JP3092482B2 - 高周波加熱装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は食品や流体等を加熱する
ための高周波加熱装置に関し、さらに詳しく言えば、そ
の電源装置に高周波電力を発生する半導体電力変換器を
用いた高周波加熱装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２７はその高周波加熱装置の回路図で
ある。家庭用の高周波加熱装置の電源回路において図２
７に示すようなインバータによって高周波化する構成の
ものが多く用いられている。商用電源２、ダイオードブ
リッジ９及び電流制限用のインダクタ１０と電圧平滑用
の平滑コンデンサ１１よりなるフィルター回路とで交流
電圧を直流電圧に変換する単方向電源部２０を構成して
おり、共振コンデンサ１２、昇圧トランス３、トランジ
スタ１５、転流ダイオード１４からインバータ部１を構
成している。トランジスタ１５は、制御部１６より４０
〜５０KHzのスイッチング制御信号を与えられスイッチ
ング動作する。従って、昇圧トランス３の１次巻線１３
には高周波電圧が発生する。コンデンサ５と、ダイオー
ド６から高圧整流回路１８が構成されており、昇圧トラ
ンス３の二次巻線４で発生した電圧を半波倍電圧整流
し、陰極がヒータ巻線８によって傍熱されエミッション
可能な状態となっているマグネトロン７に高圧直流電圧
が印加されると電磁波エネルギーが発生を開始する。動
作をまとめると、単方向電源部２０で商用電源を単方向
電圧に変換し、それをインバータ部１で高周波電圧に変
換して昇圧トランス３で昇圧した後、再度高圧整流回路
１８で倍電圧整流して高圧の直流電圧に変換し、マグネ
トロン７を駆動する構成となっている。制御部１６には
カレントトランス１９により商用電源２から供給される
入力電流に比例した信号が送られる。制御部１６は入力
電流が定められた値になるようにトランジスタ１５の導
通時間と非導通時間を制御する、いわゆるパルス幅制御
によってマグネトロン７の電磁波出力を一定制御する構
成となっている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この構
成では入力電流を一定に制御するために入力電流を検知
するカレントトランスが必要不可欠であり非常に高コス
トなものとなっていた。入力電流を一定に制御するとい
うことは高周波加熱装置で食品を加熱中常に一定の電磁
波エネルギーが放射されることになり、いつ調理しても
調理時間に大きな時間のバラツキがないという点でユー
ザーにとっては非常に使い勝手が良いものである。例え
ば昇圧トランスの二次側の回路電流を一定にする制御も
提案され実用に供されている。図２７の回路でいうとカ
レントトランス２１で検出した電流（ほぼ陽極電流と動
的特性は一致する）を一定に制御する構成であるが、こ
の場合食品加熱中のマグネトロンの温度上昇にともなう
陽極電圧の低下に比例して電磁波出力も低下してしま
う。従って、使用時の機器の温度状態によって、同じ分
量の食品を加熱しても、所望のあたたかさに仕上げる時
間はまちまちになるという不具合があった。このような
例からも入力電流を一定に制御する方法は非常にユーザ
ーにとってメリットの大きいものである。

【０００４】一方、外部要因（ゴキブリ等の昆虫による
端子相互間の接触、結露、塵埃の堆積等）による絶縁劣
化によって昇圧トランスの二次側の高圧回路で発生する
スパークやアーク放電は、発火・発煙という機器にとっ
て致命的な不安全事故に至る可能性をもっており、この
スパークやアーク放電というような高圧回路の異常を検
知し速やかに回路動作を停止することあるいは前記事故
が発生しないように絶縁に充分配慮した設計を行うこと
等は機器として必要不可欠な機能である。

【０００５】そこで本発明はカレントトランスを使用せ
ずに入力電流一定制御の高周波加熱装置を提供すること
を第一の目的としている。

【０００６】また入力電流を検知するカレントトランス
を用いずに入力電流一定制御を実現しつつ、昇圧トラン
ス３の二次側の端子相互間の絶縁が何らかの外部要因
（ゴキブリ等の昆虫による端子相互間の接触、結露、塵
埃の堆積等）で劣化してスパークやアーク放電が発生し
た時、異常を検知して回路動作を速やかに停止する機能
を具備し、機器としての安全性を高めることを第二の目
的としている。

【０００７】また、二次側電流を検知するカレントトラ
ンスを用いずに第二の目的を達成することを第三の目的
としている。

【０００８】

【課題を解決するための手段】そこで前記第一の目的を
達成するために本発明は、交流電源を単方向電圧に変換
するダイオードブリッジと電流制限用のインダクタと電
圧平滑用の平滑コンデンサからなる単方向電源部と、少
なくとも１個の半導体素子を有し、半導体素子を高周波
でＯＮ／ＯＦＦすることにより単方向電源部からの電力
を高周波電力に変換するインバータ部と、インバータ部
の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個
以上のコンデンサ及びダイオードからなり昇圧トランス
の出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、高圧整流部
の出力を電磁波として放射するマグネトロンと、単方向
電源部の出力電圧に重畳するリップル電圧を検出するリ
ップル電圧検出手段と、半導体素子を制御する制御部を
設けるものである。

【０００９】また第二の目的を達成するために本発明
は、交流電源を単方向電圧に変換するダイオードブリッ
ジと電流制限用のインダクタと電圧平滑用の平滑コンデ
ンサからなる単方向電源部と、少なくとも１個の半導体
素子を有し、半導体素子を高周波でＯＮ／ＯＦＦするこ
とにより単方向電源部からの電力を高周波電力に変換す
るインバータ部と、インバータ部の出力電圧を昇圧する
昇圧トランスと、少なくとも１個以上のコンデンサ及び
ダイオードからなり昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整
流する高圧整流部と、高圧整流部の出力を電磁波として
放射するマグネトロンと、単方向電源部の出力電圧に重
畳するリップル電圧を検出するリップル電圧検出手段
と、マグネトロンの陽極に結合された枝路に流れる電流
を検出する二次側電流検出手段と、リップル電圧検出手
段の出力と二次側電流検出手段の出力が所望の相対関係
を逸脱したとき異常検知信号を出力する異常検知回路
と、半導体素子を制御する制御部とを設けるものであ
る。

【００１０】また交流電源を単方向電圧に変換するダイ
オードブリッジと電流制限用のインダクタと電圧平滑用
の平滑コンデンサからなる単方向電源部と、少なくとも
１個の半導体素子を有し、半導体素子を高周波でＯＮ／
ＯＦＦすることにより単方向電源部からの電力を高周波
電力に変換するインバータ部と、インバータ部の出力電
圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個以上のコ
ンデンサ及びダイオードからなり昇圧トランスの出力電
圧を倍電圧整流する高圧整流部と、高圧整流部の出力を
電磁波として放射するマグネトロンと、マグネトロンの
陽極に結合された枝路に流れる電流値を検出する二次側
電流検出手段と、二次側電流検出手段の出力と半導体素
子のＯＮ／ＯＦＦデューティー比の積を検出する乗算回
路と、乗算回路の出力を所望値に一定制御すべく半導体
素子を制御する制御部と、二次側電流検出手段の出力と
乗算回路の出力が所望の相対関係を逸脱したとき異常検
知信号を出力する異常検知回路とを設けるものである。

