KR20050108281A - 스위칭 모드 전원 공급장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 스위칭 모드 전원 공급장치에 관한 것으로서, 출력 측의 부하의 변동에 따른 변하는 전류를 감지하고, 상기 전류에 대응하는 전압의 변동에 따라 발진주파수를 가변 하여 스위칭 제어부(PWM IC)의 스위칭 주파수를 각 부하에 맞는 스위칭 주파수로 가변 함으로써 효율을 개선하고, 전자파의 발생을 방지한다.

Description

스위칭 모드 전원 공급장치{SWITCHING MODE POWER SUPPLY}
본 발명은 스위칭 모드 전원 공급장치(Switching Mode Power Supply, 이하 "SMPS"라 칭한다)에 관한 것으로, 더욱 상세히는 부하의 변동에 대응하여 스위칭 주파수를 가변 시킴으로써 효율을 증대시키고, 전자파로 인해 발생되는 에너지 손실 및 환경 장애에 능동적으로 대응할 수 있도록 하는 스위칭 모드 전원 공급장치에 관한 것이다.
SMPS는 소형, 경량, 고효율의 경향을 특징으로 하는 현재 대다수의 전자기기 전원공급장치에 채택되고 있으며, 이에 관련된 기술은 경박 단소, 에너지 절약 등의 시대적 요구에 부합하여 급속히 발전을 하고 있는 추세이다.
이러한 종래의 SMPS에 대한 일 실시예가 도 1에 도시되어 있다.
도 1을 참조하면, SMPS는 직류전원 공급부(100), 스위칭부(110), 변압기(transformer)(120), 정류부(130), 피드백부(140)로 구성되어 있다.
먼저 100V 혹은 220V의 상용 교류 전원(AC)이 퓨우즈를 통하여 인가되면, 라인필터(L1, L2)와 커패시터(C1, C2, C3)는 LC 공진 작용에 의하여 교류 전원을 통해 유입되는 노이즈를 제거하는 동시에, 브리지 다이오드(D1) 및 펄스 폭 변조 집적회로(Pulse Width Modulation IC, 이하 "PWM IC"이라 칭한다)(114)가 동작하면서 발생되는 고주파 노이즈가 AC 입력 라인을 타고 외부로 나가는 것을 차단한다.
한편, 라인필터(L1, L2)와 커패시터(C1, C2, C3)를 통과한 교류전압은 브리지 다이오드(D1)에서 정류되어 돌입 전류 방지용 저항(RS)을 통해 평활용 커패시터(C4)에서 평활 되어 직류전압으로 변환된 후, 변압기(120)의 1차측 제1권선(T1-1)에 인가된다.
동시에 평활용 커패시터(C4)에서 평활된 직류전압은 구동저항(Rg)을 통해 PWM IC(114)에 인가되어 PWM IC(114)를 동작시키게 되고, PWM IC(114)로부터 출력된 펄스 폭 변조(PWM) 제어신호에 의해 파워 트랜지스터(112)가 온/오프(On/Off) 된다. 즉, 평활용 커패시터(C4)에서 평활된 직류전압이 인가되면, 커패시터(C7)에 직류전압이 충전됨에 따라 PWM IC(114)의 공급전원이 기동전압에 도달하게 된다. 이에 PWM IC(114)는 작동되어 PWM 제어신호를 발생하고, 이 PWM 제어신호에 의해 파워 트랜지스터(112)가 온/오프 된다. 여기에서, PWM 제어신호 주파수(스위칭 주파수)는 발진주파수부(116)의 R1과 C6의 곱인 시정수(RC)에 의해서 결정된다. PWM 제어신호의 주파수(스위칭 주파수)는 아래의 수학식으로 결정되어 질 수 있다.
종래 SMPS에서, 위의 수학식에 의해서 결정되어질 수 있는 PWM 제어신호의 주파수 범위는 5khz 내지 600Khz가 바람직하다.
파워 트랜지스터(112)가 PWM IC(114) 내의 발진기 주기에 따라 일정시간 동안은 온 상태를 유지하다 오프 상태로 변하면, 변압기(120)의 1차측 제1권선(T1-1)에서 1차측 제2권선(T1-2) 및 2차측 권선(T2)으로 유도 기전력이 발생하게 된다.
