DE69727188T2

DE69727188T2 - Stromversorgungsgerät

Info

Publication number: DE69727188T2
Application number: DE69727188T
Authority: DE
Inventors: Kiyokazu Fujisawa-shi Nagahara
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-10-28
Filing date: 1997-10-28
Publication date: 2004-11-11
Anticipated expiration: 2017-10-29
Also published as: CN1187062A; EP0838893B1; KR19980033209A; US5959857A; DE69727188D1; EP0838893A2; KR100516800B1; EP0838893A3; JPH10136653A; MY121655A; SG54588A1; CN1068995C; JP3531385B2; ID18717A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Stromversorgungs- bzw. Energiequellengerät, das geeignet ist, beispielsweise in ganzen elektronischen Geräten, die einen extensiven Bereich einer kommerziellen Eingangswechselspannung haben, verwendet zu werden.
Eine auf der ganzen Welt verwendete Energiequellenspannung ist grob in einen 100 V-Bereich und einen 200 V-Bereich geteilt. Deshalb besteht für ein elektronisches Gerät, das ohne spezifizierte Bestimmung bzw. spezifizierten Bestimmungsort verfrachtet wird, eine Notwendigkeit derart, dass das Gerät ungeachtet dessen, welche der Energiequellenspannungen daran angelegt wird, normal arbeitet. Wenn jedoch das Energiequellengerät beispielsweise durch einen Wechselstrom-Gleichstrom- bzw. AC-DC-Wandler strukturiert ist, betsteht die Befürchtung, dass Verluste in Teilen eines Schaltelements, Transformators und dergleichen abhängig von einem System der verwendeten Energiequelle zunehmen.
Deshalb ist in einem Energiequellengerät, das bei einem solchen elektronischen Gerät in Gebrauch gewesen ist, in der Technik eine beispielsweise in den 1 und 2 der beigefügten Zeichnungen gezeigte Anordnung verwendet worden. Das heißt, in einer Anordnung der 1 wird eine Wechselstrom- bzw. AC-Eingangsspannung von einer kommerziellen Energiequelle 100 und dergleichen durch eine Diodenbrückenschaltung 101 in der vollen Welle gleichgerichtet. Nachdem das gleichgerichtete Ausgangssignal geglättet ist, wird durch Verwendung mehrerer Gleichstrom-Gleichstrom- bzw. DC-DC-Wandler 102, 102 eine Gleichstrom- bzw. DC-Ausgangsspannung erhalten. Entsprechend dieser Anordnung können die totalen Verluste durch Teilen einer Last in die mehreren DC-DC-Wandler reduziert werden.
Auch wird bei der in 2 gezeigten Anordnung die Glättungswirkung durch eine Reihenschaltung eines Paars Kondensatoren 104, 105 durchgeführt, und gleichzeitig wird ein Verbindungsmittelpunkt der Kondensatoren 104, 105 durch einen Schalter 106 mit einem Wechselstrom- bzw. RC-Eingangsanschluss der Diodenbrückenschaltung 101 verbunden. Dann wird der Schalter 106 abhängig von einer Spannung am AC-Eingangsanschluss gesteuert, so dass eine Gleichrichtung von einer primären Seite zu einer Doppelspannungsgleichrichtung in einem 100 V-System und zur Vollwellengleichrichtung in einem 200 V-System umgeschaltet wird, was dem DC-DC-Wandler zugeführte Spannungen gleich macht, so dass durch den einzelnen DC-DC-Wandler 102 eine effiziente Steuerung durchgeführt werden kann.
Bei dem System, bei welchem wie in 1 gezeigt mehrere Wandler vorgesehen sind, gibt es jedoch eine Zunahme in der Zahl von Teilen im Vergleich zu einem System, das aus einem einzelnen Wandler aufgebaut ist, und folglich eine Zunahme bei Herstellungskosten. Auch bei dem in 2 gezeigten Gleichrichtungs-Umschaltsystem gibt es in dem Fall, bei dem beispielsweise eine Doppelspannungsgleichrichtung im 200-Volt-System eingeleitet wird, aufgrund einer Abnormität eine Möglichkeit bzw. Wahrscheinlichkeit, dass ein gleichgerichtetes Ausgangssignal nahezu 800 V erreicht, bei der größten Notwendigkeit solcher Gegenmaßnahmen wie das Bereitstellen einer spezifischen Sicherheitseinrichtung und dergleichen zur Vermeidung einer Beschädigung bei einem Schaltelement und eines Unfalls.
Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltungen sind beispielsweise in US 4656571 und US 5119283 beschrieben.
Das heißt, in einem Bereich, bei dem ein Zustand der Energiequelle instabil ist, können beispielsweise etwa ±10% in Fluktuationen einer nominalen Energiequellenspannung gewöhnlich auftreten. In diesem Fall besteht beispielsweise die Befürchtung, dass eine Energiequelle in einem 200 V-System fehlerhaft als das im 100 V-System detektiert wird, und in einem Umschaltzustand zur Doppelspannungsgleichrichtung nähert sich, wenn eine Spannung der 200 V-Seite schnell ansteigt, das gleichgerichtete Ausgangssignal möglicherweise 800 V als das größte.
Alternativ dazu, obgleich ausgeführt wird, dass der Steuerbereich um einen einzelnen Wandler expandiert wird, erfordert dies unvermeidlich Schaltelemente und den in der Baugröße großen Transformator und bringt eine große Bemessung der ganzen Geräte und eine Verschlechterung der Transformationseffizienz des Energiequellengeräts selbst mit sich.