【００１１】また、交流電源を単方向電圧に変換するダ
イオードブリッジと電流制限用のインダクタと電圧平滑
用の平滑コンデンサからなる単方向電源部と、少なくと
も１個の半導体素子を有し、半導体素子を高周波でＯＮ
／ＯＦＦすることにより単方向電源部からの電力を高周
波電力に変換するインバータ部と、インバータ部の出力
電圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個以上の
コンデンサ及びダイオードからなり昇圧トランスの出力
電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、高圧整流部の出力
を電磁波として放射するマグネトロンと、マグネトロン
の陽極に結合された枝路に流れる電流値を検出する二次
側電流検出手段と、半導体素子を高周波でＯＮ／ＯＦＦ
のデューティー比を検出するスイッチングレート検出手
段と、二次側電流検出手段の出力と半導体素子のＯＮ／
ＯＦＦデューティー比の積を検出する乗算回路と、乗算
回路の出力を所望値に一定制御すべく半導体素子を制御
する制御部と、乗算回路とスイッチングレート検出手段
との出力が所望の相対関係を逸脱したとき異常検知信号
を出力する異常検知回路とを設けるものである。

【００１２】また、第三の目的を達成するために本発明
は、交流電源を単方向電圧に変換するダイオードブリッ
ジと電流制限用のインダクタと電圧平滑用の平滑コンデ
ンサからなる単方向電源部と、少なくとも１個の半導体
素子を有し、半導体素子を高周波でＯＮ／ＯＦＦするこ
とにより単方向電源部からの電力を高周波電力に変換す
るインバータ部と、インバータ部の出力電圧を昇圧する
昇圧トランスと、少なくとも１個以上のコンデンサ及び
ダイオードからなり昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整
流する高圧整流部と、高圧整流部の出力を電磁波として
放射するマグネトロンと、単方向電源部の出力電圧に重
畳するリップル電圧を検出するリップル電圧検出手段
と、半導体素子のＯＮ／ＯＦＦデューティー比を検出す
るスイッチングレート検出手段と、リップル電圧検出手
段の出力を所望値に一定制御すべく半導体素子を制御す
る制御部と、スイッチングレート検出手段の出力とリッ
プル電圧検出手段の出力が所望の相対関係を逸脱したと
き異常検知信号を出力する異常検知回路とを設けるもの
である。

【００１３】また、交流電源を単方向電圧に変換するダ
イオードブリッジと電流制限用のインダクタと電圧平滑
用の平滑コンデンサからなる単方向電源部と、少なくと
も１個の半導体素子を有し、半導体素子を高周波でＯＮ
／ＯＦＦすることにより単方向電源部からの電力を高周
波電力に変換するインバータ部と、インバータ部の出力
電圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個以上の
コンデンサ及びダイオードからなり昇圧トランスの出力
電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、高圧整流部の出力
を電磁波として放射するマグネトロンと、単方向電源部
の出力電圧に重畳するリップル電圧を検出するリップル
電圧検出手段と、高周波電力を決める基準電圧を設定す
る高周波出力設定手段と、リップル電圧検出手段の出力
値を所望値に一定制御すべく半導体素子を制御する制御
部と、高周波出力設定手段の出力とリップル電圧検出手
段の出力が所望の相対関係を逸脱したとき異常検知信号
を出力する異常検知回路とを設けるものである。

【００１４】

【作用】本発明は上記構成によって、以下の作用を果た
すものである。

【００１５】すなわち、本発明の高周波加熱装置は、制
御部がリップル電圧検出手段の出力値を所望値に一定制
御すべく半導体素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し入力電流を一
定に制御するのとほぼ同等の電力制御を実現するように
作用するものである。

【００１６】また、制御部がリップル電圧検出手段の出
力値を所望値に一定制御すべく半導体素子をＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御し入力電流を一定に制御するのとほぼ同等の電力
制御を実現し、かつ異常検知回路が昇圧トランスの二次
側の高圧回路で異常が発生したことをリップル電圧検出
手段と二次側電流手段の出力の相対関係の変移から検出
し異常検知信号を出力する。さらに制御部がその異常検
知信号を検知して半導体素子をＯＦＦまたは一旦ＯＦＦ
した後再起動するように作用するものである。

【００１７】また、制御部が乗算回路の出力値を所望値
に一定制御すべく半導体素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し入力
電流を一定に制御するのとほぼ同等の電力制御を実現
し、かつ異常検知回路が昇圧トランスの二次側の高圧回
路で異常が発生したことを乗算回路と二次側電流手段の
出力の相対関係の変移から検出し異常検知信号を出力す
る。さらに制御部がその異常検知信号を検知して半導体
素子をＯＦＦまたは一旦ＯＦＦした後再起動するように
作用するものである。

【００１８】また、制御部が積算回路の出力値を所望値
に一定制御すべく半導体素子をＯＮ／ＯＦＦ制御し入力
電流を一定に制御するのとほぼ同等の電力制御を実現
し、かつ異常検知回路が昇圧トランスの二次側の高圧回
路で異常が発生したことを乗算回路とスイッチングレー
ト検出手段の出力との相対関係の変移から検出し異常検
知信号を出力する。さらに制御部がその異常検知信号を
検知して半導体素子をＯＦＦまたは一旦ＯＦＦした後再
起動するように作用するものである。

【００１９】また、制御部がリップル電圧検出手段の出
力値を所望値に一定制御すべく半導体素子をＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御し入力電流を一定に制御するのとほぼ同等の電力
制御を実現し、かつ異常検知回路が昇圧トランスの二次
側の高圧回路で異常が発生したことをリップル電圧検出
手段とスイッチングレート検出手段の出力の相対関係の
変移から検出し異常検知信号を出力する。さらに制御部
がその異常検知信号を検知して半導体素子をＯＦＦまた
は一旦ＯＦＦした後再起動するように作用するものであ
る。

【００２０】また、制御部がリップル電圧検出手段の出
力値を所望値に一定制御すべく半導体素子をＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御し入力電流を一定に制御するのとほぼ同等の電力
制御を実現し、かつ異常検知回路が昇圧トランスの二次
側の高圧回路で異常が発生したことをリップル電圧検出
手段と高周波出力設定手段の出力の相対関係の変移から
検出し異常検知信号を出力する。さらに制御部がその異
常検知信号を検知して半導体素子をＯＦＦまたは一旦Ｏ
ＦＦした後再起動するように作用するものである。