따라서 변압기(120)는 PWM 제어신호에 의해 2차측 권선(T2)에서 요구되는 교류전압을 출력하게 된다.
이와 같은 동작을 반복하여 변압기(120)의 2차측 권선(T2)에 유기된 교류전압은 정류부(130)의 다이오드(D3)에서 정류되고, 커패시터(C8)에서 평활 되어 직류전압으로 변환된다.
피드백부(140)는 정류부(130)에서 출력된 직류전압에 포함된 리플성분을 판별하여 그 증감을 포토커플러(PC1-1, PC1-2)를 통해 PWM IC(114) 피드백 단자(FB)로 피드백 한다.
이에 PWM IC(114)는 피드백 된 신호에 따라 PWM 제어신호의 듀티비(Duty ratio)를 조절함으로써, 출력전압(VO)이 정전압으로 유지되도록 한다.
한편, 1차측 제2권선(T1-2)에 유기된 교류전압은 저항(R2)과 다이오드(D2)를 통하여 정류된 다음, 커패시터(C7)에 의해서 평활 되어 PWM IC(114)의 공급전원으로 인가된다.
위에서 살펴보았듯이, PWM IC(114)의 PWM 제어신호의 주파수를 결정하는 R1과 C6이 고정되어 있다.
만약, R1과 C6에 의해서 결정된 PWM 제어신호의 주파수가 고주파인 경우, 파워 트랜지스터(112)의 스위칭 횟수가 많아지게 된다. 스위칭 횟수가 많아짐에 따라 스위칭 손실(loss)이 증가하게 되어 효율이 저하되는 문제점이 발생하게 된다.
또한, PWM 제어신호의 주파수가 SMPS 부하단에 연결된 임의의 장치의 동작 주파수 또는 시스템의 시스템 주파수 등과 같은 경우, 이 두 주파수가 겹치면서 전자파가 발생되는 문제가 생긴다.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 창안된 것으로, 출력단의 부하를 감지하여 부하조건에 따라 PWM 제어신호의 주파수를 결정하는 저항값을 조절하거나 커패시턴스 값을 조절하여 각 부하에 맞는 PWM 제어신호의 주파수로 가변 함으로써 효율을 개선하고, 전자파의 발생을 방지하는 스위칭 모드 전원 공급장치를 제공하는 것에 그 목적이 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 측면에 따른 스위칭 제어부를 포함한 스위칭 모드 전원 공급장치는, 출력 측의 부하의 변동을 감지하는 감지부, 상기 부하의 변동에 따라 상기 스위칭 제어부의 스위칭 주파수를 결정하는 저항 값을 조절하거나 커패시턴스 값을 조절하여 발진주파수를 가변 하여 각 부하에 맞는 스위칭 주파수로 가변 하는 발진주파수부를 포함한다.
상기 발진주파수부는, 적어도 하나 이상의 트랜지스터에 의해 병렬 연결되어 전체 저항 값을 가변 시키는 적어도 하나 이상의 저항과, 커패시터를 포함하여 구성될 수 있다.
또한, 상기 발진주파수부는, 적어도 하나 이상의 트랜지스터에 의해 병렬 연결되어 전제 커패시턴스 값을 가변 시키는 적어도 하나 이상의 커패시터와, 저항을 포함하여 구성될 수 있다.
상기 트랜지스터는 NPN 형 바이폴라 접합 트랜지스터 또는 PNP 형 바이폴라 접합 트랜지스터 중 적어도 어느 하나일 수 있다.
이하 본 발명에 따른 SMPS를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 SMPS를 나타내는 도면이다.
도 2를 참조하면, SMPS는, 직류전원 공급부(100), 스위칭부(200), 변압기(120), 정류부(130), 피드백부(140)로 구성되어 있다.
직류전원 공급부(100), 변압기(120), 정류부(130), 피드백부(140)는 도 1에 각각 도시된 직류전원 공급부(100), 변압기(120), 정류부(130), 피드백부(140)의 구성과 동작이 동일하므로 이에 대한 설명은 생략하기로 한다.
이하에서는 스위칭부(200)를 중심으로 하여 스위칭 모드 전원공급장치에 대해 설명하기로 한다.
스위칭부(200)는 파워 트랜지스터(112), PWM IC(202), 발진주파수부(204)를 포함하여 구성된다.