Ein Energieversorgungsgerät mit einem Hochspannungstransformator und Relais zum automatischen Wählen zwischen zwei Spannungspegeln ist in EP 0477883 beschrieben.
Hinsichtlich solcher Aspekte ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Energiequellengerät bereitzustellen, welches das Problem lösen kann, dass bei einem Energiequellengerät eines elektronischen Geräts, das ohne spezifizierte Bestimmung verfrachtet wird, Probleme wie beispielsweise ein großbemessenes Gerät, eine Verschlechterung einer Transformationseffizienz und die Befürchtung, dass eine Ausgangsspannung extrem hoher Spannung aufgrund einer Abnormität ausgegeben wird, aufgetreten sind.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Energiequellengerät eines, bei dem ein Erregerstrom einer primärseitigen Wicklung eines isolierenden Wandlertransformators von einem Schaltelement geschaltet wird und ein Oszillationszustand einer mit dem Schaltelement verbundenen Oszillationssteuerschaltung entsprechend einer sekundärseitigen Ausgangsspannung des isolierenden Wandlertransformators gesteuert wird, um die sekundärseitige Ausgangsspannung so zu steuern, dass sie eine konstante Spannung ist. Unter der Steuerung der Oszillationssteuerschaltung wird ein Zuführungspfad des Erregerstroms zwischen zwei Moden aus einer Vollbrückenaktion und einer Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion umgeschaltet.
Die Erfindung wird nun weiter mittels eines Beispiels beschrieben, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen, in denen:
1 eine schematische Darstellung ist, die eine Anordnung eines Energiequellengeräts zeigt;
2 eine schematische Darstellung ist, die eine Anordnung eines anderen Energiequellengeräts zeigt;
3 eine schematische Darstellung ist, die eine Anordnung eines Energiequellengeräts, auf das beispielsweise die vorliegende Erfindung angewendet ist, zeigt;
4a bis 4j Wellenformdiagramme sind, die zur Erläuterung des Energiequellengeräts gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
5a bis 5c schematische Darstellungen sind, die zur Erläuterung des Energiequellengeräts gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
6a bis 6c schematische Darstellungen sind, die zur Erläuterung des Energiequellengeräts gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
7A bis 7M Wellenformdiagramme sind, die zur Erläuterung des Energiequellengeräts gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
8A bis 8M Wellenformdiagramme sind, die zur Erläuterung des Energiequellengeräts gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden; und
9 ein Charakteristikdiagramm ist, das zur Erläuterung des Energiequellengeräts gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet wird.
Ein Energiequellengerät gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Energiequellengerät, bei dem ein Erregerstrom einer primärseitigen Wicklung eines isolierenden Wandlertransformators durch ein Schaltelement geschaltet wird und ein Oszillationszustand einer mit dem Schaltelement verbundenen Oszillationsschaltung abhängig von einer sekundärseitigen Ausgangsspannung des isolierenden Wandlertransformators gesteuert wird, so dass die sekundärseitige Ausgangsspannung so gesteuert wird, dass sie eine konstante Spannung ist, das derart ausgebildet ist, dass ein Zuführungspfad des Erregerstroms durch Steuerungen der Oszillationssteuerschaltung zwischen zwei Moden aus einer Vollbrückenaktion und einer Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion umgeschaltet wird.
Nachfolgend wird die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen erläutert. 3 ist ein Blockschaltbild, das eine Anordnung eines Beispiels eines Energiequellengeräts zeigt, auf das die vorliegende Erfindung angewendet ist. In der 3 ist eine Wechselstrom- bzw. AC-Eingangsenergiequelle 1 mit beiden Enden einer Wechselstrom- bzw. AC-Eingangsseite einer Diodenbrücke 2 verbunden. Ein Glättungskondensator 3 ist zwischen einem plusseitigen Ausgangsende und einem minusseitigen Ausgangsende der Diodenbrücke 2 vorgesehen, und gleichzeitig ist das minusseitige Ausgangsende der Diodenbrücke 2 geerdet.
Außerdem ist das plusseitige Ausgangsende der Diodenbrücke 2 durch zwei Paare von Serienschaltungen aus zwei Transistorschaltelementen 4a, 4b und 4c, 4d geerdet. Deshalb ist jede der Serienschaltungen dieser zwei Paare aus den Schaltelementen 4a, 4b und 4c, 4d zwischen das plusseitige Ausgangsende und das minusseitige Ausgangsende der Diodenbrücke 2 geschaltet.
Zwischen Mittelpunkten der Serienschaltungen dieser Schaltelemente 4a, 4b und 4c, 4d ist eine Serienschaltung aus einer primärseitigen Wicklung 5a eines isolierenden Wandlertransformators 5 und eines Resonanzkondensators 6 vorgesehen. Beide Enden einer sekundärseitigen Wicklung 5b des isolierenden Wandlertransformators sind mit beiden Enden einer Wechselstrom- bzw. AC-Eingangsseite einer Diodenbrücke 7 verbunden, und zwischen einem plusseitigem Ausgangsende und einem minusseitigem Ausgangsende der Diodenbrücke 7 ist ein Glättungskondensator 8 vorgesehen. Das plusseitige Ausgangsende und das minusseitige Ausgangsende der Diodenbrücke 7 sind mit einer Last 9 verbunden.
Außerdem ist eine Widerstände 10a und 10b aufweisende Spannungsteilerschaltung 10 zwischen dem plusseitigem Ausgangsende und dem minusseitigem Ausgangsende der Diodenbrücke 7 vorgesehen. Ein Spannungsteilungspunkt der Spannungsteilerschaltung 10 ist mit einem Eingang eines Fehlerverstärkers 11 verbunden, und gleichzeitig ist eine Referenzspannungsquelle 12 mit dem anderen Eingang des Fehlerverstärkers 11 verbunden.