【００２１】

【実施例】以下本発明の一実施例における高周波加熱装
置について図面に基づいて説明する。

【００２２】図１は本発明の高周波加熱装置の要部回路
図である。図２７と同一の符号をもつものは同一機能で
あり説明を割愛する。

【００２３】高圧整流回路１８は高圧ダイオード２４、
２５、高圧コンデンサ２６、２７からなる両波倍電圧回
路である。

【００２４】リップル電圧検出手段１７は、単方向電源
部２０の出力を受け高周波加熱装置の動作中に信号に重
畳するリップル電圧をハイパスフィルターで濾過抽出
し、ピークホールド回路でそのピーク値を検波し直流電
圧へと変換する。

【００２５】図２はリップル電圧検出手段１７の回路
図、図３はその各部波形である。単方向電源部２０の出
力は抵抗２８、２９により分圧され抵抗２９の両端には
降圧された信号が発生する。

【００２６】(イ)点に発生する電圧波形は図３(a)に示す
ように商用電源２を全波整流した波形（周期は商用電源
周波数をｆとすると１／２ｆとなる。）に斜線部のリッ
プル電圧が重畳するものである。このリップル電圧はイ
ンバータ部１でトランジスタ１５及び転流ダイオードが
導通の時に平滑コンデンサ１１を介して回生電流が流れ
ることにより平滑コンデンサ１１から電荷が放出され電
圧が低下するモードと、トランジスタ１５及び転流ダイ
オードが非導通の時に平滑コンデンサ１１がインダクタ
１０を通じて流入する電流で充電され電圧が上昇するモ
ードで１サイクルとして電圧変動し、周波数はトランジ
スタ１５のスイッチング周波数（４０〜５０KHz）に等
しい。一方エンベロープ波形の周期が１／２ｆで周波数
が１００〜１２０HZであるので両者の周波数には５０dB
程度の歴然とした差があることがわかる。抵抗２９の両
端に発生する電圧はコンデンサ３０及び抵抗３１からな
るハイパスフィルターでカットオフ周波数を４０KHz弱
に設定しリップル電圧を抽出する。ダイオード３２は電
圧がマイナス側に振れるのをクランプしている。従って
フィルター通過後の(ロ)点の電圧波形は図３(b)のように
なる。

【００２７】これを、ダイオード３３、コンデンサ３
４、抵抗３５からなるピークホールド回路で検波し直流
電圧に変換する。コンデンサ３４と抵抗３５の放電時定
数はエンベロープ波形の周期より充分大きな値に設定し
ているため(ハ)点の波形は図３(c)のように概ね直流電圧
となっている。この電圧をオペアンプ３８抵抗３６、３
７からなる非反転増幅器で制御に最適な電圧レベルにレ
ベルシフトしている。

【００２８】そこで入力電流とリップル電圧検出手段１
７の出力の関係は図４のようにリニアな関係となり、リ
ップル電圧検出手段１７の出力電圧をVrp/DCとなるよう
な電力制御を行えば入力電流はIinに一定制御できるこ
とになる。

【００２９】制御部１６は図５に示すような回路構成
で、リップル電圧検出手段１７の出力と高周波出力設定
手段４２の信号との誤差信号が抵抗３９、４０、オペア
ンプ４１からなる負帰還増幅回路で増幅されてパルス幅
制御回路４３に送られるように構成している。従って、
トランジスタ１５の導通時間はパルス幅制御回路４０に
よって周知のパルス幅制御がなされリップル電圧検出手
段１７の出力がほぼ一定になるように動作することにな
る。ここで、高周波出力設定手段４２の出力信号は、機
器全体を制御する制御部を通じて電圧レベルを変更で
き、それによって高周波出力が可変できる構成となって
いる。

【００３０】図６にインバータ部１の各部の波形の時間
推移を示す。パルス幅制御回路４０によって(a)図に示
すようなトランジスタ１５を駆動するGATE信号が発生す
る。

【００３１】(イ)点でGATE信号がＯＦＦすると(b)図のよ
うに共振電圧がトランジスタ１５のコレクタ−エミッタ
間に発生し、(ロ)点から転流ダイオード１４の順方向に
電圧が印加され(d)図に示すような電流が流れる。この
間には転流ダイオード１４の順方向電圧に相当する微小
電圧がトランジスタ１５のコレクタ−エミッタ間に印加
されており、この間の(ハ)点で(a)図に示すようにGATE信
号がＯＮする。この動作はスイッチング電源の分野で極
めて一般的なゼロボルトスイッチング動作（ＺＶＳ動
作）という。以降(ニ)点までGATE信号がＯＮし続け(c)図
に示す電流がトランジスタ１５に流れる。このＯＮ期間
をパルス幅制御回路４０で制御することでリップル電圧
検出手段１７の出力がほぼ一定、即ち入力電流がほぼ一
定に動作する。この周期がスイッチング周波数（４０〜
５０KHz）ということになる。

【００３２】さらに本発明の高周波加熱装置について図
７の要部回路図を用いて説明する。但し、図１と同一符
号で機能及び構成を同じくするものについては説明を割
愛する。２１はマグネトロンの陽極に結合された枝路に
流れる電流を検知するカレントトランスである。但しカ
レントトランス２１の位置についてはここに限定される
ものではない。カレントトランス２１で検知された信号
については二次側電流検出手段２２で制御に適した形に
波形成形される。

【００３３】図８は二次側電流検出手段２２の回路図で
ある。カレントトランス２１は負荷抵抗４４で交流電圧
に変換され、ダイオードブリッジ４５で全波整流され
る。その信号は抵抗４６、コンデンサ４７からなるロー
パスフィルターで直流成分のみ濾過抽出され、抵抗４
９、５０、オペアンプ４８からなる非反転増幅器で制御
に適した電圧レベルにレベルシフトされ制御部１６に出
力される。

【００３４】図９は制御部１６の及び異常検知回路６３
の回路図の一例である。制御部１６は図５で示した回路
と同様の電力制御よってリップル電圧検出手段１７の出
力が一定制御になるようにトランジスタ１５のＯＮ／Ｏ
ＦＦ信号を制御しＡＮＤゲート６３に出力する。

【００３５】一方、リップル電圧検出手段１７及び二次
側電流検出手段２２の出力は異常検知回路６３に入力さ
れる。リップル電圧検出手段１７の出力はバッファ回路
５１で低インピーダンス変換される。回路の電源電圧Vc
cから抵抗５２、５７を通じてダイオード５２〜５６に
電流が流され、バッファ回路５１の出力はダイオード５
４と５５の結合点に印加される。従って、(イ)の電位は
バッファ回路５１の出力電圧＋２ＶＦ（ＶＦはダイオー
ドの順方向電圧）の電位となる。一方(ロ)の電位はバッ
ファ回路５１の出力電圧−２ＶＦの電位になる。これら
の(イ)、(ロ)の信号及び二次側電流検出手段２２の出力信
号はコンパレータ５８、５９からなるウインドウ・コン
パレーター６６に入力される。

