DE102006017852A1

DE102006017852A1 - Eine Verringerung von Verlusten bei Nulllast und schwacher Last ermöglichender DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp

Info

Publication number: DE102006017852A1
Application number: DE102006017852A
Authority: DE
Inventors: Naoto Tama Endo
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 2005-07-19
Filing date: 2006-04-18
Publication date: 2007-01-25
Also published as: US20070018617A1; US7224149B2; JP2007028829A

Abstract

In einer Steuerschaltung (3) zum Steuern eines DC/DC-Wandlers (10A) vom Stromresonanztyp erzeugt eine Anordnung (31) zur Erfassung einer negativen Spannung einen Impuls (VFCMP), während eine Beidendenspannung (V¶Cr¶) eines Resonanzkondensators (Cr) eine negative Spannung aufweist. Eine Schaltung (33) zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals beinhaltet einen Kondensator (Ce), der während der Erzeugung des Impulses aufgeladen wird, und erzeugt ein Spannungspegelfehlersignal (VERR), bei dem ein Spannungspegel ansteigt. Ein Zeitgeber (34) erzeugt ein Zeitgebersignal, das eine Sägezahn-Signalform aufweist, bei dem ein Spannungspegel graduell ansteigt. Eine Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung (35) vergleicht das Zeitgebersignal mit dem Spannungspegelfehlersignal, um ein Aus-Zeitsteuerungssignal (VLOFF) zu erzeugen, das eine Zeitsteuerung zum Ausschalten des Kurzschlussschalters (SW2) definiert. In Erwiderung auf das Aus-Zeitsteuerungssignal erzeugt eine Antriebssteuersignalerzeugungsanordnung (37, 38) ein zweites Antriebssteuersignal (VGL), das für das Ausschalten des Kurzschlussschalters hinweisend ist.

Description

Diese Erfindung betrifft einen umschaltenden Stromwandler und insbesondere einen DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp, der eine Resonanzschaltung enthält, und ein Verfahren zur Realisierung einer Nullstromumschaltung davon.
In der im Fachgebiet wohlbekannten Art und Weise ist der DC/DC-Wandler ein umschaltender Stromwandler zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung (die später auch nur „Eingangsspannung" genannt wird) in eine Ausgangsgleichspannung (die später auch nur „Ausgangsspannung" genannt wird), die sich von der Eingangsgleichspannung unterscheidet.
Als einer der DC/DC-Wandler ist in der Technik ein DC/DC-Wandler vom PWM-Typ (Pulsweitenmodulation) bekannt. Die DC/DC-Wandler vom PWM-Typ weisen verschiedene Typen auf, die in einen Abwärtstyp, einen Aufwärtstyp, einen Polaritätsumkehrtyp oder dergleichen klassifiziert werden. Der DC/DC-Wandler vom Abwärtstyp umfasst einen Erregerschalter, einen Kurzschlussschalter und eine Ausgangsinduktivität auf. Anstelle des Kurzschlussschalters kann eine Diode verwendet werden.

Der DC/DC-Wandler vom PWM-Typ ist jedoch insofern unvorteilhaft, dass er einen hohen Umschaltverlust aufweist, wenn sich der Erregerschalter von einem An-Zustand zu einem Aus-Zustand umschaltet oder von einem Aus-Zustand zu einem An-Zustand umschaltet. Als ein DC/DC-Wandler, der in der Lage ist, solch einen Umschaltverlust zu eliminieren, ist ein DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp bekannt, beispielsweise im US-Patent Nr. 5,663,635, das von Vinciarelli et al. veröffentlicht wurde.

