KR100516800B1 - 전원장치 - Google Patents

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KR100516800B1
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Abstract

본 발명에 의한 전원장치는 절연 변환기 변압기의 1차측 와인딩(winding)의 여기전류는 전환 소자에 의해 전환되고 전환 소자에 접속된 발진구동회로의 발진상태는 2차측 출력전압이 일정 전압이 되도록 제어하기 위해 절연 변환기 변압기의 2차측 출력전압에 따라 제어되는 것이다. 발진구동회로의 제어하에서, 여기전류의 공급경로는 풀 브리지와 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작의 두 모드 사이에서 변환된다.

Description

전원장치{Power Source Apparatus}
본 발명은 예를들어, 광범위한 입력 상업용 교류전압을 갖는 전자기기 전반에 사용하기에 적합한 전원장치에 관한 것이다.
전세계적으로 사용되는 전원전압은 대략 100V지역과 200V지역으로 나누어진다. 따라서, 어떤 특정된 지역없이 출하된 전자기기에 대해서는, 어떤 전원전압이 적용되든지 관계없이 기기가 정상적으로 작동될 필요가 있다. 그런데, 만약 전원장치가, 예를들어 AC-DC변환기에 의해 구성되므로, 적용된 전원방식에 따라 전환 소자, 변압기 등의 부품에서 손실이 증가될 우려가 생긴다.
따라서, 상기 전자기기에 사용된 전원장치에서는, 예를들어 도 1 및 도 2에 도시된 구성이 이 분야에서 사용되었다. 즉, 도 1의 구성에서, 입력 상업용 전원(100)등으로부터의 교류입력전압은 다이오드 브리지 회로(101)에 의해 전파로 정류된다. 이 정류 출력이 평활된 후에, 직류출력전압이 다수의 DC-DC변환기(102, 103)에 의해 얻어진다. 본 구성에 의하면, 전체 손실은 부하를 다수의 DC-DC변환기로 분할하므로써 감소될 수 있다.
또한, 도 2에 도시된 구조에서, 평활 동작은 한 쌍의 커패시터(104, 105)의 직렬회로에 의해 행해지고, 동시에 커패시터(104, 105)를 연결하는 중간 지점은 스위치(106)를 통해 다이오드 브리지회로(101)의 하나의 교류입력단자에 접속된다. 그 다음, 스위치(106)는 교류입력단자의 전압에 따라 제어되어서, 정류는 1차측에서 100V계에서는 두배전압 정류로 200V계에서는 전파정류로 변경되고, 이것은 DC-DC변환기에 공급된 전압을 같게하여 효율적인 제어가 DC-DC변환기(102)에 의해 행해질 수 있다.
그런데, 도 1에 도시된 바와같이 다수의 변환기가 장치된 시스템에 있어서는, 한 개의 변환기로 구성된 시스템에 비해 부품의 수가 증가하여서, 제조비용이 증가된다. 또한 도 2에 도시된 정류 변환 시스템에 있어서는, 예를들어 이상으로 인해 200V계에서 두배전압 정류가 행해지는 경우에, 정류 출력이 거의 최대 800V에 근접할 가능성이 있으므로 회로소자의 손상이나 사고를 방지하기 위해 특별한 안전장치 등을 설치하는 조치가 필요하다.
다시말해, 전원의 상태가 불완전한 지역에서는, 예를들어 공칭되는 전원전압의 약 ±10%정도의 변동이 보통 일어날 수 있다. 이 경우에, 예를들어 200V계의 전원이 실수로 100V계의 전원으로서 감지될 우려가 있고, 두배전압 정류로 변경된 상태에서, 만약 200V측의 전압이 급속하게 올라가면, 정류 출력이 최대 800V에 접근할 수도 있다.
또 다르게는, 제어범위가 하나의 변환기만큼 확대되는 것이 행해지더라도, 이것은 불가피하게 전환 소자와 변압기의 대형화를 필요로 하고, 기기전체의 대형화를 야기하고 전원장치 자체의 변환효율은 더 악화시킨다.
상기한 바와같은 관점에서, 본 발명의 목적은 어떤 특정된 지역없이 출하된 전자기기의 전원장치에서, 기기의 대형화와 변압효율의 악화 및 이상으로 인한 극도로 높은 출력전압이 출력될 우려 등의 문제점을 일으키는 문제를 해결할 수 있는 전원장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 한 관점에 의하면, 전원장치는 절연 변환기 변압기의 1차측 와인딩(winding)의 여기전류가 전환 소자에 의해 전환되고 스위치에 접속된 발진구동회로의 발진상태는 절연 변환기 변압기의 2차측 출력전압에 따라 제어되어 2차측 출력전압을 일정 전압이 되도록 제어하는 전원장치이다. 발진구동회로의 제어하에, 여기전류의 공급경로는 풀 브리지(full bridge) 동작과 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지(single ended push-pull and half bridge) 동작의 두 모드간에 변환된다.