Auch ist das plusseitige Ausgangsende der Diodenbrücke 7 durch eine Widerstand 13 mit einem Ende einer einen Photokoppler 14 bildenden Lichtemissionsdiode 14a verbunden, und das andere Ende der Lichemissionsdiode 14a ist mit einem Ausgang des Fehlerverstärkers 11 verbunden. Außerdem ist ein Emitter eines den Photokoppler 14 bildenden Phototransistors geerdet, und sein Kollektor ist durch einen Widerstand 15 mit einem Steueranschluss einer Oszillationssteuerschaltung 16 verbunden.
Dann sind Ausgänge der Oszillationssteuerschaltung 16 mit Antriebs- bzw. Steuerschaltungen 17a, 17b der Schaltelemente 4a, 4b verbunden und auch durch Widerstände 18a, 18b mit Antriebs- bzw. Steuerschaltungen 17c, 17d der Schaltelemente 4c, 4d verbunden.
Als ein Resultat wird die an die Last 9 anzulegende DC-Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des isolierenden Wandlertransformators 5 detektiert, und ein detektiertes Signal wird durch den Photokoppler 14 dem Steueranschluss der Oszillationssteuerschaltung 16 zugeführt. Dann wird ein entsprechend dem von der Oszillationssteuerschaltung 16 detektierten Signal gebildetes Steuerimpulssignal den Schaltelementen 4a, 4b, 4c, 4d zugeführt, und ein Schalten jedes Schaltelements wird gesteuert. Insbesondere wird eine solche Steuerung ausgeführt, dass beim Spannungsteilungspunkt der Spannungsteilerschaltung 10 ein elektrisches Potential mit dem Potential der Referenzspannungsquelle 12 koinzidiert.
Außerdem ist das plusseitige Ende der oben erwähnten Diodenbrücke 2 durch eine Widerstände 19a, 19b aufweisende Spannungsteilerschaltung 19 geerdet, und der Spannungsteilungspunkt derselben ist mit einem Inversionseingang eines Komparators 20 verbunden. Auch ist ein Energiequellenanschluss einer Spannung Vcc durch eine Widerstände 21a, 21b aufweisende Spannungsteilerschaltung 21 geerdet, und der Spannungsteilungspunkt derselben ist mit einem Nichtinversi onseingang des Komparators 20 verbunden. Ein Ausgang des Komparators 20 ist durch einen Widerstand 22 mit dem Energiequellenanschluss der Spannung Vcc sowie durch einen Widerstand 23 mit dem Nichtinversionseingang verbunden.
Deshalb wird beispielsweise wie in 4A gezeigt ein niedriges elektrisches Potential vom Komparator 20 abgeleitet, wenn ein elektrisches Spannungsteilungspotential der Spannungsteilerschaltung 19, das abhängig von einem elektrischen Potential des plusseitigen Ausgangsendes der Diodenbrücke 2 bestimmt wird, höher ist als ein beim Spannungsteilungspunkt der Spannungsteilerschaltung 21 erhaltenes vorbestimmtes elektrisches Potential, und wenn das elektrische Spannungsteilungspotential niedriger ist, wird ein hohes elektrisches Potential abgeleitet. Da außerdem der Ausgang des Komparators 20 zu seinem Nichtinversionseingang positiv rückgekoppelt ist, ist eine Inversionsaktion des hohen elektrischen Potentials und des niedrigen elektrischen Potentials des Ausgangs mit einer Hysterese gegeben.
Auch ist der Ausgang des Komparators 20 mit einem Inversionseingang eines Komparators 24 verbunden, und zur gleichen Zeit ist der Energiequellenanschluss der Spannung Vcc durch eine Widerstände 25a, 25b aufweisende Spannungsteilerschaltung 25 geerdet und ist der Spannungsteilungspunkt derselben ist mit einem Nichtinversionseingang des Komparators 24 verbunden. Außerdem ist der Ausgang des Komparators 24 durch einen Widerstand 26 mit dem Energiequellenanschluss der Spannung Vcc verbunden. Deshalb wird das Ausgangssignal des Komparators 20 vom Komparator 24, wie 4B zeigt, in einem invertiertem Zustand abgeleitet.
Das heißt, wenn bei diesem Gerät das elektrische Potential am plusseitigen Ausgangsende der Diodenbrücke 2 kleiner als der oben erwähnte Wert ist, wird es wie auf der linken Seite in den 4A bis 4J gezeigt. Wenn das elektrische Potential am plusseitigen Ausgangsende höher als der oben erwähnte vorbestimmte Wert ist, wird es auch wie auf der rechten Seite in den 4A bis 4J gezeigt. Und der Ausgang des Komparators 20 ist durch eine Diode 27a einer Rückwärts richtung mit einem verbindenden Mittelpunkt zwischen dem Widerstand 18a und der Steuerschaltung 17c verbunden, und der Ausgang des Komparators 24 ist durch eine Diode 27b einer Vorwärtsrichtung mit einem verbindenden Mittelpunkt zwischen dem Widerstand 18b und der Steuerschaltung 17d verbunden.
