JPH0732605B2 - 高周波インバ−タ装置の制御装置 - Google Patents
高周波インバ−タ装置の制御装置Info
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- JPH0732605B2 JPH0732605B2 JP60214303A JP21430385A JPH0732605B2 JP H0732605 B2 JPH0732605 B2 JP H0732605B2 JP 60214303 A JP60214303 A JP 60214303A JP 21430385 A JP21430385 A JP 21430385A JP H0732605 B2 JPH0732605 B2 JP H0732605B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明はトランジスタインバータの制御方式、特に電磁
誘導加熱装置における加熱コイル等に振動電流（高周波
電流）を供給するための電源装置として好適するインバ
ータ装置の制御装置に関するものである。
誘導加熱装置における加熱コイル等に振動電流（高周波
電流）を供給するための電源装置として好適するインバ
ータ装置の制御装置に関するものである。
この種の電源装置としては、従来第３図に示されるよう
なトランジスタインバータが使用されている。図におい
て、１は直流電圧を変化させるためのサイリスタ整流
器、２はチョークコイル、３は電圧源とするための電解
コンデンサ、４は高周波スイッチングを行なうトランジ
スタ、５は還流ダイオード、６は共振用力率改善コンデ
ンサ、７は誘導コイルとしての加熱コイルである。同図
では、インバータ４を構成するトランジスタ4a〜4dは、
共振用コンデンサ６と、加熱コイル７で構成されるＬ〜
Ｃ共振周波数に追随してスイッチングを行なうのみであ
る。したがって負荷電流Ｉの制御はサイリスタ整流器の
位相制御により、直流中間回路電圧VDCを変化させて行
なうようにしている。したがって、制御回路はトランジ
スタ4a〜4dのスイッチングのタイミングを制御する部分
と１のサイリスタ整流器で位相を制御する部分とが必要
となり、複雑な構成となる。その上サイリスタ整流器１
では、点弧角を大きくすると電源供給側の力率を悪くす
るなどの欠点を有している。第４図は、このような欠点
を除去するために第３図のサイリスタ整流器１をダイオ
ード整流器８に置きかえたもので、したがって直流中間
回路電圧VDCを一定にしてトランジスタのスイッチング
を制御するのみで負荷電流を制御しようとしたものであ
る。同図において、９は負荷電流を検出するための変流
器、10は負荷電流を電圧信号に変換して全波整流する全
波整流回路、11は負荷電流を制御するための電流調整
器、12は11の電流調節器の出力をV/F変換すなわちトラ
ンジスタのベース駆動信号を出力して、トランジスタの
駆動信号とするためのV/F変換器である。この制御方式
は負荷回路がＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路であることから の関係があり、周波数ｆを変化させれば負荷電流Ｉが変
化することを利用したもので、インバータの出力周波数
ｆを、目標とする負荷電流に応じて変化させるもので、
負荷電流とインバータの出力周波数ｆの関係を図に表わ
すと第５図となる。ところで、このような制御方式での
インバータ出力電圧VOと負荷電流の関係を図示すると、
第６図のように、負荷電流Ｉに対し出力電圧VOは、ｒだ
け進み位相で制御される。すなわちトランジスタ4a,4d
は負荷電流が零になる前に遮断され、対向するトランジ
スタ4b,4cがONされる。これは、もし負荷電流Ｉが流れ
ているトランジスタを遮断し、続いて対向するトランジ
スタをONする時期が、負荷電流が零になった後で反対方
向に流れている状態のときだとすると、還流ダイオード
５の逆回復電流が大となり、特に本装置のような高周波
では還流ダイオードの発熱が大となり破壊する可能性を
もっているからであり、さらに対向するトランジスタが
ONするときのスイッチングロスも発生してくるからであ
る。上記の理由からインバータの出力電圧VOが負荷電流
Ｉに対し進み位相となる必要があるので、第４図に示す
ような周波数制御方式ではＬ−Ｃ−Ｒの共振周波数より
も高い周波数で制御する必要がある。しかし誘導加熱の
ようなコイルＬの場合被加熱物は、、その温度により透
磁率，固有抵抗が大幅に異なるため、被加熱物の温度に
よって共振周波数や共振時の電流も異なってくる。第５
図はその一例を示すもので、曲線Ａは常温に近い被加熱
物の場合、曲線Ｂは、キューリー点を越えた被加熱物の