본 발명에 의한 전원장치는 절연 변환기 변압기의 1차측 와인딩의 여기전류가 전환 소자에 의해 전환되고 이 전환 소자에 접속된 발진구동회로의 발진상태는 절연 변환기 변압기의 2차측 출력전압에 따라 제어되어서 2차측 출력전압이 일정 전압으로 되도록 제어되고, 여기전류의 공급경로는 풀 브리지(full bridge) 동작과 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지(single ended push-pull and half bridge) 동작의 두 모드 사이에 발진구동회로의 제어에 의해 변환된다.
다음으로, 본 발명이 도면을 참고로 설명될 것이다. 도 3은 본 발명이 적용되는 전원장치의 일예의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 3에서, 교류 입력 전원(1)은 다이오드 브리지(2)의 교류 입력측의 양단에 접속된다. 평활 커패시터(3)는 다이오드 브리지(2)의 플러스측 출력단과 마이너스측 출력단 사이에 장치되고, 동시에 다이오드 브리지(2)의 마이너스측 출력단은 접지된다.
또한, 다이오드 브리지(2)의 플러스측 출력단은 두 개의 스톤 전환 소자(4a, 4b, 4c, 4d)의 두쌍의 직렬회로를 통해 접지된다. 따라서, 이 두 쌍의 전환 소자(4a, 4b, 4c, 4d)의 각 직렬회로는 다이오드 브리지(2)의 플러스측 출력단과 마이너스측 출력단 사이에 접속된다.
이 두 쌍의 전환 소자(4a, 4b, 4c, 4d)의 직렬회로의 중간지점 사이에는 절연 변환기 변압기(5)의 1차측 와인딩(5a)과 공진 커패시터(6)의 직렬회로가 장치된다. 절연 변환기 변압기(5)의 2차측 와인딩(5b)의 양단은 다이오드 브리지(7)의 교류 입력측의 양단에 접속되고, 다이오드 브리지(7)의 플러스측 출력단과 마이너스측 출력단 사이에는 평활 커패시터(8)가 장치된다. 다이오드 브리지(7)의 플러스측 출력단과 마이너스측 출력단은 부하(9)에 접속된다.
또한, 저항기(10a, 10b)으로 구성된 전압분할회로(10)는 다이오드 브리지(7)의 플러스측 출력단과 마이너스측 출력단 사이에 장치된다. 전압분할회로(10)의 전압분할지점은 에러 증폭기(11)의 한 입력에 접속되고 동시에 기준 전압원(12)은 에러 증폭기(11)의 다른 입력에 접속된다.
또한, 다이오드 브리지(7)의 플러스 출력단은 저항기(13)을 통해 포토 커플러(14)를 형성하는 발광 다이오드(14a)의 한 단에 접속되고 발광 다이오드(14a)의 다른 단은 에러 증폭기(11)의 출력에 접속된다. 또한, 포토 커플러(14)를 형성하는 포토 트랜지스터(14b)의 이미터(emitter)는 접지되고 그 컬렉터는 저항기(15)을 통해 발진제어회로(16)의 제어단자에 접속된다.
그 다음으로, 발진제어회로(16)의 출력은 전환 소자(4a, 4b)의 구동회로(17a, 17b)에 접속되고, 또한 저항기(18a, 18b)을 통해 전환 소자(4c, 4d)의 구동회로(17c, 17d)에 접속된다.
결과적으로, 부하(9)에 적용될 DC출력전압은 절연 변환기 변압기(5)의 2차측에서 검출되고 검출신호는 포토 커플러(14)를 통해 발진제어회로(16)의 제어 단자에 공급된다. 그리고 발진제어회로(16)에 의한 검출신호에 따라 형성된 구동 펄스신호는 전환 소자(4a, 4b, 4c, 4d)에 공급되어 각 전환 소자의 전환이 제어된다. 구체적으로 상기 제어는 전압구동회로(10)의 전압구동지점에서, 전위가 기준 전압원(12)의 전위과 일치하도록 행해진다.
