JPH03289354A - 電流共振形スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 直列共振回路の共振周波数を制御する電流共振形コンバ
ータを有するスイッチング電源装置に関し、特に入力電
源電圧の最大値と最小値との比が例えば２〜４倍になる
ような広範囲の入力端子に対応できるスイッチング電源
装置に関する。

〔発明の概要〕

本発明は、広範囲の人力電源電圧に対応できるスイッチ
ング電源装置に関し、直流入力電圧を交流に変換する電
流共振形コンバータを有し、該電流共振形コンバータの
スイッチング回路を、前記直流入力電圧が所定値以下の
ときはフルブリッジ構成の回路とし、所定値を越えると
きはハーフブリッジ構成の回路となるように、前記直流
入力電圧に応じて切替える構成としたことを特徴とする
電流共振形スイッチング電源装置である。例えばＡ　Ｃ
１００Ｖ入力時にフルブリッジ構成とし、ＡＣ２００ｖ
人力時にハーフブリッジ構成とすることにより、入力端
子の違いに対応するための切替スイッチを小型小容量と
することができ、定電圧可制御範囲も高電圧入力時と低
電圧入力時と等しくすることができる。低電圧入力時の
電力損失も低減できる。

〔従来の技術〕

直流入力電源をスイッチング制御し、電源出カドランス
等を介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング
電源装置は種々知られている。中でも、近年は共振回路
を設けて電流波形又は電圧波形を正弦波状にし、電流又
は電圧がゼロになる付近でスイッチングすることによっ
て、スイッチのターンオン、ターンオフ時に生じるスイ
ッチングロスを減らす方式をとる共振形スイッチング電
源装置が、高効率化による発熱減少、高周波化による小
型軽量化等の見地から注目されている。

かかる共振形スイッチング電源装置としては、例えば本
出願人が先に特開昭６１−９４５６６等に、可飽和リア
クタトランスを用い、電源出カドランスの二次側からの
出力電圧に応じて一次側直列共振インピーダンスを制御
し、動磁電流を制御することによって出力電圧を安定化
するようなスイッチング電源装置を提案した。さらに、
本出願人は特開昭６２−６４２６６において、電源出カ
ドランスの共振インピーダンスを一定とし、二次側の出
力電圧に応じてスイッチング周波数を可飽和リアクタト
ランスを用いて制御する方式も提案している。

第６図、第７図、第８図はそれぞれ本出願人による最近
のスイッチング電源装置で、スイッチング周波数が固定
で直列共振周波数を制御する方式の電流共振形コンバー
タを有するスイッチング電源装置の例である。まず、第
６図のスイッチング電源装置について説明を行う。

商用交流入力電源をダイオードブリッジで整流し、平滑
して得た直流入力電圧Ｅ、をスイッチングトランジスタ
ＱｌとＱ２とで交互にオン・オフして交流（高周波）電
圧を発生している。そのスイッチング周期は、スイッチ
ングトランジスタＱ、Ｑ２のベース電流を駆動するため
のコンバータドライブトランス（ＣＤＴ）の二次巻線の
インダクタンスと、該インダクタンスに直列接続された
キャパシタＣ６とによって与えられる周期である。

スイッチングＩ・ランジスタＱ、の出力はＣＤＴの一次
巻線を介して、キャパシタＣＩと電源出力制御トランス
（ＰＲＴ）の−次巻線のインダクタンスとで構成される
直列共振回路に接続されている。そして、ＰＲＴの一次
巻線のインダクタンスとキャパシタＣ２のキャパシタン
スとで与えられる直列共振周波数が前記スイッチング周
波数と合致したときに最大の負荷をとり出しうる構成と
している。ＰＲＴの二次巻線には整流回路を接続し、所
望の直流出力電圧Ｅ。が取り出しうるようにしている。

第７図は、本出願人による最近の直列共振形（電流共振
形）スイッチング電源装置の他の例で、第６図と比べて
、共振形コンバータのスイッチング回路がフルブリッジ
構成としである点が異なる。