발진주파수부(204)는 PWM IC(202)의 CT단에 연결된 커패시터(C6), PWM IC(202)의 RT단에 연결된 저항(R1), 저항(R6, R7, R8, R9), 트랜지스터(Q1, Q2)로 구성되어 있다. 트랜지스터(Q1)는, 베이스 단이 파워 트랜지스터(112)와 부하감지저항(Re)의 접속점에 저항(R6)을 통하여 연결되고, 컬렉터 단이 저항(R1)의 일단에 연결되고, 에미터 단이 저항(R8)을 통하여 접지에 연결된다. 그리고 트랜지스터(Q2)는, 컬렉터 단이 저항(R1)의 일단에 연결되고, 에미터 단이 저항(R1)의 타단에 저항(R9)을 통하여 연결되고, 베이스 단이 저항(R6)과 트랜지스터(Q1)의 접속점에 저항(R7)을 통하여 연결된다.
도 1의 PWM IC(114)는 발진주파수부(116)의 미리 고정된 R1과 C6에 의해서 PWM 제어신호 주파수를 결정된다. 반면, PWM IC(202)는 발진주파수부(204)의 고정된 C6과 출력단의 부하 변화에 따라 변화되는 RT 단에 연결된 저항에 따라 PWM 제어신호 주파수를 가변 시켜 출력단자(OUT)를 통하여 파워 트랜지스터(112)에 인가한다.
이하에서, 출력단의 부하 변화에 따른 PWM 제어신호 주파수가 가변되는 과정을 살펴본다.
출력단의 부하가 증가하는 경우, 즉, 2차측 권선(T2)에 기준 전류보다 많은 전류가 흐르게 된다. 이는 1차측 제1권선(T1-1)에 흐르는 전류에 비례한다. 1차측 제1권선(T1-1)에 흐르는 전류는 파워 트랜지스터(112)가 스위칭 온(On) 되는 경우 , 부하감지저항(Re) 양단에 부하감지전압을 발생한다. 이렇게 발생된 부하감지전압이 트랜지스터(Q1)의 에미터와 베이스간의 전압보다 큰 경우, 트랜지스터(Q1)은 도통된다. 이에 PWM IC(202)의 RT단에 연결된 저항 값은 R8과 R1의 제1병렬 저항 값으로 되어 작아진다. 따라서 PWM IC(202)의 PWM 제어신호 주파수는 제1병렬 저항 값과 커패시터(C6)의 커패시턴스 값으로 결정되어지고, 상기 수학식에 의해서 결정되는 PWM 제어신호의 주파수 보다 커지게 된다.
또한, 출력단의 부하가 계속 증가하는 경우 , 부하감지저항(Re) 양단에 부하감지전압도 증가하게 된다. 이렇게 증가된 부하감지전압이 각각 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q2)의 에미터와 베이스간의 전압보다 큰 경우, 트랜지스터(Q1, Q2)는 도통된다. 여기에서 트랜지스터(Q2)의 에미터와 베이스간의 전압이 트랜지스터(Q1)의 에미터와 베이스간의 전압보다 크다고 가정한다.
이에 PWM IC(202)의 RT단에 연결된 저항 값은 R8, R9, R1의 제2병렬 저항 값으로 되어 작아진다. 따라서 PWM IC(202)의 PWM 제어신호 주파수는 제2병렬 저항 값과 커패시터(C6)의 커패시턴스 값으로 결정되어지고, 상기 수학식에 의해서 결정되는 PWM 제어신호의 주파수 보다 커지게 된다. 그리고 제2병렬 저항 값과 커패시터(C6)의 커패시턴스 값에 의해서 결정된 PWM 제어신호 주파수는 제1병렬 저항 값과 커패시터(C6)의 커패시턴스 값에 의해서 결정된 PWM 제어신호 주파수보다 크다.
한편, 위의 발진주파수부(204)의 트랜지스터(Q1, Q2)는 NPN 형으로 되어 있다. 트랜지스터(Q1, Q2)를 PNP 형으로 변경하여 발진주파수부(204)를 구성하는 경우, 발진주파수(204)는 출력 단의 부하가 감소하는 경우에 동작을 하게 되는데, 이에 대해서 살펴본다. 트랜지스터(Q1, Q2)를 NPN형에서 PNP형으로 변경하는 경우, 나머지의 구성은 동일하다. 즉, 이하에서 트랜지스터(Q1, Q2)는 PNP형으로 하여 PWM 제어신호 주파수 가변과정을 살펴본다.