또한, 상기한 다이오드 브리지(2)의 플러스측 출력단은 저항기(19a, 19b)로 구성되는 전압분할회로(19)를 통해 접지되고, 이의 전압분할지점은 비교기(20)의 반전입력에 접속된다. 또한, 전압(Vcc)의 전원단자는 저항기(21a, 21b)로 구성되는 전압분할회로(21)를 통해 접지되고 이의 전압분할지점은 비교기(20)의 비반전 입력에 접속된다. 비교기(20)의 출력은 저항기(23)를 통해 비반전입력에 뿐만아니라 저항기(22)를 통해 전압(Vcc)의 전원단자에 접속된다.
따라서, 도 4a에 도시된 바와같이 예를들어, 다이오드 브리지(2)의 플러스 측 출력단의 전위에 따라 결정되는 전압분할회로(19)의 전압분할전위가 전압분할회로(21)의 전압분할지점에서 얻어진 소정의 전위보다 높으면 저전위가 비교기(20)에서 유도되고, 전압분할전위가 더 낮으면 고전위가 유도된다. 또한, 비교기(20)의 출력이 그것의 비반전 입력으로 확실하게 귀환되면, 출력의 고전위 및 저전위의 반전동작은 히스테리시스(hysteresis)로 주어진다.
또한, 비교기(20)의 출력은 비교기(24)의 반전입력에 접속되고, 동시에 전압(Vcc)의 전원단자는 저항기(25a, 25b)로 구성되는 전압분할회로(25)를 통해 접지되고 이의 전압분할지점은 비교기(24)의 비반전 입력에 접속된다. 또한, 비교기(24)의 출력은 저항기(26)를 통해 전압(Vcc)의 전원단자에 접속된다. 따라서, 비교기(20)의 출력은 도 4b에 도시된 바와같이, 반전상태로, 비교기(24)로부터 유도된다.
다시말해, 본 장치에서, 다이오드 브리지(2)의 플러스측 출력단에서의 전위가 상기한 소정의 값보다 낮으면, 전위는 도 4a 내지 도 4j의 좌측에 도시된 바와같이 된다. 또한, 플러스측 출력단에서의 전위가 상기한 소정의 값보다 높으면, 전위는 도 4a 내지 도 4j의 우측에 도시된 바와같이 된다. 그리고 비교기(20)의 출력이 뒤쪽 방향의 다이오드(27a)를 통해 저항기(18a)와 구동회로(17c)사이를 연결하는 중간 지점에 접속되고 비교기(24)의 출력은 앞쪽 방향의 다이오드(27b)를 통해 저항기(18b)와 구동회로(17d)사이를 연결하는 중간 지점에 접속된다.
따라서, 본 장치에서, 상기한 플러스측 출력단에서의 전위가 소정의 값보다 낮으면, 다이오드(27a, 27b)는 둘다 차단된다. 결과적으로, 구동회로(17a∼17d)에는, 예를들어 도 4c 내지 도 4f의 좌측에 각각 도시된 바와같이, 발진제어회로(16)로부터 출력된 구동펄스신호가 그대로 공급된다. 구동회로(17a∼17d)로부터는, 상기한 구동펄스신호가 그대로 출력되고, 도 4g 내지 도 4j의 좌측에 각각 도시된 바와같이, 전환 소자(4a∼4d)로 공급된다.
반면, 상기 플럭스측 출력단에서의 전위가 소정의 값보다 높으면, 다이오드(27a, 27b)는 온(on)된다. 결과적으로, 구동회로(17c)로의 입력은 도 4e의 우측에 도시된 바와같이 저전위로 바이어스(bias)되고 구동회로(17d)로의 입력은 도 4f의 우측에 도시된 바와같이 고전위로 바이어스된다. 반면, 구동회로(17a, 17b)의 입력에는 도 4c 및 도 4d의 우측에 각각 도시된 바와같이, 발진제어회로(16)의 출력이 그대로 공급된다.
이 입력에 대하여, 구동회로(17a, 17b)로부터는, 도 4g 및 도 4h가 각각 나타내는 바와같이, 상기한 구동 펄스 신호가 그대로 출력되어 전환 소자(4a, 4b)로 공급된다. 반면, 구동회로(17c)로부터는, 도 4i의 우측에 도시된 바와같이, 저전위로 고정된 출력이 출력되어 전환 소자(4c)로 공급된다. 또한, 구동회로(17d)로부터는, 도 4j에 도시된 바와같이, 고전위로 고정된 출력이 출력되어 전환 소자(4d)로 공급된다.