即ち、スイッチングトランジスタＱ、とＱ４とがオン状
態のとき、Ｑ２とＱ３とがオフ状態となり、Ｑ、とＱ４
とがオフ状態のとき、Ｑ２とＱ、とがオン状態となり、
これを交互に繰り返す回路となっている。そして、スイ
ッチング周期は、Ｑ、、Ｑ、　、Ｑ、Ｑ、それぞれのベ
ース側に接続されたコンバータドライブトランス（ＣＤ
Ｔ）の二次巻線ＮおのインダクタンスとキャパシタＣ１
１の容量とで与えられる。スイッチングトランジスタＱ
１とＱ４がオン状態のとき、直流入力電圧Ｅｌはスイッ
チングトランジスタＱ１のコレクタ→Ｑ、エミッタ→コ
ンバータドライブトランス（ＣＤＴ）の−次巻線Ｎ８→
キヤパシタＣ９→電源出力制御トランス（ＰＲＴ）の−
次巻線Ｎ１→スイツチングトランジスタＱ４のコレクタ
→Ｑ４工ξツタ→基準電位（アース）の順に流れる。

スイッチングトランジスタＱ２とＱ３とがオン状態のと
き、直流入力電圧Ｅ、はスイッチングトランジスタＱ、
のコレクタ→Ｑ３エミッタ→電源出力制御トランス（Ｐ
ＲＴ）の−次巻線Ｎ１→キヤパシタＣ１→ＣＤＴの一次
巻線Ｎ＋ｔ→スイッチングトランジスタＱ２のコレクタ
→Ｑ２工くツタ→基準電位の順に流れる。以上の述べた
電流の流れにおいて、ＣＤＴの一次巻線Ｎ、ｌによって
ＰＲＴと二ＦヤバシタＣ１による共振電流の一部を電流
モードで抽出し、ＣＤＴを介してスイッチングトランジ
スタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のベースドライブ電流を得
ている。

第８図は、第７図のスイッチング電源装置をもとに、商
用交流電源の入力電圧が例えば９０ｖ（ボルト）から２
８８νのワイドレンジに変わる場合にも対応できるワー
ルドワイド形電源の例で、商用電源の整流回路をＡＣ（
交流）　１００Ｖ地域（公称電圧が１００−１２０Ｖの
地域）では倍圧整流方式とし、へＣ２００Ｖ地域（公称
電圧が２００〜２４０Ｖの地域）では全波整流方式とな
るように自動的に切替える構成としている。第８図（ａ
）は電磁リレーを用いて切替える場合で、第８図（ｂ）
はトライアックを用いて切替える場合の要部を示してい
る。

これらにより、直流入力電圧Ｅ１の変動幅が狭くなるた
め、同一負荷電力をとり出すための直列共振電流１１の
変動幅が減り、コンバータのスイッチングトランジスタ
のドライブ条件が所定範囲内におさまるようになる。従
って、１台のスイッチング電源装置でＡ　Ｃ１００Ｖ地
域とＡＣ２００Ｖ地域とに対応できるようになり、信頼
性向上とコストダウンとを計ることができるものである
。

しかしながら、以下に述べる欠点も有している。

即ち、電磁リレーを用いて構成した場合には、リレー接
点の電流容量と許容電圧が大きいことが必要であり、さ
らに電源投入（スイッチ（ＳＷ）オン）時の突入電流抑
制抵抗ＲｉはＡＣ２００Ｖ地域の最大入力端子時にも有
効なように大きな抵抗値が決められるため、Ａ　Ｃ１０
０Ｖ地域では同し負荷電力（例えば２００Ｗ　（ワット
）など）をまかなうための電流値が２倍になるので突入
電流抑制抵抗Ｒｉの発熱が過大となる問題がある。また
、トライアックを用いて構成した場合は、切替時のリレ
ー動作音はしないが、やはり突入電流抑制抵抗Ｒｉは同
様に大きな抵抗値と大きな許容電力が必要であり、さら
にトライアックの順方向降下電圧ＶＦ　＝１．２ν程度
のため、ＡＣ１００ν地域ではトライアックの順方向電
圧降下による電力損失も生じ、放熱板が必要となる問題
がある。

いずれの場合も構成部品が高価であり、突入電流抑制抵
抗Ｒｉによる発熱が特にＡ　Ｃ１００Ｖ地域において電
力損失をもたらし、スイッチング電源装置の信頼性の低
下の要因ともなっていた。