출력 단의 부하가 감소하는 경우, 즉, 2차측 권선(T2)에 기준 전류보다 적은 전류가 흐르게 된다. 이는 1차측 제1권선(T1-1)에 흐르는 전류에 비례한다. 1차측 제1권선(T1-1)에 흐르는 전류는 파워 트랜지스터(112)가 스위칭 온(On) 되는 경우 , 부하감지저항(Re) 양단에 부하감지전압을 발생시킨다. 이렇게 발생된 부하감지전압이 트랜지스터(Q1)의 에미터와 베이스간의 전압보다 작은 경우, 트랜지스터(Q1)는 도통된다. 이에 PWM IC(202)의 RT단에 연결된 저항 값은 R8과 R1의 제1병렬 저항 값으로 되어 작아진다. 따라서 PWM IC(202)의 PWM 제어신호 주파수는 제1병렬 저항 값과 커패시터(C6)의 커패시턴스 값으로 결정되어지고, 상기 수학식에 의해서 결정되는 PWM 제어신호의 주파수 보다 커지게 된다.
또한, 출력 단의 부하가 계속 감소하는 경우 , 부하감지저항(Re) 양단에 부하감지전압도 감소하게 된다. 이렇게 증가된 부하감지전압이 각각 트랜지스터(Q1)와 트랜지스터(Q2)의 에미터와 베이스간의 전압보다 작은 경우, 트랜지스터(Q1, Q2)는 도통된다. 여기에서 트랜지스터(Q2)의 에미터와 베이스간의 전압이 트랜지스터(Q1)의 에미터와 베이스간의 전압보다 작다고 가정한다.
이에 PWM IC(202)의 RT단에 연결된 저항 값은 R8, R9, R1의 제2병렬 저항 값으로 되어 작아진다. 따라서 PWM IC(202)의 PWM 제어신호 주파수는 제2병렬 저항 값과 커패시터(C6)의 커패시턴스 값으로 결정되어지고, 상기 수학식에 의해서 결정되는 PWM 제어신호의 주파수 보다 커지게 된다. 그리고 제2병렬 저항 값과 커패시터(C6)의 커패시턴스 값에 의해서 결정된 PWM 제어신호 주파수는 제1병렬 저항 값과 커패시터(C6)의 커패시턴스 값에 의해서 결정된 PWM 제어신호 주파수보다 크다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 SMPS를 나타내는 도면이다.
도 3을 참조하면, SMPS는, 직류전원 공급부(100), 스위칭부(300), 변압기(120), 정류부(130), 피드백부(140)로 구성되어 있다.
직류전원 공급부(100), 변압기(120), 정류부(130), 피드백부(140)는 도 1에 각각 도시된 직류전원 공급부(100), 변압기(120), 정류부(130), 피드백부(140)의 구성과 동작이 동일하므로 이에 대한 설명은 생략하기로 한다.
이하에서는 스위칭부(300)를 중심으로 하여 스위칭 모드 전원공급장치에 대해 설명하기로 한다.
스위칭부(300)는 파워 트랜지스터(112), PWM IC(302), 발진주파수부(304)를 포함하여 구성된다.
발진주파수부(304)는 PWM IC(302)의 CT단에 연결된 커패시터(C6), PWM IC(202)의 RT단에 연결된 저항(R1), 저항(R6, R7), 커패시터(C10, C11), 트랜지스터(Q3, Q4)로 구성되어 있다. 트랜지스터(Q3)는, 베이스 단이 파워 트랜지스터(112)와 부하감지저항(Re)의 접속점에 저항(R6)을 통하여 연결되고, 컬렉터 단이 커패시터(C6)의 일단에 연결되고, 에미터 단이 커패시터(C10)를 통하여 접지에 연결된다. 그리고 트랜지스터(Q4)는, 컬렉터 단이 커패시터(C6)의 일단에 연결되고, 에미터 단이 커패시터(C6)의 타단에 커패시터(C11)를 통하여 연결되고, 베이스 단이 저항(R6)과 트랜지스터(Q3)의 접속점에 저항(R7)을 통하여 연결된다.