결과적으로, 도 3에 도시된 장치에서, 상기한 플러스측 출력단의 전위가 소정의 값보다 낮으면, 4스톤 전환 소자(4a∼4d)가 택일적으로 온과 오프로 전환되도록 제어되고 장치는 풀 브리지 동작으로 놓여진다. 다시말해, 이 경우에, 필수 부분에서의 회로구성은 도 5a가 도시하는 것과 같이 되고, 전환 소자(4a, 4b)가 온되면, 도 5b에 화살표에 의해 도시된 바와같이 전류가 흐르도록 되는 반면, 전환 소자(4b, 4c)가 온되면, 도 5c가 화살표로 나타내는 바와같이 전류가 흐르도록 된다.
이 경우에, 교류입력전압(도면에 도시되지 않음)으로부터 형성된 직류 입력전압(Vin)은 분할되어 와인딩(winding)(5a) 및 공진 커패시터(6)에 적용된다. 다시말해, 와인딩(5a)에 적용된 전압이 Vl1이고 공진 커패시터(6)에 적용된 전압이 Vc1이라고하면, 다음 수학식 1이 성립된다.
[수학식 1]
Figure pat00001
반면, 그리고 상기 플러스측 출력단의 전위가 소정의 값보다 높으면, 전환 소자(4c)는 오프상태에 고정되고 반면 전환 소자(4d)는 온상태에 고정되고 장치는 하프 브리지 동작에 놓인다. 또한, 전환 소자(4a, 4b)는 택일적으로 온과 오프로 전환되도록 되고 싱글 엔드 푸쉬-풀에 놓인다. 따라서, 이 경우에, 필수 부분의 회로구성은 도 6a에 도시된 바와같이 되고, 전환 소자(4a)가 온되면, 전류는 도 6b의 화살표에 의해 도시된 바와같이 흐르도록 되는 반면 전환 소자(4b)가 온되면, 전류는 도 6c의 화살표에 의해 도시된 바와같이 흐르도록 된다.
이 경우에, 직류 입력전압(Vin)의 1/2전압이 싱글 엔드 푸쉬-풀에 의해 전환 소자(4d)의 위치에서 형성되고, 와인딩(5a)에 적용된 전압이 Vl2이고 공진 커패시터(6)에 적용된 전압이 Vc2라고 가정하면, 다음 수학식 2가 성립된다.
[수학식 2]
Figure pat00002
다시말해, 이 경우에, 상기 직류 입력 전압(Vin)이 동일하면, 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작에서, 와인딩(5a) 및 공진 커패시터(6)에 적용된 전압이 풀 브리지 동작시의 전압의 1/2이라는 것이 상기 수학식 1 및 수학식 2로부터 명백하다.
다음으로 특성을 이용하기 위해, 예를들어 교류입력전압이 100V인 곳에서 풀 브리지 동작으로 놓고 교류입력전압이 200V인 곳에서는 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작으로 변환하므로써, 절연 변환기 변압기(5)의 1차측 와인딩(5a)에 적용된 전압을 동일하게 할 수 있다. 이 경우에, 2차측 와인딩(5b)에 출력된 전압이 동일하게 되므로, 교류입력전압에 대해 직류입력전압을 안정화하기 위한 제어 범위는 실질적으로 확대될 수 있다.
다시말해, 본 장치에서, 무부하(無負荷)(점선)에서 경부하(輕負荷)시의 풀 브리지동작에서, 각 부분의 파형은 도 7a 내지 도 7m에 도시된 바와같이 된다. 여기에서, 전환 소자(4a 내지 4d)에는 각각 예를들어 도 7a 내지 도 7d에 도시된 바와같은 구동 펄스 신호가 공급되고 이의 전환이 행해진다. 이 경우에, 예를들어, 전환 소자(4d)의 드레인과 소스사이에는, 전압이 도 7e에 도시된 바와같이 형성된다.
또한, 전환 소자(4a∼4d)의 드레인과 소스사이에는, 예를들어, 도 7f 내지 도 7i에 도시된 전류가 각각 흐르도록 된다. 결과적으로, 도 7j에 도시된 전류는 1차측 와인딩(5a)을 통해 흐르도록 되고 도 7k에 도시된 전압은 공진 커패시터(6)를 가로질러 형성된다. 다음으로, 1차측 와인딩(5a)을 가로질러 도 7l에 도시된 전압이 발생되고 도 7m에 도시된 전류가 2차측 와인딩(5b)을 통해 흐르도록 된다.
반면, 무부하(점선) 내지 경부하시의 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작에서, 각 부분에서의 파형은 도 8a 내지 8m에 도시된 바와같이 된다. 여기서, 도 8a 내지 도 8d에 도시된 바와같이 구동 펄스신호는 각각 전환 소자(4a∼4d)로 공급되고 이의 전환이 행해진다. 이 경우에, 예를들어 전환 소자(4d)의 드레인과 소스사이에는, 도 8e에 나타난 전압이 형성된다.