（発明が解決しようとする課題） 本発明においては、従来技術のかかえる諸問題を解決し
、例えば商用交流電源の公称入力端子がＡＣ１００〜１
２０ｖノ地域におイテもＡＣ２００〜２４０Ｖの地域に
おいても対応できるようにした、広い範囲の電源入力端
子に対応できるようにしたスイッチング電源装置におい
て、電源入力電圧の変化に対応するための切替回路が簡
単な小型小容量の部品で構成でき、かつ電源入力電圧が
低く電源からの入力電流が大きい時にも突入電流抑制抵
抗やスイツチング素子での発熱が増えないようにしたス
イッチング電源装置を得ることを課題とする。

〔発明を解決するための手段〕

本発明においては、（例えば商用交流電源を整流平滑し
て得られる）直流入力電圧を交流に変換する電流共振形
コンバータを有し、該電流共振形コンバータのスイッチ
ング回路を、前記直流入力電圧が所定値以下のとき（例
えば商用交流電源の入力端子が公称１００〜１２０Ｖ相
当のとき）は、４組の半導体スイッチ回路を有するフル
ブリッジ構成のスイッチング回路とし、前記直流入力電
圧が所定値を越えるとき（例えば商用交流電源の入力電
圧が公称２００〜２４０ｖ相当のとき）は、２組の半導
体スイッチ回路を有するハーフブリッジ構成として動作
するように構成したことを特徴とする電流共振形スイッ
チング電源装置とする。

例えば、スイッチング周波数が固定で、直列共振回路の
共振周波数が制御される電流共振形コンバータを有する
スイッチング電源装置において、前記電流共振形コンバ
ータを４ｍの半導体スイッチ回路を有するフルブリッジ
構成とし、前記４組の半導体スイッチ回路の内の１組の
ドライブ電流（例えばスイッチングトランジスタのベー
ス電流）を遮断可能とするスイッチ素子を設けるととも
に、他の１組の半導体スイッチ回路がオフ状態の時に該
半導体スイッチ回路がオン状態で導通する向きとは逆向
きに導通ずるダイオードを備え、前記スイッチ素子の開
閉により前記電流共振形コンバータのスイッチング回路
をハーフブリッジ構成とすることを可能としたことを特
徴とするスイッチング電源装置とする。

さらに、電源人力として商用交流電源を用いる場合に、
該商用交流電源を整流平滑して得られる直流入力電圧が
所定値より低い時に、商用交流電源の入力回路に挿入さ
れる突入電流抑制抵抗を短縮するように構成することも
できる。

（作用） 本発明においては、直流入力電圧が所定値以下（例えば
、商用交流電源電圧公称１００〜１２０ν）ではフルブ
リッジ構成のスイッチング回路としてスイッチング効率
を高くするようにしている。直流入力電圧が所定値を越
える（例えば商用交流電源電圧公称２００〜２４０Ｖ）
場合では、直流入力電圧が略２倍となるが、本発明にお
いては、直流入力電圧が所定値を越える場合には、スイ
ッチング回路の構成をハーフブリッジ構成に切替えてい
る。これにより、平滑コンデンサからの供給電流が略Ａ
になる。しかし、同じ負荷電力を取り出すために必要な
直列共振電流は直列共振回路のキャパシタの充放電によ
って決まるので略１倍に保たれる。

従って、直列共振電流を制御し′Ｃ定電圧出力を得られ
る可制御範囲は直流入力電圧が所定値以下でも所定値を
越える場合も等しくすることができる。

即ち、ＡＣ１００〜１２０Ｖ地域にもＡＣ２００〜２４
０Ｖ地域にも対応できるスイッチングＴＬ’ｌｆｌ＋装
着とすることができる。また、本発明においては直流入
力電圧の大小によって回路を切換えてワイドレンジ対応
としているので、電圧の異なる数種の電池に対応じて、
例えば６ｖと１２Ｖまたは１２Ｖと２４Ｖの電池に兼用
できるスイッチング電源装置とすることもできる。

また、前記フルブリッジ構成とハーフブリッジ構成との
切替えは、スイッチ半導体素子の例えばトランジスタの
ベース電流回路のオン・オフで行うことができるので、
小型小容量のスイッチ素子（電磁リレーなど）を用いる
ことができる。