【００３６】この動作を図１０を用いて説明する。横軸
に入力電流、縦軸に電圧をとった場合、この回路ではリ
ップル電圧検出手段１７の出力及び二次側電流検出手段
２２の出力は各々入力電流にほぼ比例することは自明で
あり、両者はほぼ一致するような相対関係に設定されて
いる。これは図２の抵抗３６、３７の設定及び図８の抵
抗４９、５０の値を選択し非反転増幅器のゲインを最適
化することによって実現できる。両者の信号が(イ)及び
(ロ)で規定される斜線の領域にある時はコンパレータ５
８、５９はともにＨｉｇｈ出力になりウインドウ・コン
パレーター６６の出力もＨｉｇｈになる。ところが高圧
整流回路１８内で何らかの外的要因により絶縁破壊しス
パークやアーク放電が発生した場合でも実線で示すリッ
プル電圧検出手段１７の出力は一定制御されているため
正常なフィードバック制御が機能している限りはさほど
の変化は生じないが、二次側電流及び点線で示すそれに
対応した二次側電流検出手段２２の出力はその影響を受
けて正常時とはかけ離れた値となることがわかってい
る。よって両者の相対関係が変わり二次側電流検出手段
１７の出力が斜線の範囲を逸脱していずれかのコンパレ
ータがＬｏｗとなりウインドウ・コンパレーター６６の
出力はＬｏｗに転じる。即ちウインドウ・コンパレータ
ー６６の出力は正常時Ｈｉｇｈ、異常時Ｌｏｗとなる。
そしてウインドウ・コンパレーター６６の出力は起動停
止回路６２に出力される。

【００３７】起動停止回路６２はＲＳフリップフロップ
６０と起動指令回路６１からなっている。ウインドウ・
コンパレーター６６の出力はＲＳフリップフロップ６０
のＳポートに入力されＨｉｇｈ（正常時）の時はＱポー
トがＨｉｇｈとなる。しかし、Ｌｏｗ（異常時）の時は
ＳポートがセットされＱポートがＬｏｗとなる。従って
Ｑポートの出力を受けるＡＮＤゲート６３はＨｉｇｈ
（正常時）の時はゲートをオープンしゲート信号をトラ
ンジスタ１５に送ることを許し、Ｌｏｗ（異常時）の時
はクローズして禁止することによってインバータ部１の
動作を停止させる。再度動作する時には起動指令回路６
１からＲＳフリップフロップ６０のＲポートにリセット
信号が入り禁止状態を解除する。

【００３８】図１１は高圧整流回路１８の高圧ダイオー
ド２５の両端で絶縁破壊が生じアーク放電状態となった
場合のウインドウ・コンパレータ６６の入力波形の時間
推移を示す。(a)が二次側電流検出手段１７の信号、(b)
がリップル電圧検出手段１７の信号である。異常発生後
アーク放電により端子間の絶縁低下が進行しカレントト
ランス２１を通じる短絡閉ループが形成され二次側電流
が増加し、それにつれ二次側電流検出手段１７の信号が
上昇する。やがてウインドウ・コンパレータ６６の上側
のスレッショルド(イ)を超え異常検知に至る。当然これ
を受け回路動作は停止し燃焼の拡大被害は防止される。

【００３９】さらに本発明の高周波加熱装置について図
１２の要部回路図を用いて説明する。図７と同一符号で
機能及び構成を同じくするものについては説明を割愛す
る。

【００４０】乗算回路６７では、二次側電流検出手段２
２を通じて検出した二次側電流信号とトランジスタ１５
を駆動する制御部１６から出力されるＯＮ／ＯＦＦ信号
のデューティー比（スイッチングレート）の積を演算し
結果を出力する。制御部１６及び異常検知回路６３は図
９と構成は同じである。ただ入力信号が異なり入力Ａに
は乗算回路６７の出力が入力される。入力Ａについては
図９と同様二次側電流検出手段２２の出力である。

【００４１】二次側電流検出手段２２は図８の平均値を
とる方式か図１３で示したピーク値をとる方式のいずれ
かとする。図１３の動作はカレントトランス２１の負荷
抵抗７２の両端に二次側電流の交流成分に対応した電圧
が発生する。これをダイオード７３で検波し抵抗７４と
コンデンサ７５のタンク回路で保持する。これを抵抗７
９、８０及びオペアンプ８１からなる非反転増幅器で制
御に適した信号レベルに変換する。

【００４２】次に、乗算回路６７の動作を図１４を用い
て説明する。ここで抵抗６７、６８と抵抗７０でプルア
ップされたオープンコレクタ出力形式のコンパレータ６
９によって比較器が形成され、トランジスタ１５のスイ
ッチング信号を低インピーダンスでかつ整った矩形波パ
ルス列に波形成形する。さらにここでプルアップ抵抗７
０が二次側電流検出手段の出力信号に結合されているた
め、パルス列の波高値は概ねその出力信号の値になる。
但しその時、抵抗７１と抵抗７０の大小関係は抵抗７１
>>抵抗７０とすることが必要である。抵抗７１とコンデ
ンサ７２からなるローパスフィルターにおけるコンデン
サ７２への充放電経路は、抵抗７０、７１を通じての充
電経路と、抵抗７１及びコンパレータ６９のエミッタ接
地されたトランジスタを通じての放電経路からなる。こ
のローパスフィルター回路によって高周波成分は除去さ
れ直流成分即ち平均値のみ濾過される。最終的にこの信
号は抵抗７６、７７及びオペアンプ７１からなる非反転
増幅器で制御に適した信号レベルに変換される。

【００４３】この出力信号の持つ情報について図１５を
用いて説明する。ここで示すスイッチング信号は振幅が
二次側電流検出手段２２の出力であり、周波数はトラン
ジスタ１５のＯＮ／ＯＦＦ制御信号である。乗算回路６
７のローパスフィルター回路で濾過した出力信号ＶOUT
はこの入力信号をフーリエ級数展開したときの直流項に
あたる。この信号ＶOUTは平均値に相当し、式で表すと Vout=A・(Ton/T)=A・τ となり、まさに二次側電流検出手段２２の出力Ａとトラ
ンジスタ１５のスイッチングレートτの乗算演算を行っ
た値となる。

