙ一 の放電回路による遅延によ 電圧比較回路 4 Οの出力信号に対 し、 パルス幅制御信号が遅れる ト リ ガ信号 vcが強制的同期さ せて、 コ レク タ電圧 vCEに同期したラ ン ブ波形を作る。 パルス' 幅設定電圧 vsが高くなると， パルス幅制御信号 Vp のパル ス 幅 は広が 、 出力が増加する。 ゲート禁止回路4 3を介し てドライ ブ回路 4 4に信号 Vpが加えられる ドライ ブ回路4 4 よ ]? ト ラ ンジスタ 3 3に 期間中順ベース電流 IB1を流し、 その後ト ラ ンジスタ 3 3のベース · エミ ッタ間に逆バイ アス電 圧を加えると逆ベース電流 IB2が流れる。 順ベース電流 1 B1 は、 vCEと vDCが等しくなる点 t0 から tほど遅れ、 ダン パーダイォー ド 3 4が導通する時間とほぼ同じタィ ミ ングで加 えられ、 コ レク タ電流 ICが流れる前にベース電流が加えられ るので、 ト ラ ン ジスタ 3 3のタ ー ンオン損失はほとんど ¾い。. ト ラ ン ジスタ 3 3がター ンオフ した瞬間には、 コ レク タ電圧
V E は、 正弦波状にゆるやかに立上るので、 ター ン才フ スィ ッチング損失は非常に少¾い。 加熱コ イ ル 3 2 の電流 I Lはほ ぼ正弦波に近くなる。
変流器 4 5の出力信号は、 入力検知回路 4 6に加えられ、 入 力電流にほぼ比例した出力信号に変換される。 入力検知回路 46 は、 整流回路 4 6 Oと放電抵抗4 6 1 と積分コ ンデンサよ ]? るフ ィ ルタ 一回路で構成される。 第 1 の誤差増幅回路 4 7は、 通常のォペレ一 シ ョ ナルアンブリ フアイャによる反転増幅回路 で、 抵抗 4 S Oとボリ ュー ム 4 8 1 によ 構成される設定回路、 すなわち使用者制御手段によ ]3、 入力電流を所望のレベルに設 定できる。 第 1 および第 2の誤差増幅器 4 7 ， 5 2の出力は、 ダイ オー ド 4 9 0 ， 4 9 1 ， 4 9 2 のオア接続のオア回路 4 9 によ ]?いずれか一方のレベルが優先される。 この場合、 誤差増 幅回路のレベルの低い方が優先される。 発振起動時には、 ソ フ ト スタ一 ト信号によ ]?、 ダイオー ド 4 9 2が低レベルと 、 パル ス幅設定信号 VSを リ ミ ッタによ 制限される最低レベル にまで下げ、 狭いパルス幅から起動させる。 リ ミ ッ タ回路5 3 は、 コ ンデンサ 5 3 0の電圧を、 抵抗 5 3 1 a ， 5 3 1 bの分 電圧値と、 ト ラ ン ジスタ 5 3 2および、 最低電圧を設定する抵 抗 5 3 3 a ， 5 3 3 bの分電圧値によ j)、 上限 ， 下限が規制さ れる。 コ レク タ電圧 vCE の制御回路は、 入力電流の制御回路 とほぼ同じである。 コ レク タ電圧 VCEは、 入力直流電圧 VDC が高く った場合、 あるいは、 一部の鍋負荷 （例えば、 アルミ 二 ゥ ム、 非磁性ステ ンレス、 あるいは鏡鉄などの材質の鍋） に おいて、 高く るので、 保護機能動作をさせる。