さらに、従来のワールドワイド形電源において、ＡＣ１
００−１２０Ｖ地域におイテ、ＡＣ２００〜２４０Ｖ地
域に比べて同し負荷電力を取り出す場合のＡＣ入力端子
が増え、電源投入時の突入電流抑制抵抗による発熱が増
えた問題についても、本発明の構成においては、電源投
入後の所定時間ハーフブリッジ構成のスイッチングを行
い突入電流が跋少する特刻にＡ　Ｃ１００Ｖ地域ではフ
ルブリッジ構成に切替えるとともに、突入電流抑制抵抗
を短絡するように構成することができ、従って回路が損
傷を受けないようにできるので、定常動作時には突入電
流抑制抵抗を短絡して発熱を解消することができる。

（実施例） 本発明の第１の実施例について、第１図に従って説明す
る。

第１図は商用交流電源ＡＣ９０〜２８８ｖの入力に対応
するスイッチング電源装置で、スイッチ（ＳＷ）オン直
後の突入電流抑制抵抗Ｒｉを介して全波整流回路を経て
、直流入力電圧Ｅ１を得ている。そして、直流入力電圧
Ｅ１は、スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ８、
Ｑ４で構成されるフルブリッジ構成のスイッチング周波
数固定のスイッチング回路によって交流（高周波）に変
換され、電源出力制御トランス（ＰＲＴ）の−次巻線を
含む直列共振回路の共振周波数を制御して所望の直流定
電圧出力Ｅ。を得るようにしている。

そして、直流入力電圧Ｅ１の大きさを判別して、該判別
結果が所定電圧より大きいとき、小型の電磁リレーＲＬ
−１を制御して、前記フルブリッジ構成のスイッチング
回路をハーフブリッジ構成に切替えている。

第８図（ａ）の従来例に比べて以下の構成が異なってい
る。

第１に、従来例では商用電源整流回路を、全波整流回路
と倍圧整流回路と大型大容量の電磁リレーを用いて切替
えていたが、本実施例では、この切替を廃止し、全ての
商用電源人力に対して全波整流するようにしている。

第２に、本実施例においては直流入力電圧Ｅｌの大きさ
を判別する判別回路の出力で小型小容量の電磁リレーを
操作し、スイッチングトランジスタＱ３をオン・オフし
、さらにダイオードＤ５を追加することによって、スイ
ッチング回路の構成をトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、
Ｑ４で構成するフルブリッジ構成と、トランジスタＱ、
　、Ｑ２とで構成するハーフブリッジ構成とを切替えて
いる。

以下において、例えばＡＣ１２０Ｖ人力時に、前記スイ
ッチング回路をフルブリッジ構成とした場合と、例えば
ＡＣ２４０Ｖ人力時に、前記スイッチング回路をハーフ
ブリッジ構成とした場合の動作を第２図の動作波形図を
も参照して説明する。

まず、直流入力電圧Ｅ１が所定値以下の時（例えばＡＣ
１２０シ入力時）、リレードライブトランジスタＱ６が
導通してスイッチングトランジスタＱ、がドライブされ
、フルブリッジ構成のスイッチング回路が働く。第２図
（ａ）　Ａ　Ｃ１２０Ｖ入力時の動作波形のごとく、電
源出力制御トランス（ＰＲＴ）の−次巻線とキャパシタ
Ｃ１とで構成される直列共振回路の直列共振電流ＩＩが
正弦波状に流れ、そのルートは次のごとくである。トラ
ンジスタＱ１とＱ４とが導通し、Ｑ、とＱ３とがオフし
ている半周期には、Ｑ、のコレクタ→Ｑ２エミッタ→Ｃ
ＤＴの一次巻線Ｎ、→ＰＲＴの一次巻線→キャパシタＣ
６→Ｑ４のコレクタ→Ｑ２工貴ツタ→基準電位（アース
）の順に流れる。

ＱｌとＱ４がオフし、Ｑ２とＱ、とが導通している次の
半周期は、Ｑ３のコレクタ→Ｑ、エミッタ→キャパシタ
Ｃ１→ＰＲＴの一次巻線→ＣＤＴの一次巻線Ｎｌｌ→Ｑ
２のコレクタ→Ｑ２エミッタ→基準電位（アース）の順
に流れる。これを交互に繰り返す。