【００４４】制御部１６に戻って、電力制御はこの乗算
回路６７の出力を一定にする制御となる。この制御則に
よると入力電流一定にほぼ近い制御が実現できる。

【００４５】また、異常検知回路６３では乗算回路６７
の出力と二次側電流検出手段２２の出力を相対比較する
異常検知方式となり、この動作を図１６を用いて説明す
る。二次側電流検出手段２２の出力は平均値方式の場
合、図８の抵抗４９、５０、ピーク方式の場合、抵抗７
９、８０を選択して点線のレベルに調整する。乗算回路
６７の出力と二次側電流検出手段２２の出力を相対関係
が斜線内に存在している時は正常、これを逸脱した時は
異常である。

【００４６】そこで、図１１は高圧整流回路１８の高圧
ダイオード２５の両端で絶縁破壊が生じアーク放電状態
となった場合のウインドウ・コンパレータ６６の入力波
形の時間推移を示す。(a)が二次側電流検出手段１７の
出力信号、(b)が乗算回路６７の出力信号である。異常
発生後アーク放電により端子間の絶縁低下が進行しカレ
ントトランス２１を通じる短絡閉ループが形成され二次
側電流が増加し、それにつれ二次側電流検出手段１７の
信号が上昇する。しかし正常なフィードバック制御が機
能している状態ではスイッチングレートが制御されて乗
算回路６７の出力は一定に制御されている。やがて二次
側電流検出手段１７の信号がウインドウ・コンパレータ
６６の上側のスレッショルド(イ)を超えると異常検知に
至る。当然これを受け回路動作は停止し燃焼の拡大被害
は防止される。ここでは特定箇所の絶縁破壊を例にとっ
たが高圧整流回路１８他の箇所についても同様に乗算回
路６７の出力と二次側電流検出手段２２の出力を相対関
係の変化で異常を検出できる。

【００４７】最後に、乗算回路６７の出力を一定に制御
することによる特徴を説明する。図１７は加熱動作時の
制御対象をそれぞれ変えた時の入力電流の推移を示した
ものであり、初期値を１に正規化したグラフである。
(a)は入力電流をカレントトランスによって帰還させた
回路構成での制御、即ち入力電流一定制御の場合であ
る。(b)は二次側電流をカレントトランスによって帰還
させた回路構成での制御、即ち二次側電流一定制御の場
合である。(C)は高圧整流回路の平均電流とトランジス
タのスイッチングレートの比を乗算した乗算信号を一定
制御した乗算信号一定制御の場合である。(d)は高圧整
流回路のピーク電流とトランジスタのスイッチングレー
トの比を乗算した乗算信号を一定制御した乗算信号一定
制御の場合の入力電流の推移を示したものである。

【００４８】(a)では入力電流一定制御にも拘わらず２
０分後は初期に対して１％程度変化しているがこれは帰
還系のもつ温度特性によるものと考えられる。同様の見
方をすると、二次側電流一定制御の(b)の場合９％近い
温度ドリフトが確認されるのに対し、乗算信号一定制御
の(c)の場合３％の温度ドリフトであり(b)に比較して１
／３程度の温度ドリフトに軽減できている。さらに乗算
信号一定制御の(d)の場合約２％程度で平均電流の場合
の(c)よりさらに入力電流一定制御の(a)に近づいている
ことがわかる。

【００４９】このように、乗算信号一定制御によると昇
圧トランスの二次側の電流を制御対象としているにも拘
わらず入力電流一定制御に近い電力制御が可能になる。

【００５０】さらに本発明の高周波加熱装置について図
１８の要部回路図を用いて説明する。但し、図１２と同
一符号で機能及び構成を同じくするものについては説明
を割愛する。また乗算回路６７の出力を一定制御する電
力制御に関しては図１２で示した発明例と同じである。

【００５１】図１９はスイッチングレート検出手段２３
を示す回路図である。トランジスタ１５へのＯＮ／ＯＦ
Ｆ指令信号はこの回路に帰還されオペアンプ８２からな
るバッファでインピーダンス変換された後、抵抗８３、
コンデンサ８４からなるローパスフィルター回路で直流
成分のみ濾過抽出し、さらに制御に適した電圧レベルへ
と抵抗８５、８６、オペアンプ８７からなる非反転増幅
器でレベルシフトしてスイッチングレートに応じた信号
に変換される。

【００５２】異常検知回路６３及び制御部１６の回路構
成は図９と全く同一の構成で入力信号として信号Ａは乗
算回路６７の出力、入力Ｂはスイッチングレート検出手
段２３の出力となっている。この動作をウインドウ・コ
ンパレータ６６の入力関係を示した図２０を用いて説明
する。この図は入力電流を横軸にとった時の各信号の相
対関係をを示している。乗算回路６７の出力とスイッチ
ングレート検出手段２３の出力はほぼ同一線上に位置す
るように各々の入力信号の出力段に設けられた非反転増
幅回路の増幅度を調整することによって設定されてい
る。ここで入力電流一定制御に酷似した制御則（乗算回
路出力一定制御）により乗算回路６７の出力は異常が生
じた際にもフィードバック制御が機能している限りにお
いてはこの実線上から移動することはない。一方点線で
示すスイッチングレート検出手段２３の出力は、この制
御則を成立させるために異常時において二次側電流検出
手段２２の出力が変化するとスイッチングレート検出手
段２３の出力も同時に変化する。このスイッチングレー
ト検出手段２３の出力信号がウィンドウ・コンパレータ
のしきい値(イ)、(ロ)を逸脱したとき異常検知信号を出力
し、インバータ部１の動作を停止させる。

【００５３】そこで、図２１は高圧整流回路１８の高圧
ダイオード２５の両端で絶縁破壊が生じアーク放電状態
となった場合のウインドウ・コンパレータ６６の入力波
形の時間推移を示す。(c)がスイッチングレート検出手
段２３の出力信号、(b)が乗算回路６７の出力信号であ
る。異常発生後アーク放電により端子間の絶縁低下が進
行しカレントトランス２１を通じる短絡閉ループが形成
され二次側電流が増加し、それにつれ二次側電流検出手
段１７の信号が上昇する。しかし正常なフィードバック
制御が機能している状態では乗算回路６７の出力は一定
に制御されているため二次側電流検出手段１７の信号が
上昇した分逆にスイッチングレート検出手段２３の出力
信号が低下しウインドウ・コンパレータ６６の下側のス
レッショルド(ロ)以下になると異常検知に至る。当然こ
れを受け回路動作は停止し燃焼の拡大被害は防止され
る。ここでは特定箇所の絶縁破壊を例にとったが高圧整
流回路１８他の箇所についても同様に乗算回路６７の出
力とスイッチングレート検出手段２３の出力の相対関係
の変化で異常を検出できる。

【００５４】さらに本発明の高周波加熱装置について図
２２の要部回路図を用いて説明する。但し、図１と同一
符号で機能及び構成を同じくするものについては説明を
割愛する。リップル電圧検出手段１７の出力を一定制御
する電力制御に関しては図１で示した発明例と同じであ
る。