또한, 전환 소자(4a∼4d)의 드레인과 소스사이에는, 도 8f 내지 도 8i에 도시된 전류가 각각 흐르도록 된다. 결과적으로, 도 8j에 도시된 전류는 1차측 와인딩(5a)을 통해 흐르도록 되고, 공진 커패시터(6)에는 도 8k에 도시된 전압이 발생된다. 다음으로, 1차측 와인딩(5a)을 가로질러, 도 8l에 도시된 전압이 발생되고 도 8m에 도시된 전류는 2차측 와인딩(5b)을 통해 흐르도록 된다.
도 7j 및 도 8j에 도시된 바와같이 1차측 와인딩(5a)을 통해 흐르는 전류의 파형과 그 다음의 파형은 완전하게 동일하게 된다. 따라서, 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작으로 변경하므로써, 예를들어, 교류입력전압이 이중으로 되면, 절연 변환기 변압기(5)의 1차측 와인딩(5a)에 적용된 전압은 동일하게 되고 교류입력전압에 대해 직류출력전압을 안정화하기 위한 제어범위는 실질적으로 확대될 수 있다.
따라서, 본 장치에서, 두 모드로의 즉, 풀 브리지 동작과 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작 사이에 여기전류의 공급경로를 변환하므로써, 일정 효율의 변환이 간단한 구성으로 행해질 수 있고, 동시에 매우 높은 전압의 출력전압이 이상으로 인해 발생될 우려가 해결될 수 있다.
다시말해, 본 발명에 의하면, 전원장치는 교류입력전압에서의 이중의 변화에 대해 하나의 AC-DC변환기에 의해 구성될 수 있고, 동시에 이로인해 구성이 간단하게 될 수 있고, 교류입력전압의 이중 변화에 대하여 AC-DC변환기에 적용되는 전압을 동일하게 하므로써 변환 효율을 높일 수 있을 뿐만아니라 AC-DC변환기의 구성을 간단하게 한다.
또한, 본 발명에 의하면, 종래의 장치에 의해 사용되었던 두배 전압 정류가 행해지지 않으므로, 매우 높은 전압의 출력전압이 이상으로 인해 출력될 우려가 없고, 이에따라, 종래의 장치에는 필수적으로 행해졌던 안정장치 등을 장치할 필요가 없다.
또한, 상기 장치에서, 저항기(21a, 21b, 22, 23)의 저항값이 각각 R1, R2, R3, R4로서 취해진다고 가정하면, 풀 브리지 동작이 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작으로 변환되는 변환 지점에서의 전압(Vb1)은 다음과 같다.
[수학식 3]
Figure pat00003
또한 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작에서 풀 브리지 동작으로 변환하는 지점에서의 전압(Vb2)은 다음과 같다.
Figure pat00004
다음으로, 상기 장치에서, 저항기(21a, 21b, 22, 23)의 저항값(R1, R2, R3, R4)은 각각 변환 지점에서의 전압이 Vb1＞Vb2가 되도록 결정되고, 여기서 상기 변환 동작은 히스테리시스를 갖도록 된다. 따라서, 이 히스테리시스에 의해 상호변환이 자주 발생하지 않는 것이 가능하게 되고 장치의 동작이 안정화될 수 있다.
또한, 상기 장치에서, 비교기(24)의 출력이 고전위이고 구동회로(17d)의 입력이 (도 4a 내지 도 4j의 우측에서)고전위로 바이어스 되면, 구동회로(17d)(도 4f에 도시됨)로의 입력의 바닥값은 저항기(18b 및 26)의 저항값에 의해 결정된다. 따라서, 상기한 저항기(18b 및 26)의 저항값은 이 바닥값이 구동회로(17d)에서 고전위로 판정되도록 결정된다.
또한, 상기 장치에서, 절연 변환기 변압기(5)의 1차 공진 임피던스는 도 9에 도시된 것으로 된다. 도 9에서, 값(f0)은 절연 변환기 변압기(5)의 1차측 공진 주파수이다. 만약 1차측 와인딩(5a)의 인덕턴스가 L1이고 공진 커패시터(6)의 커패시턴스가 C1이라고 가정하면, 다음 수학식 5가 성립된다.
[수학식 5]
Figure pat00005
또한, 도 9에서, 값(fs)은 발진제어회로(16)의 발진 주파수이고 값(fs(L))은 최소 발진 주파수를 나타내는 반면 값(fs(H))은 최대 발진 주파수를 나타낸다.