Deshalb sind bei diesem Gerät, wenn das oben erwähnte elektrische Potential am plusseitigen Ausgangsende niedriger als der vorbestimmte Wert ist, die Dioden 27a, 27b beide ausgeschaltet. Als ein Resultat werden den Steuerschaltungen 17a–17d beispielsweise und wie bei den linken Seiten der 4C bis 4F jeweils gezeigt Steuerimpulssignale von der Oszillationssteuerschaltung 16 so wie sie sind zugeführt. Von den Steuerschaltungen 17a–17d werden die oben erwähnten Steuerimpulssignale, wie bei den linken Seiten der 4G bis 4J jeweils gezeigt, so wie sie sind abgeleitet und den Schaltelementen 4a–4d zugeführt.
Wenn andererseits das elektrische Potential am oben erwähnten plusseitigen Ausgangsende höher als der vorbestimmte Wert ist, sind die Dioden 27a, 27b eingeschaltet. Als ein Resultat ist ein Eingang der Steuerschaltung 17c auf ein wie bei der rechten Seite der 4E gezeigtes niedriges Potential voreingestellt, und ein Eingang der Steuerschaltung 17d ist auf ein wie bei der rechten Seite der 4F gezeigtes hohes elektrisches Potential voreingestellt. Indessen werden den Eingängen der Steuerschaltungen 17a, 17b die wie auf den rechten Seiten der 4C und 4D jeweils gezeigten Ausgangssignale der Oszillationssteuerschaltung 16 so wie sie sind zugeführt.
Gegenüber diesen Eingängen werden von den Steuerschaltungen 17a, 17b, wie die 4G und 4H jeweils zeigen, die oben erwähnten Steuerimpulssignale so wie sie sind ausgegeben und den Schaltelementen 4a und 4b zugeführt. Indessen wird von der Steuerschaltung 17c, wie auf der rechten Seite der 4I gezeigt, ein Ausgangssignal, das auf ein niedriges elektrisches Signal fixiert ist, ausgegeben und dem Schaltelement 4c zugeführt. Auch wird von der Steuerschaltung 17d, wie auf der rechten Seite der 4J gezeigt, ein Aus gangssignal, das auf ein hohes elektrisches Signal fixiert ist, ausgegeben und dem Schaltelement 4d zugeführt.
Als ein Resultat werden bei dem in 3 gezeigten Gerät, wenn das elektrische Potential am oben erwähnten plusseitigen Ausgangsende niedriger als der vorbestimmte Wert ist, die 4-Transistorschaltelemente 4a–4d so gesteuert, dass sie alternierend ein- und ausschalten, und das Gerät ist in eine Vollbrückenaktion gesetzt. Das heißt in diesem Fall wird eine Schaltungsanordnung bei einem wesentlichen Abschnitt das, was 5A zeigt, und wenn die Schaltelemente 4a, 4b eingeschaltet sind, wird ein Strom veranlasst, wie in 5B durch einen Pfeil gezeigt zu fließen, während wenn die Schaltelemente 4b, 4c eingeschaltet sind, der Strom veranlasst wird, wie in 5C durch einen Pfeil gezeigt zu fließen.
In diesem Fall wird eine von der AC-Eingangsspannung (in der Figur nicht gezeigt) gebildete Gleichstrom- bzw. DC-Eingangsspannung V_in geteilt und der Wicklung 5a und dem Resonanzkondensator 6 zugeführt. Das heißt unter der Annahme, dass eine an die Wicklung 5a angelegte Spannung gleich V11 ist und eine an den Resonanzkondensator 6 angelegte Spannung gleich V_c1 ist, wird die folgende Gleichung (1) aufgestellt. V11 + Vc1 = Vin (1)
Wenn indessen das elektrische Potential auf dem oben erwähnten plusseitigen Ausgangsende höher als der vorbestimmte Wert ist, ist das Schaltelement 4c auf einen Aus-Zustand fixiert, während das Schaltelement 4d auf einen Ein-Zustand fixiert ist, und das Gerät ist in die Halbbrückenaktion gesetzt. Auch werden die Schaltelemente 4a, 4b veranlasst, alternierend ein- und auszuschalten, und sie sind in den Eintaktgegentakt gesetzt. Deshalb wird in diesem Fall eine Schaltungsanordnung bei einem wesentlichen Abschnitt wie in 6A, und wenn das Schaltelement 4a eingeschaltet ist, wird ein Strom veranlasst, wie in 6B durch einen Pfeil gezeigt zu fließen, während wenn das Schaltelement 4b eingeschaltet ist, der Strom veranlasst wird, wie in 6C durch einen Pfeil gezeigt zu fließen.
In diesem Fall wird eine halbe Spannung der DC-Eingangsspannung V_in bei einer Position des Schaltelements 4d durch den Eintaktgegentakt gebildet, und unter der Annahme, dass eine an die Wicklung 5a angelegte Spannung gleich V12 ist und eine an den Resonanzkondensator 6 angelegt Spannung gleich V_c2 ist, wird die folgende Gleichung (2) aufgestellt.
Das heißt in diesem Fall ist, wie es aus den oben erwähnten Gleichung (1), (2) ersichtlich ist, wenn die oben erwähnten DC-Eingangsspannungen V_in die gleichen sind, in der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion die an die Wicklung 5 und den Resonanzkondensator 6 angelegte Spannung gleich 1/2 der zu einer Zeit der Vollbrückenaktion.
Um dann Gebrauch von den Charakteristiken zu machen, beispielsweise durch Einstellen der Vollbrückenaktion, wenn die AC-Eingangsspannung gleich 100 V ist, und durch Umschalten in die Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion, wenn die AC-Eingangsspannung gleich 200 V ist, kann eine an die primärseitige Wicklung 5a des Isolationswandlertransformators 5 gleich gemacht werden. In diesem Fall kann, da eine an der sekundärseitigen Wicklung 5b ausgegebene Spannung gleich wird, ein Steuerbereich zur Stabilisierung der DC-Ausgangsspannung relativ zur AC-Eingangsspannung wesentlich erweitert werden.