【００５５】異常検知回路６３及び制御部１６の回路構
成は図９と全く同一の構成で入力信号として入力Ａはリ
ップル電圧検出手段１７の出力、入力Ｂはスイッチング
レート検出手段２３の出力となっている。この動作を図
２３を用いて説明する。この図は入力電流を横軸にとっ
た時の各信号の相対関係をを示している。リップル電圧
検出手段１７の出力（実線）とスイッチングレート検出
手段２３の出力（点線）はほぼ同一線上に位置するよう
に各々の入力信号の出力段に設けられた非反転増幅回路
の増幅度を調整することによって設定されている。ここ
で入力電流一定制御に酷似した制御則（リップル電圧検
出手段１７の出力一定制御）によりリップル電圧検出手
段１７の出力は異常が生じた際にもフィードバック制御
が機能している限りにおいてはこの線上を移動すること
はない。一方スイッチングレート検出手段２３の出力
は、異常時において二次側電流の出力が変化すると、そ
れと同時にトランジスタ１５のスイッチングレートも変
化する。これをスイッチングレート検出手段２３で検出
し、その出力信号がウィンドウ・コンパレータのしきい
値(イ)、(ロ)を逸脱したとき異常検知信号を出力し、イン
バータ部１の動作を停止させる。

【００５６】そこで、図１１は高圧整流回路１８の高圧
ダイオード２５の両端で絶縁破壊が生じアーク放電状態
となった場合のウインドウ・コンパレータ６６の入力波
形の時間推移を示す。(a)がスイッチングレート検出手
段２３の出力信号、(b)がリップル電圧検出手段１７の
出力信号である。異常発生後アーク放電により端子間の
絶縁低下が進行し短絡閉ループが形成されると最終的に
はマグネトロン７への電力供給が遮断され入力電流即ち
リップル電圧検出手段１７の出力が低下する。これを受
けて電力制御系はこのリップル電圧検出手段１７の出力
を一定に制御するため、パワートランジスタ１５のＯＮ
時間を増加させて入力電流の増加を促す。結果、スイッ
チングレート検出手段２３の出力信号が上昇し、ウイン
ドウ・コンパレータ６６の上側のスレッショルド(イ)を
超え異常検知に至る。当然これを受け回路動作は停止し
燃焼の拡大被害は防止される。ここでは特定箇所の絶縁
破壊を例にとったが高圧整流回路１８他の箇所について
も同様にリップル電圧検出手段１７の出力とスイッチン
グレート検出手段２３の出力の相対関係の変化で異常を
検出できる。

【００５７】さらに本発明の高周波加熱装置について図
２４の要部回路図を用いて説明する。但し、図１と同一
符号で機能及び構成を同じくするものについては説明を
割愛する。リップル電圧検出手段１７の出力を一定制御
する電力制御に関しては図１で示した発明例と同じであ
る。

【００５８】異常検知回路６３及び制御部１６の回路構
成は図２５に示す。バッファ５１に入力される信号は高
周波出力設定手段４２の出力を抵抗８８、８９によって
レベルシフトした信号。そしてウインドウ・コンパレー
タ６６への比較信号（図９での入力Ｂ）は入力Ａのリッ
プル電圧検出手段１７の出力であり、その他の構成につ
いては図９と同じである。

【００５９】この動作をウインドウ・コンパレータ６６
の入力関係を示した図２６を用いて説明する。この図は
入力電流を横軸にとった時の各信号の相対関係をを示し
ている。リップル電圧検出手段１７の出力（点線）と高
周波出力設定手段４２の出力（実線）はほぼ同一線上に
位置するように、各々の入力信号の出力段に設けられた
レベルシフターによって設定されている。ここで高周波
出力設定手段４２の出力は高圧整流回路１８で異常が生
じた際に変化を生じるような因果関係は一切ないことは
自明であり、異常時の実線上からの移動はない。一方リ
ップル電圧検出手段１７の出力は入力電流一定制御に酷
似した制御則（リップル電圧検出手段１７の出力一定制
御）により、異常が生じた際にもフィードバック制御が
機能している限りにおいては点線上を移動することはな
いが、フィードバック制御の制御可能範囲を逸脱したよ
うな異常が生じた際には、抵抗３９、４０、オペアンプ
４１からなる非反転増幅器はバーチャルショート状態を
維持できずリップル電圧検出手段１７の出力が点線上か
ら逸脱することは充分考えられる。この時にはリップル
電圧検出手段１７の出力信号がウィンドウ・コンパレー
タのしきい値(イ)、(ロ)を逸脱し異常検知信号が出力され
て、インバータ部１の動作を停止させる。

【００６０】そこで、図２１は高圧整流回路１８の高圧
ダイオード２５の両端で絶縁破壊が生じアーク放電状態
となった場合のウインドウ・コンパレータ６６の入力波
形の時間推移を示す。(b)が高周波出力設定手段４２の
出力信号、(c)がリップル電圧検出手段１７の出力信号
である。異常発生後アーク放電により端子間の絶縁低下
が進行し短絡閉ループが形成されると最終的にはマグネ
トロン７への電力供給が遮断され入力電流即ちリップル
電圧検出手段１７の出力が低下する。これを受けて電力
制御系はこのリップル電圧検出手段１７の出力を一定に
制御するため、パワートランジスタ１５のＯＮ時間を増
加させて入力電流の増加を促す。しかしフィードバック
制御の制御可能範囲を逸脱するとリップル電圧検出手段
１７の出力を一定に制御することが不可能になり信号は
(c)のように低下していく。結果、リップル電圧検出手
段１７の出力信号がウインドウ・コンパレータ６６の下
側のスレッショルド(ロ)を超え異常検知に至る。当然こ
れを受け回路動作は停止し燃焼の拡大被害は防止され
る。ここでは特定箇所の絶縁破壊を例にとったが高圧整
流回路１８他の箇所についても同様にリップル電圧検出
手段１７の高周波出力設定手段４２の出力との出力の相
対関係の変化で異常を検出できる。

【００６１】

【発明の効果】以上のように本発明の高周波加熱装置に
おいては、以下のような効果が得られる。

【００６２】（１）入力電流を一定に制御するというこ
とにより高周波加熱装置で食品を加熱中常に一定の電磁
波エネルギーが放射されることになり、いつ調理しても
調理時間に大きな時間のバラツキがないという点でユー
ザーにとっては非常に使い勝手が良いものとなる。この
ユーザーにとって非常にメリットの大きい入力電流一定
制御に近い電力制御を、入力電流及び二次側電流を検知
する電流検出手段（カレントトランス）を一切用いずに
実現する低価格な高周波加熱装置を提供することができ
る。