第 4図は、 低出力時の各部波形であ ]?、 イ ンバータ回路3の 動作モー ドはフ ィ ー ドフ ォ ワ ー ドモー ドに ¾つている。 第 3図 のモー ドは準 E級モードであ ]?、 ト ラ ン ジスタ 3 3 のタ 一 ン才 ン損失は、 ほとんどるいが、 フ ィ ー ドフ ォ ワ ー ドモー ドでは、 タ ーンオン損失が大になる。 す ¾わち、 フ ィ ー ドフ ォ ワー ドモ — ドでは、 ダ ンパーダイオー ド 3 4は導通しない。 この理由は ト ラ ン ジスタ 3 3 の導通パルス幅が狭く るると、 ト ラ ンジスタ 3 ?3の導通期間中、 加熱コ イ ル 3 2に蓄積される電磁エ ネ ルギ —は、 ト ラ ン ジスタ 3 3のタ ー ンォフ期間中すベて負荷に消費 されてしま うので、 直流電源に回生するエネルギーが く るつ てしま う力 らである。 この時、 ト ラ ン ジスタ 3 3のコ レク タ電 圧 VCEは零にならず、 言換れば ， 加熱コ イ ル 3 2の電圧は直流 電圧 VDC よ ]? も高くなら ¾いので、 ダンパーダイ ォ一 ド 3 4は 導通し い。 ト ラ ン ジスタ 3 3のコ レク タ電圧 VCEが正の時、 ト ラ ン ジスタ 3 3が導通するので、 コ レク タ電流 ICは突入ピー ク電流 Ipが流れる。 この時、 ター ンオン損失が発生する。 しか し、 ター ンオ フ時のコ レク タ電流 ， 電圧とも少ないのでター ン オ フ損失は非常に少なく、 ターンオ ン損失もそれほど大き くな らない。 よって、 全体のスイ ッ チ ング損失は、 最大出力時よ ]? も減少する。
第 5図は、 コ レク タ電圧 vCEと加熱コ イ ル 3 3電圧 vLを示 すもので、 VDC
Figure imgf000010_0001
と ]?、 加熱コ イ ル電圧 vLが零とるる点は、 vDC=vCE で ある。 言換れば、 入力直流電圧 vDcとコ レク タ電圧 VCEを比 較することは、 加熱コ イ ル電圧 vLの零ク ロ ス点を検知するこ とと同じである。
第 6図は、 CE と vLのニンべ口一ブが実際にどのよ うに変 化するかを示したもので、 零ク ロ ス点あるいは、 vCEと vDc力;等しくなる点は、 あらゆる負荷と入力波形にでも必らず 存在する。
第ァ図は、 本発明による電圧比較回路 4 oの他の実施例を示 したも ので、 高耐圧の P N P ト ラ ンジスタ 4 0 3 のェ ミ ッ タを 入力直流側、 P N P ト ラ ンジスタ 4 O 3 のベースを抵抗 4 O 4 を介して、 コ レク タ電圧 VCE側へ接続し、 ベース * ェミ ッ タに は逆並列ダイ 才一 ド 4 O 5を接続する。 P N P ト ラ ン ジス タ 4 0 3のコ レク タ · アース間に、 抵抗 4 0 6 ， 4 0 7を直列接
O PI_ ヾ . WIPO , 続し、 抵抗 4 Ο 7の電圧によ ]?、 零ク ロス検知を行な う。 産業上の利用の可能性
以上述べた如く、 本発明は、 高出力時には、 準 Ε級モー ドで 発振し、 低出力時にはフ ィ ー ドフ ォ ワ ー ドモ— ドで発振するィ 5 ンバータ装置によ 広範囲な出力制御を行 ¾ う ものである。
特に、 （1)加熱コ イ ル電圧の零ク ロ ス検知と同期して安定る発 振を行 う。
(2)同期可能なラ ンブジヱネ レ一 タによ 広範囲 ¾ ト ラ ン ジスタ のパルス幅制御ができ出力制御範囲を広 く で l O きる。
(3)入力電流と、 コ レク タ電圧を検知し、 そのオア制御 によ ]?、 あらゆる負荷に対し、 安定に動作し、 ト ラ ン ジスタに過負荷がかからない。 .