Das heißt, es werden in diesem Gerät in der Vollbrückenaktion während einer Nichtlast (eine gestrichelte Linie) zu einer leichten Last Wellenformen an jeweiligen Abschnitten wie in den 7A bis 7M gezeigt. Hier werden den Schaltelementen 4a bis 4d jeweils beispielsweise die wie in den 7A bis 7D gezeigten Steuerimpulssignale zugeführt, und ihr Schalten wird durchgeführt. In diesem Fall ist beispielsweise zwischen einer Drain und einer Source des Schaltelements 4d eine Spannung gebildet wie in 7E gezeigt.
Des Weiteren werden zwischen der Drain und der Source der Schaltelemente 4a–4d beispielsweise in den 7F bis 7I gezeigte Ströme jeweils veranlasst, zu fließen. Als ein Resultat wird ein wie in 7J gezeigter Strom veranlasst, durch die primärseitige Wicklung 5a zu fließen, und über dem Resonanzkondensator 6 wird eine in 7K gezeigte Spannung gebildet. Dann wird über der primärseitigen Wicklung 5a eine in 7L gezeigte Spannung erzeugt, und ein in 7M gezeigter Strom wird veranlasst, durch die sekundärseitige Wicklung 5b zu fließen.
Indessen werden in der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion zu den Zeiten der Nichtlast (eine gestrichelte Linie) zur leichten Last Wellenformen an den jeweiligen Teilen wie in den 8A bis 8M gezeigt. Hier werden wie in den 8A bis 8D gezeigte Steuerimpulssignale jeweils den Schaltelemente 4a–4d zugeführt, und ihr Schalten wird eingeleitet. Und in diesem Fall wird beispielsweise zwischen der Drain und der Source des Schaltelements 4d eine in 6E gezeigte Spannung gebildet.
Des Weiteren werden zwischen der Drain und der Source der Schaltelemente 4a–4d in den 8F bis 8I gezeigte Ströme veranlasst, jeweils zu fließen. Als ein Resultat wird ein in 8J gezeigter Strom veranlasst, durch die primärseitige Wicklung 5a zu fließen, und am Resonanzkondensator 6 wird eine in 8K gezeigte Spannung erzeugt. Dann wird über der primärseitigen Wicklung 5a eine in 8L gezeigt Spannung erzeugt, und ein in 8M gezeigter Strom wird veranlasst, durch die sekundärseitige Wicklung 5b zu fließen.
Die Wellenformen der durch die primärseitige Wicklung 5a fließenden und wie in den 7J und 8J gezeigten Ströme sowie die folgenden Wellenformen werden gänzlich gleich. Deshalb werden beispielsweise durch Umschalten zur Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion, wenn die AC-Eingangsspannung zweifach wird, an die primärseitige Wicklung 5a des isolierenden Wandlertransformators 5 angelegte Spannungen gleich gemacht, und ein Steuerbereich zur Stabilisierung der DC-Ausgangsspannung relativ zur AC-Eingangsspannung kann wesentlich erweitert werden.
Deshalb kann bei diesem Gerät durch Umschalten des Zuführungsweges des Erregerstromes in zwei Moden oder zwischen der Vollbrückenaktion und der Eintaktgegentakt- und Halbbrü ckenaktion eine konstant effiziente Umwandlung mit einer einfachen Anordnung durchgeführt werden, und kann zur gleichen Zeit die Befürchtung, dass eine Ausgangsspannung extrem hoher Spannung aufgrund einer Abnormität ausgegeben wird, beseitigt werden.
Das heißt, gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein Energiequellengerät durch einen einzelnen AC-DC-Wandler relativ zu der zweifachen Änderung in der AC-Eingangsspannung gebildet werden, was seine Anordnung einfach macht und zur gleichen Zeit eine Anordnung des AC-DC-Wandlers einfach macht sowie seine Umwandlungseffizienz durch Gleichmachen einer an den AC-DC-Wandler angelegten Spannung gegenüber der zweifachen Änderung der AC-Eingangsspannung vergrößert.
Auch besteht gemäß der vorliegenden Erfindung, da die doppelte Spannungsgleichrichtung, die beim konventionellen Gerät verwendet wird, nicht durchgeführt wird, keine Befürchtung, dass eine Ausgangsspannung extrem hoher Spannung aufgrund einer Abnormität ausgegeben wird und demgemäss keine Notwendigkeit, eine Sicherheitseinrichtung und dergleichen, die beim konventionellen Gerät als notwendig angesehen wird, vorzusehen. Außerdem kann durch eine einfache Anordnung eine konstant effiziente Umwandlung durchgeführt werden.
Außerdem wird beim oben erwähnten Gerät unter der Annahme, dass Widerstandswerte der Widerstände 21a, 21b, 22, 23 jeweils als R1, R2, R3, R4 genommen sind, eine Spannung Vb1 an einem Umschaltpunkt, wenn die Vollbrückenaktion zur Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion umgeschaltet wird, wie folgt.
Auch ist eine Spannung Vb2 an einem Punkt eines Umschaltens von der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion in die Vollbrückenaktion wie folgt.