【００６３】（２）リップル電圧検出手段の出力を一定
に制御することによって得られる入力電流一定の電力制
御において、外部要因（ゴキブリ等の昆虫による端子相
互間の接触、結露、塵埃の堆積等）による絶縁劣化によ
って昇圧トランスの二次側の高圧回路で発生するスパー
クやアーク放電を、リップル電圧検出手段と二次側電流
検出手段の出力の相対関係の変移から検出し速やかに回
路動作を停止することによって、発火・発煙という機器
にとって致命的な不安全事故を防止する安全性の高い高
周波加熱装置を提供することができる。

【００６４】（３）乗算回路の出力を一定に制御するこ
とによって得られる入力電流一定制御の電力制御におい
て、外部要因（ゴキブリ等の昆虫による端子相互間の接
触、結露、塵埃の堆積等）による絶縁劣化によって昇圧
トランスの二次側の高圧回路で発生するスパークやアー
ク放電を、乗算回路と二次側電流検出手段の出力の相対
関係の変移から検出し速やかに回路動作を停止すること
によって、発火・発煙という機器にとって致命的な不安
全事故を防止する安全性の高い高周波加熱装置を提供す
ることができる。

【００６５】（４）乗算回路の出力を一定に制御するこ
とによって得られる入力電流一定制御の電力制御におい
て、外部要因（ゴキブリ等の昆虫による端子相互間の接
触、結露、塵埃の堆積等）による絶縁劣化によって昇圧
トランスの二次側の高圧回路で発生するスパークやアー
ク放電を、乗算回路とスイッチングレート検出手段の出
力の相対関係の変移から検出し速やかに回路動作を停止
することによって、発火・発煙という機器にとって致命
的な不安全事故を防止する安全性の高い高周波加熱装置
を提供することができる。

【００６６】（５）リップル電圧検出手段の出力を一定
に制御することによって得られる入力電流一定の電力制
御において、外部要因（ゴキブリ等の昆虫による端子相
互間の接触、結露、塵埃の堆積等）による絶縁劣化によ
って昇圧トランスの二次側の高圧回路で発生するスパー
クやアーク放電をリップル電圧検出手段とスイッチング
レート検出手段の出力の相対関係の変移から検出するこ
とによって速やかに回路動作を停止し、発火・発煙とい
う機器にとって致命的な不安全事故を防止する安全性の
高い高周波加熱装置を提供することができ、かつカレン
トトランスが必要な二次側電流検出手段を用いていない
ため非常に低コストで上記安全性を実現することができ
る。

【００６７】（６）リップル電圧検出手段の出力を一定
に制御することによって得られる入力電流一定の電力制
御において、外部要因（ゴキブリ等の昆虫による端子相
互間の接触、結露、塵埃の堆積等）による絶縁劣化によ
って昇圧トランスの二次側の高圧回路で発生するスパー
クやアーク放電をリップル電圧検出手段と高周波出力設
定手段の出力の相対関係の変移から検出することによっ
て速やかに回路動作を停止し、発火・発煙という機器に
とって致命的な不安全事故を防止する安全性の高い高周
波加熱装置を提供することができ、かつカレントトラン
スが必要な二次側電流検出手段を用いていないためさら
にに低コストで上記安全性を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例における高周波加熱装置の要
部回路図

【図２】同高周波加熱装置のリップル電圧検出手段の回
路図

【図３】同リップル電圧検出手段の各部電圧波形図

【図４】同リップル電圧検出手段の出力の入力電流特性
図

【図５】同高周波加熱装置の制御部の回路図

【図６】同高周波加熱装置の各部電流電圧波形の時間推
移を示す図

【図７】本発明の他の実施例における高周波加熱装置の
要部回路図

【図８】同高周波加熱装置の二次側電流検出手段の回路
図

【図９】同高周波加熱装置の制御部及び異常検知回路の
回路図

【図１０】同異常検知回路におけるウインドウ・コンパ
レータの入力信号の入力電流特性図

【図１１】同ウインドウ・コンパレータの入力信号の高
圧整流回路異常時における時間推移を示す図

【図１２】本発明の他の実施例における高周波加熱装置
の要部回路図

【図１３】同高周波加熱装置の二次側電流検出手段の回
路図

【図１４】同高周波加熱装置の乗算回路の回路図

【図１５】同乗算回路の乗算動作を示す原理図

【図１６】同ウインドウ・コンパレータの入力信号の高
圧整流回路異常時における時間推移を示す図

【図１７】各電力制御方式における入力電流正規化値の
加熱時間推移を示す図

【図１８】本発明の他の実施例における高周波加熱装置
の要部回路図

【図１９】同高周波加熱装置のスイッチングレート検出
手段の回路図

【図２０】同異常検知回路におけるウインドウ・コンパ
レータの入力信号の入力電流特性図

【図２１】同ウインドウ・コンパレータの入力信号の高
圧整流回路異常時における時間推移を示す図

【図２２】本発明の他の実施例における高周波加熱装置
の要部回路図

【図２３】同異常検知回路におけるウインドウ・コンパ
レータの入力信号の入力電流特性図

【図２４】本発明の他の実施例における高周波加熱装置
の要部回路図

【図２５】同高周波加熱装置の制御部及び異常検知回路
の回路図

【図２６】同異常検知回路におけるウインドウ・コンパ
レータの入力信号の入力電流特性図

【図２７】従来の高周波加熱装置の要部回路図

【符号の説明】

１ インバータ部 ２ 商用電源 ３ 昇圧トランス ７ マグネトロン ９ ダイオードブリッジ １０ インダクタ １１ 平滑コンデンサ １５ トランジスタ（半導体素子） １６ 制御部 １７ リップル電圧検出手段 １８ 高圧整流回路 ２０ 単方向電源部 ２２ 二次側電流検出手段 ２３ スイッチングレート検出手段 ４２ 高周波出力検出手段 ６３ 異常検知回路 ６７ 乗算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 酒井 伸一 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 石尾 嘉朗 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−71187（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−225091（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−264194（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−116998（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 6/66 - 6/68