도 1의 PWM IC(114)는 발진주파수부(116)의 미리 고정된 R1과 C6에 의해서 PWM 제어신호 주파수를 결정한다. 반면, PWM IC(302)는 발진주파수부(304)의 고정된 R1과 출력단의 부하 변화에 따라 변화되는 CT 단에 연결된 커패시턴스 값에 따라 PWM 제어신호 주파수를 가변시켜 출력단자(OUT)를 통하여 파워 트랜지스터(112)에 인가한다.
이하에서, 출력단의 부하 변화에 따른 PWM 제어신호 주파수가 가변되는 과정을 살펴본다.
출력단의 부하가 증가하는 경우, 즉, 2차측 권선(T2)에 기준 전류보다 많은 전류가 흐르게 된다. 이는 1차측 제1권선(T1-1)에 흐르는 전류에 비례한다. 1차측 제1권선(T1-1)에 흐르는 전류는 파워 트랜지스터(112)가 스위칭 온(On) 되는 경우 , 부하감지저항(Re) 양단에 부하감지전압을 발생한다. 이렇게 발생된 부하감지전압이 트랜지스터(Q3)의 에미터와 베이스간의 전압보다 큰 경우, 트랜지스터(Q3)는 도통된다. 이에 PWM IC(302)의 CT단에 연결된 커패시턴스 값은 C10과 C6의 제1병렬 커패시턴스 값으로 되어 커패시턴스 값이 커진다. 따라서 PWM IC(302)의 PWM 제어신호 주파수는 제1병렬 커패시턴스 값과 저항(R1)에 의해서 결정되어지고, 상기 수학식에 의해서 결정되는 PWM 제어신호의 주파수 보다 작아지게 된다.
또한, 출력단의 부하가 계속 증가하는 경우 , 부하감지저항(Re) 양단에 부하감지전압도 증가하게 된다. 이렇게 증가된 부하감지전압이 각각 트랜지스터(Q3)와 트랜지스터(Q4)의 에미터와 베이스간의 전압보다 큰 경우, 트랜지스터(Q3, Q4)는 도통된다. 여기에서 트랜지스터(Q4)의 에미터와 베이스간의 전압이 트랜지스터(Q3)의 에미터와 베이스간의 전압보다 크다고 가정한다.
이에 PWM IC(302)의 CT단에 연결된 커패시턴스 값은 C10, C11, C6의 제2병렬 커패시턴스 값으로 되어 작아진다. 따라서 PWM IC(302)의 PWM 제어신호 주파수는 제2병렬 커패시턴스 값과 저항(R1)으로 결정되어지고, 상기 수학식에 의해서 결정되는 PWM 제어신호의 주파수 보다 작아지게 된다. 그리고 제2병렬 커패시턴스 값과 저항(R1)에 의해서 결정된 PWM 제어신호 주파수는 제1병렬 커패시턴스 값과 저항(R1)에 의해서 결정된 PWM 제어신호 주파수보다 작다.
한편, 위의 발진주파수부(304)의 트랜지스터(Q3, Q4)는 NPN 형으로 되어 있다. 트랜지스터(Q3, Q4)를 PNP 형으로 변경하여 발진주파수부(304)를 구성하는 경우, 발진주파수부(304)는 출력단의 부하가 감소하는 경우에 동작을 하게 되는데, 이에 대해서 살펴본다. 트랜지스터(Q3, Q4)를 NPN형에서 PNP형으로 변경하는 경우, 나머지의 구성은 동일하다. 즉, 이하에서 트랜지스터(Q3, Q4)는 PNP형으로 하여 PWM 제어신호 주파수 가변과정을 살펴본다.
출력단의 부하가 감소하는 경우, 즉, 2차측 권선(T2)에 기준 전류보다 적은 전류가 흐르게 된다. 이는 1차측 제1권선(T1-1)에 흐르는 전류에 비례한다. 1차측 제1권선(T1-1)에 흐르는 전류는 파워 트랜지스터(112)가 스위칭 온(On) 되는 경우 , 부하감지저항(Re) 양단에 부하감지전압을 발생시킨다. 이렇게 발생된 부하감지전압이 트랜지스터(Q3)의 에미터와 베이스간의 전압보다 작은 경우, 트랜지스터(Q3)는 도통된다. 이에 PWM IC(302)의 CT단에 연결된 커패시턴스 값은 C10과 C6의 제1병렬 커패시턴스 값으로 되어 커진다. 따라서 PWM IC(302)의 PWM 제어신호 주파수는 제1병렬 커패시턴스 값과 저항(R10)으로 결정되어지고, 상기 수학식에 의해서 결정되는 PWM 제어신호의 주파수 보다 작아지게 된다.