Dann werden bei dem oben erwähnten Gerät die Widerstandswerte R1, R2, R3, R4 der Widerstände 21a, 22b, 22, 23 jeweils so gewählt, dass Spannungen am Umschaltpunkt Vb1 > Vb2 werden, was macht, dass die oben erwähnte Umschaltaktion eine Hysterese besitzt. Infolgedessen ist es durch diese Hysterese möglich, dass ein gegenseitiges Umschalten nicht häufig vorkommt, und Aktionen des Geräts können stabilisiert werden.
Auch wird bei dem oben erwähnten Gerät, wenn das Ausgangssignal des Komparators 24 ein hohes elektrisches Potential ist und ein Eingangssignal zur Steuerschaltung 17d auf ein hohes elektrisches Signal voreingestellt ist (auf der rechten Seite in den 4A bis 4J), ein Bodenwert bzw. unterer Wert eines Eingangssignals zur Steuerschaltung 17d (in 4F gezeigt) durch Widerstandswerte der Widerstände 18b und 26 bestimmt. Deshalb werden die Widerstandswerte der oben erwähnten Widerstände 18b und 26 so bestimmt, dass dieser untere Wert entschieden wird, ein hohes elektrisches Potential an der Steuerschaltung 17d zu sein.
Des Weiteren wird bei dem oben erwähnten Gerät eine Primärresonanzimpedanzkurve des Isolationswandlertransformators 5 wird, was in 9 gezeigt ist. In 9 ist ein Wert f0 eine primärseitige Resonanzfrequenz des Isolationswandlertransformators 5. Wenn angenommen wird, dass eine Induktanz der primärseitigen Wicklung 5a gleich L1 ist und eine Kapazität des Resonanzkondensators 6 gleich C1 ist, wird die folgende Gleichung (5) aufgestellt.
Auch ist in 9 ein Wert f_s eine Oszillationsfrequenz der Oszillationssteuerschaltung 16, und ein Wert f_s(L) zeigt eine Minimumoszialltionsfrequenz an, während ein Wert f_s(H) eine Maximumsoszillationsfrequenz anzeigt.
Und in 9 sind Steuerungen in einem Fall einer Verwendung einer oberen Seite der oben erwähnten Resonanzimpedanzkurve wie folgt.
Das heißt, wenn die Spannung am Spannungsteilungspunkt der Spannungsteilerschaltung 10 höher als die Referenzspannung von der Referenzspannungsquelle 12 ist, wird dieser Fakt vom Fehlerverstärker 11 detektiert, so dass der durch den Widerstand 15 fließende Strom mittels des Photokopplers 14 erhöht wird. Als ein Resultat wird eine solche Steuerung ausgeführt, dass die Oszillationsfrequenz f_s des Steuerimpulses aus der Oszillationssteuerschaltung 16 hoch gemacht und die Oszillationsfrequenzen der Steuerschaltungen 17a–17d hoch werden, so dass die primärseitige Resonanzimpedanz des isolierenden Wandlertransformators 5 größer wird, was den durch die primärseitige Wicklung 5a fließenden Erregerstrom kleiner und die DC-Ausgangsspannung niedriger macht.
Wenn indessen die Spannung am Spannungsteilungspunkt der Spannungsteilerschaltung 10 niedriger als die Referenzspannung von der Referenzspannungsquelle 12 wird, wird dieser Fakt vom Fehlerverstärker 11 detektiert, und der durch den Widerstand 15 fließende Strom wird mittels des Photokopplers 14 erniedrigt. Als ein Resultat wird die Oszillationsfrequenz f_s des Steuerimpulses der Oszillationssteuerschaltung 16 erniedrigt, und die Oszillationsfrequenzen der Steuerschaltungen 17a–17d werden erniedrigt, so dass die primärseitige Resonanzimpedanz des isolierenden Wandlertransformators 5 kleiner wird. Infolgedessen wird eine solche Steuerung ausgeführt, dass der durch die primärseitige Wicklung 5a fließende Erregerstrom größer gemacht wird und die DC-Ausgangsspannung höher wird.
Auf diese Weise wird die an die Last 9 angelegte DC-Ausangsspannung auf der Sekundärseite des isolierenden Wandlertransformators 5 detektiert, und dieses detektierte Signal wird durch den Photokoppler 14 dem Steueranschluss der Oszillationssteuerschaltung 16 zugeführt. Die von der Oszillationssteuerschaltung 16 gemäß dem detektierten Signal gebildeten Steuerimpulssignale werden den Schaltelementen 4a–4d zugeführt, um jeweils ihr Schalten zu steuern. Als ein Resultat wird das elektrische Potential am Spannungsteilungspunkt der Spannungsteilerschaltung 10 so gesteuert, dass sie gleich dem elektrischen Potential der Referenzspannungsquelle 12 ist.
Des Weiteren können im oben erwähnten Energiequellengerät in 3 zu einer Zeit eines gegenseitigen Umschaltens zweier Moden der Vollbrückenaktion und der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion durch Unterdrücken des durch jedes der Schaltelemente 4a–4d fließenden Stroms Steuerungen zur Stabilisierung des Umschaltens ausgeführt werden.
Das heißt, in 3 ist der Ausgang des Komparators 20 durch eine Diode 28 einer Rückwärtsrichtung mit einem Ende eines Widerstandes 29 verbunden, und das andere Ende des Widerstandes 29 ist durch einen Kondensator 30 mit einer Basis eines Transistors 31 verbunden. Auch ist der Energiequellenanschluss der Spannung Vcc durch einen Widerstand 32 mit einem verbindenden Mittelpunkt zwischen dem Widerstand 29 und dem Kondensator 30 verbunden. Außerdem ist ein Emitter des Transistors 31 geerdet, und zwischen der Basis des Transistors 31 und der Erde ist eine Parallelschaltung einer Diode 33 einer Rückwärtsrichtung und eines Widerstandes 34 vorgesehen. Auch ist ein Kollektor des Transistors 31 durch den Widerstand 15 mit der Oszillationssteuerschaltung 16 verbunden.