場合である。上述の理由から第４図に示すような周波数
制御では、第５図のfBより低い周波数では運転できず、
したがって曲線Ａで示される常温に近い状態にある被加
熱物に効率よくパワーを注入できないという欠点を有し
ている。
なトランジスタインバータが使用されている。図におい
て、１は直流電圧を変化させるためのサイリスタ整流
器、２はチョークコイル、３は電圧源とするための電解
コンデンサ、４は高周波スイッチングを行なうトランジ
スタ、５は還流ダイオード、６は共振用力率改善コンデ
ンサ、７は誘導コイルとしての加熱コイルである。同図
では、インバータ４を構成するトランジスタ4a〜4dは、
共振用コンデンサ６と、加熱コイル７で構成されるＬ〜
Ｃ共振周波数に追随してスイッチングを行なうのみであ
る。したがって負荷電流Ｉの制御はサイリスタ整流器の
位相制御により、直流中間回路電圧VDCを変化させて行
なうようにしている。したがって、制御回路はトランジ
スタ4a〜4dのスイッチングのタイミングを制御する部分
と１のサイリスタ整流器で位相を制御する部分とが必要
となり、複雑な構成となる。その上サイリスタ整流器１
では、点弧角を大きくすると電源供給側の力率を悪くす
るなどの欠点を有している。第４図は、このような欠点
を除去するために第３図のサイリスタ整流器１をダイオ
ード整流器８に置きかえたもので、したがって直流中間
回路電圧VDCを一定にしてトランジスタのスイッチング
を制御するのみで負荷電流を制御しようとしたものであ
る。同図において、９は負荷電流を検出するための変流
器、10は負荷電流を電圧信号に変換して全波整流する全
波整流回路、11は負荷電流を制御するための電流調整
器、12は11の電流調節器の出力をV/F変換すなわちトラ
ンジスタのベース駆動信号を出力して、トランジスタの
駆動信号とするためのV/F変換器である。この制御方式
は負荷回路がＬ−Ｃ−Ｒ直列共振回路であることから の関係があり、周波数ｆを変化させれば負荷電流Ｉが変
化することを利用したもので、インバータの出力周波数
ｆを、目標とする負荷電流に応じて変化させるもので、
負荷電流とインバータの出力周波数ｆの関係を図に表わ
すと第５図となる。ところで、このような制御方式での
インバータ出力電圧VOと負荷電流の関係を図示すると、
第６図のように、負荷電流Ｉに対し出力電圧VOは、ｒだ
け進み位相で制御される。すなわちトランジスタ4a,4d
は負荷電流が零になる前に遮断され、対向するトランジ
スタ4b,4cがONされる。これは、もし負荷電流Ｉが流れ
ているトランジスタを遮断し、続いて対向するトランジ
スタをONする時期が、負荷電流が零になった後で反対方
向に流れている状態のときだとすると、還流ダイオード
５の逆回復電流が大となり、特に本装置のような高周波
では還流ダイオードの発熱が大となり破壊する可能性を
もっているからであり、さらに対向するトランジスタが
ONするときのスイッチングロスも発生してくるからであ
る。上記の理由からインバータの出力電圧VOが負荷電流
Ｉに対し進み位相となる必要があるので、第４図に示す
ような周波数制御方式ではＬ−Ｃ−Ｒの共振周波数より
も高い周波数で制御する必要がある。しかし誘導加熱の
ようなコイルＬの場合被加熱物は、、その温度により透
磁率，固有抵抗が大幅に異なるため、被加熱物の温度に
よって共振周波数や共振時の電流も異なってくる。第５
図はその一例を示すもので、曲線Ａは常温に近い被加熱
物の場合、曲線Ｂは、キューリー点を越えた被加熱物の
場合である。上述の理由から第４図に示すような周波数
制御では、第５図のfBより低い周波数では運転できず、
したがって曲線Ａで示される常温に近い状態にある被加
熱物に効率よくパワーを注入できないという欠点を有し
ている。
この発明は、かかる点に着目してなされたもので、被加
熱物の温度状態に拘らず効率よく負荷コイルに電流を供
給し、しかも制御回路も簡易な構成となる高周波インバ
ータの制御装置を供給することを目的とする。
熱物の温度状態に拘らず効率よく負荷コイルに電流を供
給し、しかも制御回路も簡易な構成となる高周波インバ
ータの制御装置を供給することを目的とする。
この発明は、負荷電流の位相に同期した鋸歯状波と負荷
電流値の制御指令入力による電流調節器の出力とを比較
してトランジスタの遮断するタイミングを決め、負荷電
流に対し出力電圧を常に進み位相で制御し、その位相角
を変えることにより負荷電流を調節するようにしたもの
である。
電流値の制御指令入力による電流調節器の出力とを比較
してトランジスタの遮断するタイミングを決め、負荷電
流に対し出力電圧を常に進み位相で制御し、その位相角
を変えることにより負荷電流を調節するようにしたもの
である。
第１図は、この発明の実施例を示すもので、インバータ