도 9에서, 상기한 공진 임피던스 곡선의 상부측을 사용하는 경우에 제어는 다음과 같다.
다시말해, 전압분할회로(10)의 전압 분할지점으로부터의 전압이 기준전압원(12)으로부터의 기준전압보다 높아지면, 에러 증폭기(11)에 의해 이 사실이 검출되어서 저항기(15)을 통해 포토 커플러(14)에 의해 흐르는 전류가 증가한다. 결과적으로, 상기와 같이 제어가 행해져서 발진제어회로(16)로부터의 구동 펄스의 발진 주파수(fs)가 높아지고 구동회로(17a∼17d)의 발진주파수가 높아져서 절연 변환기 변압기(5)의 1차측 공진 임피던스가 더 커지고, 이것은 1차측 와인딩(5a)을 통한 여기전류 흐름을 더 작게하고 직류 출력전압을 더 낮게한다.
반면, 전압분할회로(10)의 전압분할지점으로부터의 전압이 기준전압원(12)으로부터의 기준전압보다 더 낮아지면, 이 사실이 에러 증폭기(11)에 의해 검출되고 저항기(15)를 통해 포토 커플러(14)에 의한 전류흐름이 감소된다. 결과적으로, 발진제어회로(16)의 구동펄스의 발진 주파수(fs)가 낮아지고 구동회로(17a∼17d)의 발진 주파수가 낮아져서 절연 변환기 변압기(5)의 1차측 공진 임피던스가 더 작아진다. 따라서, 상기 제어가 행해져서 1차측 와인딩(5a)을 통해 흐르는 여기전류는 더 커지고 직류출력전압은 더 높아진다.
이런식으로 부하(9)에 적용된 직류출력전압이 절연 변환기 변압기(5)의 2차측에서 검출되고 이 검출된 신호는 포토 커플러(14)를 통해 발진제어회로(16)의 제어단자로 공급된다. 검출된 신호에 따라 발진제어회로(16)에 의해 형성된 구동 펄스 신호는 그의 각 전환을 제어하는 전환 소자(4a∼4d)로 공급된다. 결과적으로 전압분할회로(10)의 전압분할지점에서의 전위는 기준전압원(12)의 전위와 동일하도록 제어된다.
또한, 상기한 도 3의 전원장치에서, 풀 브리지 동작과 단일 엔드 푸시-풀 및 하프 브리지 동작의 두 모드를 서로 변환할 때, 각 전환 소자(4a∼4d)를 통해 흐르는 전류를 억제하므로써, 변환을 안정화하기 위한 제어가 행해질 수 있다.
다시말해, 도 3에서, 비교기(20)의 출력은 뒷방향의 다이오드(28)를 통해 저항기(29)의 한단에 접속되고, 저항기(29)의 다른단은 커패시터(30)를 통해 트랜지스터(31)의 베이스에 접속된다. 또한, 전압(Vcc)의 전원단자는 저항기(32)를 통해 저항기(29)과 커패시터(30)사이를 연결하는 중간지점에 접속된다. 또한, 트랜지스터(31)의 이미터(emitter)는 접지되고, 트랜지스터(31)의 이미터(emitter)의 베이스와 접지사이에는 뒷방향의 다이오드(33)와 저항기(34)의 병렬회로가 장치된다. 또한, 트랜지스터(31)의 컬렉터는 저항기(15)을 통해 발진제어회로(16)에 접속된다.
따라서, 이 회로에서 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작에서 풀 브리지 동작으로 변환이 있을 때, 비교기(20)의 출력은 저전위에서 고전위로 변환한다. 결과적으로, 다이오드(28)는 차단되고 커패시터(30)가 저항기(32)와 커패시터(30)를 통해 충전되는 동안, 전류는 전압(Vcc)의 전원단자로부터 트랜지스터(31)의 베이스로 공급되는데, 이것은 트랜지스터(31)를 온(on)으로 하고 발진제어회로(16)의 발진주파수는 이 주기동안 높아진다.
풀 브리지 동작이 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작으로 복귀하면, 비교기(20)의 출력이 고전위에서 저전위로 변환하므로, 커패시터(30)에서의 전하는 다이오드(28)와 저항기(29)를 통해 방전된다. 결과적으로, 풀 브리지 동작으로의 변환이 있을 때마다의 순간에 트랜지스터(31)는 온으로 될 수 있다.