또한, 출력단의 부하가 계속 감소하는 경우 , 부하감지저항(Re) 양단에 부하감지전압도 감소하게 된다. 이렇게 증가된 부하감지전압이 각각 트랜지스터(Q3)와 트랜지스터(Q4)의 에미터와 베이스간의 전압보다 작은 경우, 트랜지스터(Q3, Q4)는 도통된다. 여기에서 트랜지스터(Q4)의 에미터와 베이스간의 전압이 트랜지스터(Q3)의 에미터와 베이스간의 전압보다 작다고 가정한다.
이에 PWM IC(302)의 CT단에 연결된 커패시턴스 값은 C10, C11, C6의 제2병렬 커패시턴스 값으로 되어 커진다. 따라서 PWM IC(302)의 PWM 제어신호 주파수는 제2병렬 커패시턴스 값과 저항(R1)에 의해 결정되어지고, 상기 수학식에 의해서 결정되는 PWM 제어신호의 주파수 보다 작아지게 된다. 그리고 제2병렬 커패시턴스 값과 저항(R1)에 의해서 결정된 PWM 제어신호 주파수는 제1병렬 커패시턴스 값과 저항(R1)에 의해서 결정된 PWM 제어신호 주파수보다 작다.
이상에서 본 발명은 기재된 구체 예에 대해서만 상세히 설명하였지만 본 발명의 기술 사상 범위 내에서 다양한 변형 및 수정이 가능함은 당업자에게 있어서 명백한 것이며, 이러한 변형 및 수정이 첨부된 특허청구범위에 속함은 당연한 것이다.
상술한 바와 같이 본 발명에 따르면, 출력단의 부하를 감지하여 부하조건에 따라 PWM 제어신호의 주파수를 결정하는 저항 값을 조절하거나 커패시턴스 값을 조절하여 각 부하에 맞는 PWM 제어신호의 주파수로 가변 함으로써 효율이 개선되고, 전자파의 발생이 방지된다.
도 1은 종래 일 예에 따른 스위칭 모드 전원 공급장치를 나타내는 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 스위칭 모드 전원 공급장치를 나타내는 도면.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 스위칭 모드 전원 공급장치를 나타내는 도면.

Claims (4)

  1. 스위칭 제어부를 포함한 스위칭 모드 전원 공급장치에 있어서,
    출력 측의 부하의 변동을 감지하는 감지부,
    상기 부하의 변동에 따라 상기 스위칭 제어부의 스위칭 주파수를 결정하는 저항 값을 조절하거나 커패시턴스 값을 조절하여 발진주파수를 가변 하여 각 부하에 맞는 스위칭 주파수로 가변 하는 발진주파수부를 포함하는 스위칭 모드 전원공급장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 발진주파수부는,
    적어도 하나 이상의 트랜지스터에 의해 병렬 연결되어 전제 저항 값을 가변 시키는 적어도 하나 이상의 저항과,
    커패시터를 포함하는 스위칭 모드 전원공급장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 발진주파수부는,
    적어도 하나 이상의 트랜지스터에 의해 병렬 연결되어 전체 커패시턴스 값을 가변 시키는 적어도 하나 이상의 커패시터와,
    저항을 포함하는 스위칭 모드 전원공급장치.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 트랜지스터는,
    NPN 형 바이폴라 접합 트랜지스터 또는 PNP 형 바이폴라 접합 트랜지스터 중 적어도 어느 하나인 스위칭 모드 전원공급장치.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101039992B1 (ko) * 2009-03-25 2011-06-09 주식회사 케이이씨 주파수 변조 방식 및 펄스폭 변조 방식을 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이
KR101150882B1 (ko) * 2010-11-02 2012-05-29 엘아이지넥스원 주식회사 진행파관 증폭기용 고압전원장치의 스위칭 주파수 변환 회로
KR20160082793A (ko) * 2014-12-29 2016-07-11 주식회사 솔루엠 전원 공급 장치

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