次に、直流入力電圧Ｅ、が所定値を越える時（例えばＡ
Ｃ２４０Ｖ人力時）、直流入力電圧Ｅ、の電圧が所定値
より高くなったことを検出するトランジスタＱ５がオン
し、リレードライブトランジスタＱ、はオフし、その状
態が持続するので、第２図（ｂ）に示すＡＣ２４０Ｖ入
力時の動作波形のごとくハーフブリッジ構成のスイッチ
ング回路が働く。

この状態では、ＱｌとＱ２とが基本的にスイッチングト
ランジスタとして働き、Ｑ３はオフ、Ｑ４はＤ５と合わ
せて両方向導通接続として働く。

直列共振電流１１の通路は、ＱｌとＱ４とが導通し、Ｑ
２がオフの半周期は、Ｑ、コレクタ→Ｑ工旦ツタ→ＣＤ
Ｔの一次巻線ＮＲ−ＰＲＴの一次巻線→キャパシタＣ１
→Ｑ４のコレクタ→Ｑ４エミッタ→基準電位（アース）
となり、フルブリッジの場合と同様である。

ＱｌとＱ４とがオフし、Ｑ２がオンの半周期は、キャパ
シタＣ１に充電された電荷が、ダイオードＤ５→キャパ
シタＣ１→ＰＲＴの一次巻線→ＣＤＴの一次巻線Ｎ、→
Ｑ、のコレクタ→Ｑ２エミッタ→基準電位（アース）の
順路で放電される。基本的にＱ、とＱ２とでスイッチン
グする動作は第６図の例と同様である。

以上の動作において、同じ大きさの負荷電力（例えば最
大出力電力）を取り出す場合、ＡＣ２４０ｖ時にはＡＣ
１２０νに比べて、直流入力電圧Ｅｔ（従ってスイッチ
ングトランジスタのコレクタ電圧■。、）は２倍、平滑
コンデンサＣｔからの電流の供給Ｉ。は％、直列共振電
流１１はキャパシタＣ１の充放電とともない１倍となっ
ている。この状態からＰＲＴの制御巻線に制御電流を流
して、直列共振周波数を変えて直列共振電流ＩＩ＋を制
御して電源出力を制御するのであるから、ＡＣ２４０Ｖ
時（Ａ　Ｃ＝　１８０〜２８８Ｖ）もＡ　Ｃ１２ＯＶ時
（ＡＣ＝９４〜１４４Ｖ）も電源出力電圧の定電圧可制
御範囲を等しくすることができる。

次に、第３図に示す本発明の第２の実施例について述べ
る。第２の実施例は第１の実施例においてスイッチング
トランジスタＱ１の断続切替のために挿入した電磁リレ
ーの挿入位置をベース電流切断位置からベース・エミッ
タ短絡位置に変更した例である。

それに伴い、直流入力電圧判別用のトランジスタＱ、の
極性が変更しである。なお、第１図、第３図ともキャパ
シタＣＬと抵抗Ｒ２とからなる時定数回路は、例えばＡ
Ｃ１５０νを越える電圧での電源スイツチ投入時に取り
あえずハーフブリッジ動作をさせて数秒間持続するため
の構成部品である。

ところで、商用交流電源の人力２００Ｈの場合で、第８
図（ａ）の従来例ではＩＯＡ、２５０ｖＡｃの接点容量
をもつ電磁リレーを必要としたが、第１及び第２の実施
例における電磁リレーＲＬ−１及びＲＬ−２ではＩＡ、
５０■ＡＣとすることができ、小型小容量化することが
できた。

第４図は本発明の第３の実施例で、第１の実施例におい
て、２回路ｌ接点の電磁リレーＲＬ−３を用いてスイッ
チングトランジスタＱ、の接続と共に、突入電流制限抵
抗Ｒ４を短絡し、公称ＡＣ１００〜１２０ｖ時に電流が
公称ＡＣ２００〜２４０Ｖ時の２倍のため突入電流制限
抵抗Ｒｉでの電力損失が大きい問題を解決した構成例で
ある。

前記時定数ＣＬＲＬを適切に選ぶことにより、ＡＣ１０
０シ人力時においてもＱ、の立ち上がり時間が規制され
るので、突入電流が減少した時点で突入電流制限抵抗Ｒ
３を短絡し、定常状態では突入電流制限抵抗Ｒｉでの電
力損失を無くすことができる。

第５図は本発明の第４の実施例で、コンバータドライブ
トランス（ＣＤＴ）を２組に分割して、さらに２回路２
接点の電磁リレーＲＬ−４を用いて構成した例で、第１
の実施例に比べてダイオードＤ５が削除される。