Deshalb wird bei dieser Schaltung, wenn es ein Umschalten von der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion in die Vollbrückenaktion gibt, der Ausgang des Komparators 20 von einem niedrigen elektrischen Potential in ein hohes elektrisches Potential umgeschaltet. Als ein Resultat wird die Diode 28 ausgeschaltet, und während der Kondensator 30 durch den Widerstand 32 und den Kondensator 30 geladen wird, wird der Basis des Transistors 31 vom Energiequellenanschluss der Spannung Vcc ein Strom zugeführt, was den Transistor 31 eingeschaltet macht, und die Oszillationsfrequenz der Oszillationssteuerschaltung 16 wird während dieser Periode höher.
Wenn die Vollbrückenaktion zur Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion zurückkehrt, wird, da der Ausgang des Komparators 20 vom hohen elektrischen Potential auf das niedrige elektrische Potential umschaltet, eine elektrische Ladung im Kondensator 30 durch die Diode 28 und den Widerstand 29 ent laden. Als ein Resultat kann in dem Moment, wenn immer es ein Umschalten zu der Vollbrückenaktion gibt, der Transistor 31 eingeschaltet werden.
Wenn der Transistor 31 eingeschaltet ist und die Oszillationsfrequenz der Oszillationsfrequenzschaltung 16 in dieser Periode höher wird, wird die primärseitige Resonanzimpedanz des isolierenden Wandlertransformators 5 größer, und der durch jedes der Schaltelemente 4a bis 4d fließende Strom kann unterdrückt werden.
Überdies bedeutet der Fakt, dass die Oszillationsfrequenz der Oszillationssteuerschaltung 16 höher gemacht wird, dass die primärseitige Resonanzimpedanz des isolierenden Wandlertransformators 5 größer wird. Deshalb entsteht, wenn dieser Zustand lange fortdauert, die Befürchtung, dass eine Ausgangsspannung zwischen beiden Enden der Last 9 auf der Sekundärseite abfällt. Deshalb wird bei der oben erwähnten Schaltung durch geeignetes Einstellen einer Zeitkonstante des Widerstandes 32 und des Kondensators 30 eine Einstellung derart gemacht, dass diese Zeitperiode innerhalb eines Bereichs einer Nichtabsenkung der Ausgangsspannung bleibt.
Auf diese Weise wird gemäß dem oben erwähnten Gerät in einem Energiequellengerät, in welchem ein Erregerstrom der primärseitigen Wicklung des isolierenden Wandlertransformators durch das Schaltelement geschaltet wird, und durch Steuerung eines Oszillationszustandes der mit dem Schaltelement verbundenen Oszillationssteuerschaltung entsprechend dem sekundärseitigen Ausgang des isolierenden Wandlertransformators die sekundärseitige Ausgangsspannung so gesteuert, dass sie eine konstante Spannung ist, wird durch Steuerungen der Oszillationssteuerschaltung der Zuführungsweg des Erregerstroms zwischen zwei Moden wie beispielsweise der Vollbrückenaktion und der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion umgeschaltet, was es möglich macht, eine konstant effiziente Umwandlung mit einer einfachen Anordnung durchzuführen und gleichzeitig die Befürchtung, dass eine Ausgangsspannung extrem hoher Spannung aufgrund einer Abnormität ausgegeben wird, zu eliminieren.
überdies kann bei dem oben erwähnten Gerät eine Detektion von Signalen zum Umschalten zwischen den zwei Moden wie beispielsweise der Vollbrückenaktion und der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion nicht nur durch Detektion der gleichgerichteten Spannung der oben erwähnten AC-Eingangsspannung und der AC-Einggangsspannung selbst durchgeführt werden, sondern ebenso gut durch Detektieren des durch das oben erwähnte Schaltelement oder den oben erwähnten isolierenden Wandlertransformator fließenden Stroms.
Auch sind zu einer Zeit, bei der die oben erwähnte Oszillationssteuerschaltung von der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion in die Vollbrückenaktion umgeschaltet wird, Steuerungen zur Unterdrückung des durch das Schaltelement fließenden Stroms nicht auf ein Verfahren zur Unterdrückung des Stroms durch Erhöhung der Schaltfrequenz des oben erwähnten Schaltelements beschränkt, sondern es werden auch andere Verfahren empfohlen, bei denen der durch das oben erwähnte Schaltelement oder die primärseitige Wicklung des isolierenden Wandlertransformators fließende Strom detektiert wird und dann der Strom unterdrückt wird.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird es durch Umschalten des Zuführungspfads des Erregerstroms zwischen zwei Moden wie beispielsweise der Vollbrückenaktion und der Eintaktgegentakt- Halbbrückenaktion möglich, eine konstant effiziente Umwandlung mit einer einfachen Anordnung durchzuführen und die Befürchtung, dass die Ausgangsspannung einer extrem hohen Spannung aufgrund einer Abnormität ausgegeben wird, zu eliminieren.
Das heißt, bei der vorliegenden Erfindung ist es möglich, das Energiequellengerät durch einen einzelnen AC-DC-Wandler für die zweifache Änderung in der AC-Eingangsspannung zu bilden, wodurch seine Anordnung vereinfacht werden kann, und gleichzeitig kann durch Machen einer an den AC-DC-Wandler angelegten Spannung gleich relativ zu einer zweifachen Änderung in der AC-Eingangsspannung eine Anordnung des AC-DC-Wandlers vereinfacht werden, und seine Umwandlungseffizienz kann verbessert werden.