트랜지스터(31)가 온(on)으로 되고 이 주기에 발진 주파수 회로(16)의 발진 주파수가 높아지면, 절연 변환기 변압기(5)의 1차측 공진 임피던스는 커지고 각 전환 소자(4a 내지 4d)를 통해 흐르는 전류는 억제될 수 있다.
또한, 발진제어회로(16)의 발진 주파수를 더 높게 한다는 사실은 절연 변환기 변압기(5)의 1차측 공진 임피던스를 크게 한다는 것을 의미한다. 따라서, 만약 상태가 계속해서 지속되면, 2차측의 부하(9)의 양단간에 출력전압이 떨어질 우려가 행진다. 따라서, 상기 회로에서, 저항기(32) 및 커패시터(30)의 시간상수를 적절하게 설정하므로써, 이 시간주기가 출력전압을 낮게하지 않는 범위내에 머무르도록 조절된다.
이런식으로, 상기 장치에 의하면, 절연 변환기 변압기의 1차측 와인딩의 여기전류가 전환 소자에 의해 전환되는 전원장치에서, 절연 변환기 변압기의 2차측 출력에 의한 전환 소자에 접속된 발진구동회로의 발진 상태를 제어하므로써, 2차측 출력전압이 일정 전압이 되도록 제어되고, 발진구동회로의 제어에 의해, 여기전류의 공급경로가 풀 브리지 동작과 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작 등의 두 모드 사이에서 변환되고, 이것은 간단한 구조로 일정하게 효과적인 변환을 행할 수 있고, 동시에 매우 높은 전압의 출력전압이 이상으로 인해 출력될 우려를 배제할 수 있다.
또한, 상기 장치에서, 풀 브리지 동작과 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작 등의 두 모드 사이를 변환하기 위한 신호의 검출은 상기 교류입력전압의 정류 전압과 교류입력전압 자체를 검출하므로써 뿐만아니라 상기 전환 소자 또는 상기 절연 변환기 변압기를 통해 흐르는 전류를 검출하므로써 행해질 수 있다.
또한, 상기 발진구동회로가 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작에서 풀 브리지 동작으로 변환할 때에 전환 소자를 통해 흐르는 전류를 억제하기 위한 제어는 상기 전환 소자의 전환주파수를 증가시키므로써 전류를 억제하는 방법에 한정되지 않고, 상기 전환 소자 또는 절연 변환기 변압기의 1차측 와인딩을 통해 흐르는 전류를 검출하고 이 전류를 억제하는 다른 방법도 또한 권장될 수 있다.
본 발명에 의하면, 풀 브리지 동작 및 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작의 두 모드 간의 여기전류의 공급 경로를 변환하므로써, 간단한 구성으로 일정하게 효율적인 변환을 행하고 매우 높은 전압의 출력전압이 이상으로 인해 출력되는 우려를 배제할 수 있다.
다시말해, 본 발명에서 교류입력전압에서 이중 변화를 위해 AC-DC변환기에 의해 전원장치를 형성할 수 있고, 이에의해 그 구성이 간단하게 됨과 동시에, 교류입력전압에서의 이중변화에 대해 AC-DC변환기에 전압을 동일하게 적용되도록 하므로써, AC-DC변환기의 구성이 간단하게 될 수 있고 그 변환 효율이 개선될 수 있다.
또한, 본 발명에서, 종래의 장치에 의해 사용된 이중 전압 정류가 행해지지 않으므로, 예를들어 매우 높은 압력의 출력전압이 예를들어 이상으로 인해 출력될 우려가 없고, 따라서 종래의 장치에 대해 필요한 안전 장치 등을 설치할 필요가 없다. 또한 일정하게 효율적인 변환은 간단한 구성에 의해 행해질 수 있다.
또한, 상기 변환 동작은 히스테리시스를 갖도록 할 수 있고, 이 히스테리시스에 의해 상호 변환이 빈번하게 발생하지 않고 장치의 동작이 안정화되도록 할 수 있다.
첨부 도면을 참고로 본 발명의 바람직한 실시예를 설명했는데, 본 발명은 상기 실시예에 한정되지 않고 부가 청구항에 규정된 본 발명의 사상 또는 범위를 벗어나지 않고서 이 분야에 기술을 가진자에 의해 다양한 변화와 변경이 행해질 수 있음은 주지되는 바이다.
도 1은 전원장치의 구성을 나타내는 도면이다.
도 2는 또다른 전원장치의 구성을 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용되는 전원장치의 구성을 일예로 나타내는 도면이다.
도 4a 내지 도 4j는 본 발명에 의한 전원장치를 설명하는데 사용되는 파형도이다.