主回路は第４図に示すものと同一であり第４図と符号は
同一部材を示す。13は変流器９の出力側に接続され、負
荷電流の極性を判別する電流零クロス検出回路、14は零
クロス検出回路13出力側に接続され、周波数を電圧に変
換するF/V変換器である。負荷電流Ｉは変換器９により
検出され、電圧に変換後電流零クロス検出回路13によ
り、第２図ｂのように電流の極性が判別される。この信
号が4a〜4dのどのトランジスタを遮断するかの判別信号
として、Ｄフリップフロップ18に入力されるとともに、
鋸歯状波発生回路16用の積分器のリセットパルスとする
ための単安定マルチバイブレータ15に入力され、さらに
F/V変換器14にも入力される。鋸歯状波発生回路16のた
めの積分器は、負荷電流の零クロス点で発生される単安
定マルチバイブレータ15のパルスによりリセットされた
後、F/V変換器14の出力を積分する。このようにするこ
とによって、第２図ｄに示すように、負荷電流の周波数
が変化しても負荷電流に同期した一定レベルの鋸歯状波
を発生することができる。一方電流値を制御指令するた
めの手動また自動によって調整される負荷電流指令値IK
と、負荷電流検出信号を全波調流回路10で検出した検出
値とをつき合せて演算された電流調節器11の出力（第２
図ｅ）は、比較器17によって上述の鋸歯状波と比較さ
れ、負荷電流Ｉに対し進み位相（第２図に示すγ角）と
なるような位置でトランジスタを遮断するタイミングを
決めることができる。比較器17の出力はＤフリップフロ
ップ18のCK端子に入力され、さらにＤフリップフロップ
18は負荷電流を流しているトランジスタ例えば4a,4dへ
の遮断指令とそのトランジスタに対抗するトランジスタ
4b,4cへの導通指令とを出力する。遅延回路19はトラン
ジスタのストレージタイムに相当する時間だけ導通指令
だけを遅延させ上下アーム短絡を防止するためのもので
ある。ところで、負荷電流を制御したい場合、第２図ｅ
に示すように電流調節器11の出力Ｅが変化例えば低下の
方に変化すると、第２図に示すよう負荷電流Ｉと出力電
圧VOの位相角γ（≒負荷電流Ｉとトランジスタ遮断指令
値（第２図ｇ又はｈの遮断時点）が大きくなり、負荷電
流を小さくできる。その理由はインバータの出力側から
見た負荷インピーダンスがＲ−Ｌ−Ｃの直列回路でその
インピーダンスＺは で表され、したがって負荷電流Ｉは となり位相角γを変化させることで負荷電流Ｉを変化さ
せることができるからである。また変流器９を使用せ
ず、コンデンサ６の両端電圧を変圧器で検出し、この検
出電圧を零クロス検出回路13および全波整流回路10に入
力し、電流調節器11を電圧調節器に変更すれば、上述し
たと同じようにトランジスタの遮断するタイミングを決
め負荷電流に対し出力電圧を常に進み位相で制御しこの
位相角を変えることで負荷電流を調節することができ
る。
主回路は第４図に示すものと同一であり第４図と符号は
同一部材を示す。13は変流器９の出力側に接続され、負
荷電流の極性を判別する電流零クロス検出回路、14は零
クロス検出回路13出力側に接続され、周波数を電圧に変
換するF/V変換器である。負荷電流Ｉは変換器９により
検出され、電圧に変換後電流零クロス検出回路13によ
り、第２図ｂのように電流の極性が判別される。この信
号が4a〜4dのどのトランジスタを遮断するかの判別信号
として、Ｄフリップフロップ18に入力されるとともに、
鋸歯状波発生回路16用の積分器のリセットパルスとする
ための単安定マルチバイブレータ15に入力され、さらに
F/V変換器14にも入力される。鋸歯状波発生回路16のた
めの積分器は、負荷電流の零クロス点で発生される単安
定マルチバイブレータ15のパルスによりリセットされた
後、F/V変換器14の出力を積分する。このようにするこ
とによって、第２図ｄに示すように、負荷電流の周波数
が変化しても負荷電流に同期した一定レベルの鋸歯状波
を発生することができる。一方電流値を制御指令するた
めの手動また自動によって調整される負荷電流指令値IK
と、負荷電流検出信号を全波調流回路10で検出した検出
値とをつき合せて演算された電流調節器11の出力（第２
図ｅ）は、比較器17によって上述の鋸歯状波と比較さ
れ、負荷電流Ｉに対し進み位相（第２図に示すγ角）と
なるような位置でトランジスタを遮断するタイミングを
決めることができる。比較器17の出力はＤフリップフロ
ップ18のCK端子に入力され、さらにＤフリップフロップ
18は負荷電流を流しているトランジスタ例えば4a,4dへ
の遮断指令とそのトランジスタに対抗するトランジスタ
4b,4cへの導通指令とを出力する。遅延回路19はトラン
ジスタのストレージタイムに相当する時間だけ導通指令
だけを遅延させ上下アーム短絡を防止するためのもので