Auch gibt es bei der vorliegenden Erfindung, da die bei einem konventionellen Gerät verwendete Doppelspannungsgleichrichtung nicht durchgeführt wird, keine Befürchtung, dass beispielsweise die Ausgangsspannung einer extrem hohen Spannung aufgrund beispielsweise einer Abnormität ausgegeben wird, und deshalb besteht keine Notwendigkeit, eine Sicherheitseinrichtung und dergleichen, die bei einem konventionellen Gerät als notwendig angesehen wird, vorzusehen. Außerdem kann eine konstant effiziente Umwandlung durch eine einfache Anordnung durchgeführt werden.
Außerdem ist es möglich, die oben erwähnte Umschaltaktion eine Hysterese besitzen zu lassen, und es ist durch diese Hysterese möglich, dass das gegenseitige Umschalten nicht häufig vorkommt und Aktionen des Geräts stabilisiert sind.
Nachdem bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung unter Bezugnahme der beigefügten Zeichnungen beschrieben worden sind, ist dies so zu verstehen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die oben erwähnten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern dass in ihr von einem Fachmann verschiedene Änderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, ohne dass der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung, wie er in den beigefügten Ansprüchen definiert ist, verlassen wird.

Claims

Energiequellengerät, bei dem ein Erregerstrom einer primärseitigen Wicklung (5a) eines isolierenden Wandlertransformators (5) von einem ersten Schaltelement (4) geschaltet wird und ein Oszillationszustand einer mit dem Schaltelement (4) verbundenen Oszillationssteuerschaltung (16, 17) entsprechend der sekundärseitigen Ausgangsspannung des isolierenden Wandlertransformators (5) gesteuert wird, um die sekundärseitige Ausgangsspannung so zu steuern, dass sie eine konstante Spannung ist, mit: einer Einrichtung (20, 24) zum Umschalten eines Zuführungspfads des Erregerstroms unter der Steuerung der Oszillationssteuerschaltung zwischen zwei Moden aus einer Vollbrückenaktion und einer Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion.
Energiequellengerät nach Anspruch 1, außerdem mit: einer Diodenbrücke (2) zum Gleichrichten einer Wechselstrom-Eingangsspannung, wobei zwei Paare aus Serienschaltungen der Schaltelemente (4a, b), (4c, d) jeweils zwei zwischen einem plusseitigen Ausgangsende (4a), (4c) und einem minusseitigen Ausgangsende (4b), (4d) der Diodenbrücke in Serie geschaltete Transistoren aufweisen, und einer primärseitigen Wicklung des isolierenden Wandlertransformators oder einer Serienschaltung aus der primärseitigen Wicklung und einem Kondensator (6) zwischen mittleren Punkten der Paare aus zwei Transistoren in Serie (4a, b, c, d) verbindenden Schaltelementen, wobei unter der Steuerung der Oszillationssteuerschaltung eine Umschaltoperation ausgeführt wird zwischen einem Modus, in welchem die Viertransistor-Schaltelemente durch eine Vollbrückenaktion betrieben werden, und einem Modus, in welchem ein Paar aus Serienschaltungen der zwei in Serie geschaltete Transistoren aufweisen den Schaltelemente durch eine Gegentaktaktion betrieben wird und das andere Paar durch eine Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion betrieben wird, bei der sein einer Transistor in einem Aus-Zustand ist und der andere Transistor in einem Ein-Zustand gehalten ist.
Energiequellengerät nach Anspruch 1 oder 2, wobei durch Detektieren einer Wechselstrom-Eingangsspannung oder ihrer gleichgerichteten Spannung oder eines durch das Schaltelement fließenden Stroms oder eines durch den isolierenden Wandlertransformator (5) fließenden Stroms und durch Steuerung der Oszillationssteuerschaltung (16, 17) durch das detektierte Signal zur Umschaltung zwischen zwei Moden der Vollbrückenaktion und der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion.
Energiequellengerät nach Anspruch 3, wobei einem Detektionspunkt, bei dem die Oszillationssteuerschaltung (16, 17) die Brückenaktion umschaltet, eine Hysterese gegeben ist.
Energiequellengerät nach Anspruch 3 oder 4, wobei zu einem Zeitpunkt eines Umschaltens der Oszillationssteuerschaltung (16, 17) von der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion in die Vollbrückenaktion eine Schaltfrequenz des Schaltelements erhöht wird, um einen durch das Schaltelement fließenden Strom zu unterdrücken.
Energiequellengerät nach Anspruch 3 oder 4, wobei zu einem Zeitpunkt eines Umschaltens der Oszillationssteuerschaltung von der Eintaktgegentakt- und Halbbrückenaktion in die Vollbrückenaktion ein durch das Schaltelement (4) oder die primärseitige Wicklung (5a) des isolierenden Wandlertransformators (5) fließender Strom detektiert wird und dieser elektrische Strom unterdrückt wird.
Energiequellengerät nach Anspruch 5, wobei zu einem Zeitpunkt einer Erhöhung der Schaltfrequenz zur Unterdrückung des durch das Schaltelement (4) fließenden Stroms ihre Periode auf eine Größe eingestellt wird, dass eine sekundärseitige Ausgangsspannung des isolierenden Wandlertransformators (5) nicht bedeutend erniedrigt wird.