도 5a 내지 도 5c는 본 발명에 의한 전원장치를 설명하는데 사용되는 도면이다.
도 6a 내지 도 6c는 본 발명에 의한 전원장치를 설명하는데 사용되는 도면이다.
도 7a 내지 도 7m은 본 발명에 의한 전원장치를 설명하는데 사용되는 파형도이다.
도 8a 내지 도 8m은 본 발명에 의한 전원장치를 설명하는데 사용되는 파형도이다.
도 9는 본 발명에 의한 전원장치를 설명하는데 사용되는 특성도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호설명
1. 교류입력전원 2,7. 다이오드 브리지
3,8. 평활 커패시터 4a∼4d. 전환 소자
5. 절연 변환기 변압기 5a. 1차측 와인딩(winding)
5b. 2차측 와인딩 6. 공진 커패시터
9. 부하
10a,10b,13,15,18a,18b,19a,19b,21a,21b,22,23,25a,25b,26,29,32,34. 저항기
11. 에러 증폭기 12. 기준전압원
14. 포토 커플러 14a. 발광 다이오드
14b. 포토 트랜지스터 16. 발진제어회로
17a∼17d. 구동회로 20,24. 비교기
27a,27b,28,30,33. 다이오드 30. 커패시터
31. 트랜지스터

Claims (7)

  1. 절연 변환기 변압기의 1차측 와인딩(winding)의 여기전류가 전환 소자에 의해 전환되고 상기 전환 소자에 접속된 발진구동회로의 발진상태가 상기 2차측 출력전압이 일정 전압이 되도록 제어하기 위해 상기 절연 변환기 변압기의 2차측 출력전압에 따라 제어되는 전원장치에 있어서,
    상기 발진구동회로의 제어하에, 풀 브리지(full bridge) 동작 및 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지(single ended push-pull and half bridge) 동작의 두 모드 사이에 상기 여기전류의 공급 경로를 전환하기 위한 수단을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    교류입력전압을 정류하기 위한 다이오드 브리지를 설치하고,
    상기 다이오드 브리지의 플러스측 출력단과 마이너스측 출력단 사이에 직렬로 접속된 두 개의 스톤(stone)을 각각 갖는 상기 전환 소자의 직렬회로를 두 쌍 설치하고,
    상기 한 2개의 스톤을 직렬로 접속하는 상기 두 쌍의 전환 소자의 중간 지점 사이에 상기 절연 변환기 변압기의 1차측 와인딩 또는 1차측 와인딩 및 커패시터의 직렬회로를 설치하고,
    상기 발진구동회로의 제어 하에, 상기 4개의 스톤 전환 소자가 풀 브리지 동작에 의해 구동되는 모드와, 직렬로 접속된 2개의 스톤을 갖는 상기 전환 소자의 직렬회로의 한 쌍은 푸쉬-풀 동작에 의해 구동되고, 다른쌍은 그것의 한 스톤은 오프상태에 있고 다른 스톤은 온상태로 유지되는 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작에 의해 구동되는 모드사이에서 변환작동이 행해지는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    교류입력전압이나 그의 정류전압 또는 상기 전환 소자를 통해 흐르는 전류나 상기 절연 변환기 변압기를 통해 흐르는 전류를 검출하므로써, 이 검출신호에 의해 상기 발진구동회로를 제어하여 상기 풀 브리지 동작과 상기 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작 사이를 변환하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  4. 제 3항에 있어서,
    히스테리시스가 주어지는, 상기 발진구동회로가 상기 브리지 동작을 변환하는 검출지점에 히스테리시스가 주어지는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  5. 제 3항에 있어서,
    상기 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작에서 풀 브리지 동작으로 상기 발진구동회로를 변환할 때에, 상기 전환 소자의 전환주파수는 상기 전환 소자를 통해 흐르는 전류를 억제하기 위해 증가되는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  6. 제 3항에 있어서,
    상기 싱글 엔드 푸쉬-풀 및 하프 브리지 동작에서 풀 브리지 동작으로 상기 발진구동회로를 변환할 때에, 상기 전환 소자 또는 상기 절연 변환기 변압기의 1차측 와인딩을 통해 흐르는 전류를 검출하여 이 전류를 억제하는 것을 특징으로 하는 전원장치.
  7. 제 5항에 있어서,
    전원소자를 통해 흐르는 전류를 억제하기 위해서 상기 전환주파수를 증가시킬 때에, 그 주기는 상기 절연 변환기 변압기의 2차측 출력전압이 상당히 저하되지는 않는 정도로 설정되는 것을 특징으로 하는 전원장치.
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