ある。ところで、負荷電流を制御したい場合、第２図ｅ
に示すように電流調節器11の出力Ｅが変化例えば低下の
方に変化すると、第２図に示すよう負荷電流Ｉと出力電
圧VOの位相角γ（≒負荷電流Ｉとトランジスタ遮断指令
値（第２図ｇ又はｈの遮断時点）が大きくなり、負荷電
流を小さくできる。その理由はインバータの出力側から
見た負荷インピーダンスがＲ−Ｌ−Ｃの直列回路でその
インピーダンスＺは で表され、したがって負荷電流Ｉは となり位相角γを変化させることで負荷電流Ｉを変化さ
せることができるからである。また変流器９を使用せ
ず、コンデンサ６の両端電圧を変圧器で検出し、この検
出電圧を零クロス検出回路13および全波整流回路10に入
力し、電流調節器11を電圧調節器に変更すれば、上述し
たと同じようにトランジスタの遮断するタイミングを決
め負荷電流に対し出力電圧を常に進み位相で制御しこの
位相角を変えることで負荷電流を調節することができ
る。
この発明によれば、負荷電流又はインバータ出力電圧を
検出する検出手段と、負荷電流指令値を出力する指令手
段と、前記負荷電流又は前記出力電圧の前記負荷電流指
令値とに基づいて負荷電流を制御する電流調節手段と、
負荷電流の位相に同期した鋸歯状波を発生する鋸歯状波
発生手段と、前記電流調節手段の出力と前記鋸歯状波発
生手段の出力とを比較してインバータ出力電圧を負荷電
流に対して進み位相で制御する位相角を作る比較手段
と、前記比較手段からの出力に基づいてインバータのス
イッチング素子の導通・遮断指令を出力する制御手段と
を備え、インバータの周波数を直接制御するのではなく
負荷電流のインバータ出力電圧との位相角γを変えるこ
とで負荷電流を制御するようにしたので、加熱コイルの
負荷条件が変化しても、効率よく安全に、広範囲に負荷
電流を供給でき、インバータ主回路の構成や制御回路が
簡単化でき、また、負荷電流と出力電圧との位相角を無
段階に決定することができ、かつ位相の変化は負荷電流
の半周期毎に可能であるので、微小な電力変化の要求に
対して連続的に対応でき、しかも制御応答が速くでき
る。
検出する検出手段と、負荷電流指令値を出力する指令手
段と、前記負荷電流又は前記出力電圧の前記負荷電流指
令値とに基づいて負荷電流を制御する電流調節手段と、
負荷電流の位相に同期した鋸歯状波を発生する鋸歯状波
発生手段と、前記電流調節手段の出力と前記鋸歯状波発
生手段の出力とを比較してインバータ出力電圧を負荷電
流に対して進み位相で制御する位相角を作る比較手段
と、前記比較手段からの出力に基づいてインバータのス
イッチング素子の導通・遮断指令を出力する制御手段と
を備え、インバータの周波数を直接制御するのではなく
負荷電流のインバータ出力電圧との位相角γを変えるこ
とで負荷電流を制御するようにしたので、加熱コイルの
負荷条件が変化しても、効率よく安全に、広範囲に負荷
電流を供給でき、インバータ主回路の構成や制御回路が
簡単化でき、また、負荷電流と出力電圧との位相角を無
段階に決定することができ、かつ位相の変化は負荷電流
の半周期毎に可能であるので、微小な電力変化の要求に
対して連続的に対応でき、しかも制御応答が速くでき
る。
第１図はこの発明の装置の一実施例を示す回路図、第２
図はこの発明の装置の動作を説明するための波形図、第
3,4図は従来の装置を示す回路図、第5,6図は従来の装置
を説明するためのグラフおよび波形図である。 ３……電解コンデンサ、４……インバータ、4a〜4d……
トランジスタ、６……力率改善コンデンサ、７……加熱
コイル、８……ダイオード整流器、９……変流器、10…
…全波整流回路、11……電流調節器、12……V/F……変
換回路、13……零クロス検出回路、14……F/V変換回
路、16……鋸歯状波発生回路、17……比較器、18……Ｄ
フリップフロップ、19……遅延回路。
図はこの発明の装置の動作を説明するための波形図、第
3,4図は従来の装置を示す回路図、第5,6図は従来の装置
を説明するためのグラフおよび波形図である。 ３……電解コンデンサ、４……インバータ、4a〜4d……
トランジスタ、６……力率改善コンデンサ、７……加熱
コイル、８……ダイオード整流器、９……変流器、10…
…全波整流回路、11……電流調節器、12……V/F……変
換回路、13……零クロス検出回路、14……F/V変換回
路、16……鋸歯状波発生回路、17……比較器、18……Ｄ
フリップフロップ、19……遅延回路。
Claims (3)
- 【請求項１】誘導コイルに高周波電力を供給するインバ
ータ装置において、負荷電流又はインバータ出力電圧を
検出する検出手段と、負荷電流指令値を出力する指令手
段と、前記負荷電流又は前記出力電圧の前記負荷電流指