以上の実施例において、商用交流電源の入力端子がＡＣ
１００ν級とＡＣ２００Ｖ級と共用できるようにしたス
イッチング電源装置について説明したが、例えばＡＣ２
０ＯＶ級とＡＣ４００Ｖ級と共用する場合においても当
てはまることは自明である。

また、本発明は直流入力電圧Ｅ１が電池から供給される
場合においても、異なる電圧の電池、例えば６ｖ級（例
、乾電池４本）と１２Ｖ級（例、カーバッテリー）の電
池あるいは１２Ｖ級と２４Ｖ級の電池を共用可能とした
スイッチング電源装置にも適用できることは自明である
。

〔発明の効果〕

本発明においては、電流共振形コンバータの直流入力電
圧が所定値以下の時は、フルブリッジ構成のスイッチン
グ回路とし、所定値を越える時はハーフブリッジ構成の
スイッチング回路となる時はハーフブリッジ構成のスイ
ッチング回路となるようにした直列（電流）共振形コン
バータを有するスイッチング電源装置が得られる。

これにより、例えば商用交流電源の入力端子の違いに対
応するための切替回路が簡単な小型小容量の部品で構成
でき、かつ公称電圧ＡＣ１００〜！２０Ｖ特にも突入電
流抑制抵抗やスイッチ素子での発熱が増えない、高効率
のワイドレンジ（入力端子ＡＣ９０〜２８８ν）のスイ
ッチング電源装置が得られる。また、本発明は異なる電
圧の電池を人力電源とするスイッチング電源装置に用い
て、例えば乗用車用と大型車用と共用できるスイッチン
グ電源装置にも適用することができる。

ＤＴ コンバータドライブトランス ＲＬ、　ＲＬ−１、ＲＬ−２、ＲＬ−３、ＲＬ−４・−
・−電磁リレーＲｉ　−−−−−・−−−−−−−一突
人電流抑制抵抗

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例で、第２図は本発明の第
１の実施例の動作波形図で、（ａ）はＡＣ１２ＯＶ時、
（ｂ）はＡＣ２４ＯＶ時を示す。 第３図は本発明の第２の実施例の要部回路図、第４図は
本発明の第３の実施例の要部回路図、第５図は本発明の
第４の実施例である。 第６図は本出願人による最近の直列共振形スイッチング
電源装置の例で、第７図は本出願人による最近の直列共
振形スイッチング電源装置の他の例である。第８図は本
出願人による最近のワイドレンジの直列共振形スイッチ
ング電源装置例である。 Ｑ、、Ｑ、、Ｑ、、Ｑ。 スイッチングトランジスタ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流入力電圧を交流に変換する電流共振形コンバー
   タを有し、 該電流共振形コンバータのスイッチング回 路を、 前記直流入力電圧が所定値以下のときは４ 組の半導体スイッチ回路を有するフルブリッジ構成のス
   イッチング回路とし、 前記直流入力電圧が所定値を越えるときは ２組の半導体スイッチ回路を有するハーフブリッジ構成
   のスイッチング回路となるように、前記直流入力電圧に
   応じて切替える構成と したことを特徴とする電流共振形スイッチング電源装置
   。 ２、直流入力電圧を交流に変換するコンバータのスイッ
   チング周波数が固定で、直列共振回路の共振周波数が制
   御される電流共振形コンバータを有するスイッチング電
   源装置において、 前記電流共振形コンバータを４組の半導体 スイッチ回路を有するフルブリッジ構成とし、前記４組
   の半導体スイッチ回路の内の１組 のドライブ電流を遮断可能とするスイッチ素子を設ける
   とともに、他の１組の半導体スイッチ回路がオフ状態の
   時に該半導体スイッチ回路がオン状態で導通する向きと
   は逆向きに導通するダイオードを備え、 前記スイッチ素子の開閉により前記電流共 振形コンバータのスイッチング回路をハーフブリッジ構
   成とすることを可能としたことを特徴とするスイッチン
   グ電源装置。 ３、商用交流電源を整流平滑して得られる直流入力電圧
   が所定値より低い時に、商用交流電源の入力回路に挿入
   される突入電流抑制抵抗を短絡するように構成したこと
   を特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。