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を単方向電圧に変換するダイオー
   ドブリッジと電流制限用のインダクタと電圧平滑用の平
   滑コンデンサからなる単方向電源部と、少なくとも１個
   の半導体素子を有し、前記半導体素子を高周波でＯＮ／
   ＯＦＦすることにより前記単方向電源部からの電力を高
   周波電力に変換するインバータ部と、前記インバータ部
   の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個
   以上のコンデンサ及びダイオードからなり前記昇圧トラ
   ンスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高
   圧整流部の出力を電磁波として放射するマグネトロン
   と、前記単方向電源部の出力電圧に重畳するリップル電
   圧を検出するリップル電圧検出手段と、前記半導体素子
   を制御する制御部とを備え、前記制御部は前記リップル
   電圧検出手段の出力値を所望値に一定制御すべく前記半
   導体素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する構成とした高周波加熱
   装置。
2. 【請求項２】交流電源を単方向電圧に変換するダイオー
   ドブリッジと電流制限用のインダクタと電圧平滑用の平
   滑コンデンサからなる単方向電源部と、少なくとも１個
   の半導体素子を有し、前記半導体素子を高周波でＯＮ／
   ＯＦＦすることにより前記単方向電源部からの電力を高
   周波電力に変換するインバータ部と、前記インバータ部
   の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個
   以上のコンデンサ及びダイオードからなり前記昇圧トラ
   ンスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高
   圧整流部の出力を電磁波として放射するマグネトロン
   と、前記単方向電源部の出力電圧に重畳するリップル電
   圧を検出するリップル電圧検出手段と、前記マグネトロ
   ンの陽極に結合された枝路に流れる電流を検出する二次
   側電流検出手段と、前記リップル電圧検出手段の出力値
   を所望値に一定制御すべく前記半導体素子をＯＮ／ＯＦ
   Ｆ制御する制御部と、前記リップル電圧検出手段の出力
   と前記二次側電流検出手段の出力が所望の相対関係を逸
   脱したとき異常検知信号を出力する異常検知回路とを備
   え、前記制御部は前記異常検知回路が異常検知信号を出
   力した際は前記半導体素子をＯＦＦまたは一旦ＯＦＦし
   た後再起動する構成とした高周波加熱装置。
3. 【請求項３】交流電源を単方向に変換する単方向電圧に
   変換するダイオードブリッジと電流制限用のインダクタ
   と電圧平滑用の平滑コンデンサからなる単方向電源部
   と、少なくとも１個の半導体素子を有し、前記半導体素
   子を高周波でＯＮ／ＯＦＦすることにより前記単方向電
   源部からの電力を高周波電力に変換するインバータ部
   と、前記インバータ部の出力電圧を昇圧する昇圧トラン
   スと、少なくとも１個以上のコンデンサ及びダイオード
   からなり前記昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整流する
   高圧整流部と、前記高圧整流部の出力を電磁波として放
   射するマグネトロンと、前記マグネトロンの陽極に結合
   された枝路に流れる電流値を検出する二次側電流検出手
   段と、前記二次側電流検出手段の出力と前記半導体素子
   のＯＮ／ＯＦＦデューティー比の積を検出する乗算回路
   と、前記乗算回路の出力を所望値に一定制御すべく前記
   半導体素子を制御する制御部と、前記乗算回路の出力と
   前記二次側電流検出手段の出力が所望の相対関係を逸脱
   したとき異常検知信号を出力する異常検知回路とを備
   え、前記制御部は前記異常検知回路が異常検知信号を出
   力した際は前記半導体素子をＯＦＦまたは一旦ＯＦＦし
   た後再起動する構成とした高周波加熱装置。
4. 【請求項４】交流電源を単方向電圧に変換するダイオー
   ドブリッジと電流制限用のインダクタと電圧平滑用の平
   滑コンデンサからなる単方向電源部と、少なくとも１個
   の半導体素子を有し、前記半導体素子を高周波でＯＮ／
   ＯＦＦすることにより前記単方向電源部からの電力を高
   周波電力に変換するインバータ部と、前記インバータ部
   の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個
   以上のコンデンサ及びダイオードからなり前記昇圧トラ
   ンスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高
   圧整流部の出力を電磁波として放射するマグネトロン
   と、前記半導体素子を高周波でＯＮ／ＯＦＦのデューテ
   ィー比を検出するスイッチングレート検出手段と、前記
   マグネトロンの陽極に結合された枝路に流れる電流値を
   検出する二次側電流検出手段と、前記二次側電流検出手
   段の出力と前記半導体素子のＯＮ／ＯＦＦデューティー
   比の積を検出する乗算回路と、前記乗算回路の出力を所
   望値に一定制御すべく前記半導体素子を制御する制御部
   と、前記乗算回路の出力と前記スイッチングレート検出
   手段の出力とが所望の相対関係を逸脱したとき異常検知
   信号を出力する異常検知回路とを備え、前記制御部は前
   記異常検知回路が異常検知信号を出力した際は前記半導
   体素子をＯＦＦまたは一旦ＯＦＦした後再起動する構成
   とした高周波加熱装置。
5. 【請求項５】交流電源を単方向電圧に変換するダイオー
   ドブリッジと電流制限用のインダクタと電圧平滑用の平
   滑コンデンサからなる単方向電源部と、少なくとも１個
   の半導体素子を有し、前記半導体素子を高周波でＯＮ／
   ＯＦＦすることにより前記単方向電源部からの電力を高
   周波電力に変換するインバータ部と、前記インバータ部
   の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個
   以上のコンデンサ及びダイオードからなり前記昇圧トラ
   ンスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高
   圧整流部の出力を電磁波として放射するマグネトロン
   と、前記単方向電源部の出力電圧に重畳するリップル電
   圧を検出するリップル電圧検出手段と、前記マグネトロ
   ンの陽極に結合された枝路に流れる電流値を検出する二
   次側電流検出手段と、前記半導体素子のＯＮ／ＯＦＦデ
   ューティー比を検出するスイッチングレート検出手段
   と、前記リップル電圧検出手段の出力を所望値に一定制
   御すべく前記半導体素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御部
   と、前記リップル電圧検出手段の出力と前記スイッチン
   グレート検出手段の出力とが所望の相対関係を逸脱した
   とき異常検知信号を出力する異常検知回路とを備え、前
   記制御部は前記異常検知回路が異常検知信号を出力した
   際は前記半導体素子をＯＦＦまたは一旦ＯＦＦした後再
   起動する構成とした高周波加熱装置。
6. 【請求項６】交流電源を単方向電圧に変換するダイオー
   ドブリッジと電流制限用のインダクタと電圧平滑用の平
   滑コンデンサからなる単方向電源部と、少なくとも１個
   の半導体素子を有し、前記半導体素子を高周波でＯＮ／
   ＯＦＦすることにより前記単方向電源部からの電力を高
   周波電力に変換するインバータ部と、前記インバータ部
   の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、少なくとも１個
   以上のコンデンサ及びダイオードからなり前記昇圧トラ
   ンスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高
   圧整流部の出力を電磁波として放射するマグネトロン
   と、前記単方向電源部の出力電圧に重畳するリップル電
   圧を検出するリップル電圧検出手段と、高周波電力を決
   める基準電圧を設定する高周波出力設定手段と、前記リ
   ップル電圧検出手段の出力値を所望値に一定制御すべく
   前記半導体素子を制御する制御部と、前記リップル電圧
   検出手段の出力値と高周波出力設定手段の出力とが所望
   の相対関係を逸脱したとき異常検知信号を出力する異常
   検知回路とを備え、前記制御部は前記異常検知回路が異
   常検知信号を出力した際は前記半導体素子をＯＦＦまた
   は一旦ＯＦＦした後再起動する構成とした高周波加熱装
   置。