令値とに基づいて負荷電流を制御する電流調節手段と、
負荷電流の位相に同期した鋸歯状波を発生する鋸歯状波
発生手段と、前記電流調節手段の出力と前記鋸歯状波発
生手段の出力とを比較してインバータ出力電圧を負荷電
流に対して進み位相で制御する位相角を作る比較手段
と、前記比較手段からの出力に基づいてインバータとス
イッチング素子の導通・遮断指令を出力する制御手段と
を備えたことを特徴とする高周波インバータ装置の制御
装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載の高周波インバ
ータ装置の制御装置において、スイッチング素子の遮断
指令後、対抗するスイッチング素子の導通指令は素子の
ストレージタイムに相当する時間の後に出力することを
特徴とする高周波インバータ装置の制御装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項記載の高周波インバ
ータ装置の制御装置において、鋸歯状波発生手段は、負
荷電流の零クロス点検回路の出力をF/V変換器の入力と
し、このF/V変換器の出力を鋸歯状波発生のための積分
器の入力とし、その積分器のリセット信号に負荷電流零
クロス点で発生させるパルスを用いたことを特徴とする
高周波インバータ装置の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60214303A JPH0732605B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高周波インバ−タ装置の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60214303A JPH0732605B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高周波インバ−タ装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6277063A JPS6277063A (ja) | 1987-04-09 |
| JPH0732605B2 true JPH0732605B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=16653499
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60214303A Expired - Lifetime JPH0732605B2 (ja) | 1985-09-27 | 1985-09-27 | 高周波インバ−タ装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732605B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4442527C1 (de) * | 1994-11-30 | 1995-12-21 | Daimler Benz Ag | Scheibenwischer für eine Scheibe mit einem konstanten Krümmungsradius |
| CN105305858B (zh) * | 2015-11-18 | 2018-01-09 | 保定嘉盛光电科技股份有限公司 | 自适应光伏逆变器 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS534254A (en) * | 1976-07-02 | 1978-01-14 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Charcoal crushing and drying system |
| JPS604307A (ja) * | 1983-06-23 | 1985-01-10 | Fujitsu Ltd | Ｍｉｃサーキュレータ |
| JPS6043077A (ja) * | 1983-08-17 | 1985-03-07 | Stanley Electric Co Ltd | 高周波負荷用電源装置 |
-
1985
- 1985-09-27 JP JP60214303A patent/JPH0732605B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6277063A (ja) | 1987-04-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
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