(4·)ソ フ ト スタ ー ト機能があ]?、 起動時も安定に動作す 1 5 る。
(5)入力電力、 すなわち加熱出力を広範囲に連続的に所 望にレベルに制御でき 、 ラ ンプフ リ ッ カ ー も発生し ¾
(6)出力制御がすみやかに行なえる。 出力制御しても ト 0 ラ ン ジスタに過負荷がかから ¾い。
(ァ)入力電圧 vDcとコ レク タ電圧 vDCを比較するだけ でよ く、 検知回路 ， 制御回路が簡単である。
(8) ト ラ ン ジスタのスィ ッ チ ング損失は少 く高効率で 小型軽量化が可能である。
25
Ο ΡΙ一 ふ WIP<5~ *、

Claims

求 の
1 . 直流電力を高周波電力に変換するィ ンパータ回路とその制 御回路よ ]? ¾ ]？、 前記イ ンバータ回路は、 加熱コ イ ルと 、 上記 加熱コイ ルに直列接続されたパワ ースィ ッ チング半導体と逆並 列接続されたダンパーダイ才ー ドよ るるパヮ一半導体ブ口 ッ クと、 前記加熱コ イルと共振回路を構成する共振用コ ンデンサ よ ]?な 、 前記制御回路は、 前記加熱コイ ルの電圧を検知する 電圧検知手段上記検知手段の出力信号に応じて前記パヮースィ ッ チング半導体の導通パルス幅を制御するパルス幅制御手段を 備えてなることを特徵とする誘導加熱装置。
2 . 請求の範囲第 1 項において制御回路は、 前記イ ンパータ回 路の入力電力を検知する手段と、 前記入力電力検知手段の出力 信号と、 使用者設定レベルとを比較する誤差増幅器と前記パヮ —ス ィ ツチング半導体の導通パルス幅を制御し、 所望の加熱出 カレベルに制御する ことを特徵どする誘導加熱装置。
3 . 請求の範囲第 1 項にお て加熱コ イ ルの電圧検知手段は、 前記加熱コィル電圧のほぼ零電圧を検知して、 前記パワースィ ッチング半導体の導通パルス幅を制御することを特徵とする誘 導加熱装置。
4 . 請求の範囲第 1 項において加熟コ イ ルの電圧検知手段は、 前記イ ンパータ回路の入力直流電圧と、 前記パワース ィ ッ チン グ半導体の電圧を比較するコ ンパレータよ ]?なることを特徵と する誘導加熱装置。
5 . 請求の範囲第 2項において制御回路は、 前記イ ンパータ回 路の入力電力検知手段と、 前記パ ワースィ ッ チング半導体の電 ·
. 圧検知手段を、 それぞれのレ ベル設定手段と誤差増幅器 ， およ びそれぞれの誤差増幅器の出力に接続されたオア回路手段よ ] ¾ D前記検知手段のいずれか一方が設定レ ベル以上と ると優 先されて制御することを特徴とする誘導加熱装置。
5 6 . 請求の範囲第 1 項記載の制御回路は、 前記加熱コ イ ルの電 圧が、 負から正に変化する点、 も しくは、 前記パ ワ ー ス ィ ッ チ ング半導体電圧が、 ィ ンバ一タ回路入力電圧よ も小さくなる タイ ミ ングを検知する電圧比較器と同期パルス発生手段、 前記 同期パルス発生手段の出力信号に同期して、 前記パワースィ ッ
1 0 チ ング半導体の導通パルス幅を制御するパルス幅制御回路手段 よ なることを特徵とする誘導加熱装置。
7 . 請求の範囲第 5項において制御回路は、 前記オア回路手段 に接続される前記パワース ィ ッチング半導体の導通パルス幅の 上限 ， 下限を設定する リ ミ ッ ター手段と、 前記ィ ンバータ回路 の発振起動を制御する起動停止制御回路よ j?な ]?、 前記起動停 止制御回路は、 発振起動時、 前記リ ミ ッタ—手段の最低パルス 幅よ ]?起動させるソ フ ト スター ト手段を備えることを特徵とす る誘導加熱装置。
8 . 直流電力を高周波電力に変換するイ ンバータ回路とその制 20 御回路よ ]) 、 前記イ ンバータ回路は、 加熱コ イ ルと、 上記 加熱コ イ ルに直列接続されたパワ ースィ ッチ ング半導体と、 逆 並列接続されたダンパーダイ 才— ドょ ]9なるパヮ一半導体プロ ックと、 前記加熱コ イ ルと共振回路を構成する共振用コンデン サょ 前記制御回路は、 前記イ ンバータ回路の回路パラ 25 メ ータ に同期して前記パワ ー スィ ッ チ ング半導体の導通パルス
O PI
/ ；. • 幅を制御するパルス幅制御回路とベー ス駆動回路、 および前記 ィ ンバータ回路の入力又は出力レベルに応じた電気信号検知手 段と、 所望の出力レベルに制御する使用者制御手段を備え、 低 出力時には、 前記イ ンバータ回路を前記ダンパーダイ オー ドの 導通し いフ ィ ー ドフ ォ ワ ー ドモー ドで発振させ、 高出力時に は、 前記ダンパーダイォー ドが導通してから前記パワー スイ ツ チング半導体が導通する準 E級モー ドで発振させることを特徵 とする誘導加熱装置。
9 . 請求の範囲第 8項において誘導加熱装置は、 加熟出力を SO Wから 1 5 0 0 Wまで、 前記パワ ースィ ツ チング半導体ブロ ッ クの導通パルス幅を制御することによ ]9連続的に制御するこど を特徵とする誘導加熱装置。 >
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