Obwohl der DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp später in Verbindung mit 1 beschrieben werden wird, umfasst der DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp einen DC/DC-Wandlungsabschnitt vom Stromresonanztyp, der einen Erregerschalter, eine Resonanzinduktivität, einen Resonanzkondensator, einen Kurzschlussschalter und eine Ausgangsinduktivität beinhaltet. Der Erregerschalter wird in Erwiderung auf ein Antriebssteuersignal an- und abgeschaltet. Die Resonanzinduktivität weist ein Ende auf, das an den Erregerschalter angeschlossen ist. Der Resonanzkondensator weist ein Ende auf, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende, das geerdet ist. Der Kurzschlussschalter ist parallel zum Resonanzkondensator angeschlossen ist. Der Kurzschlussschalter wird in Erwiderung auf ein zweites Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet. Die Ausgangsinduktivität weist ein Ende auf, das an das andere Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende, das an ein Ende eines Ausgangskondensators angeschlossen ist.

Beim DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp fließt nur eine Resonanzdauer lang bezüglich einer Umschaltperiode ein Strom durch die Resonanzinduktivität. Der Strom fließt für eine Dauer nicht durch die Resonanzinduktivität, die durch Abziehen der Resonanzdauer von der Umschaltperiode erhalten wird. Wenn ein Eingangs-/Ausgangsspannungsverhältnis kleiner wird, wird die Umschaltperiode in Bezug auf die Resonanzdauer länger. Im Ergebnis nimmt die Dauer zu, die der der Strom nicht durch die Resonanzinduktivität fließt, wie es beispielsweise im US-Patent Nr. 4,720,667 beschrieben ist.

Der DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp besitzt einen großen Vorteil, wo eine Nullstromumschaltung (ZCS) des Erregerschalters unter Verwendung einer Reihenresonanz der Reihenresonanzschaltung ermöglicht wird, die aus der Resonanzinduktivität und dem Resonanzkondensator besteht, und diese zur Beseitigung des Umschaltverlustes führt.

Beim herkömmlichen DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp ist ein Resonanzstromwert durch eine Eingangsspannung einer Eingangsstromzuführung, die Resonanzinduktivität und den Resonanzkondensator auf einen Wert fixiert. Um immer die Nullstromumschaltung (ZCS) zu verwirklichen, ist es deshalb nötig, dass ständig der Resonanzstrom, der eine Spitze äquivalent zu einem maximalen Ausgangsstromwert aufweist, durch die Resonanzinduktivität fließt. Beispielsweise wird angenommen, dass der maximale Ausgangsstromwert gleich 10 Ampere ist. In diesem Fall ist es nötig, dass die Spitze des Resonanzstroms 10 Ampere oder mehr beträgt.

Mit anderen Worten, es ist notwendig, dass der Resonanzstrom, der die Spitze äquivalent zum maximalen Ausgangsstromwert aufweist, stets durch die Resonanzinduktivität fließt, nicht nur bei einer starken Last, bei der ein Ausgangsstrom groß ist, sondern auch bei Nulllast oder schwacher Last, bei der der Ausgangsstrom klein ist.

Auf die oben beschriebene Weise ist es nötig, dass stets der Resonanzstrom, der die Spitze äquivalent zum maximalen Ausgangsstromwert aufweist, durch die Resonanzinduktivität fließt, auch bei Nulllast oder schwacher Last, bei der der Ausgangsstrom klein ist. Deshalb werden bei Nulllast oder schwacher Last die Verluste größer, die dadurch verursacht werden, dass der Resonanzstrom durch die Resonanzinduktivität und parasitäre Resonanzkomponenten des Erregerschalters, der Resonanzinduktivität, des Resonanzkondensators und so weiter fließt. Im Ergebnis ist der herkömmliche DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp darin unvorteilhaft, dass er einen geringen Wirkungsgrad aufweist.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp und ein Resonanzstromsteuerverfahren bereitzustellen, die in der Lage sind, Verluste bei Nulllast und schwacher Last zu verringern.

Andere Aufgaben dieser Erfindung werden verständlich werden, sowie die Beschreibung voranschreitet.

Bei Beschreibung des Hauptpunkts eines ersten Gesichtspunkts dieser Erfindung ist es selbstverständlich möglich, dass ein Verfahren aus dem Steuern eines durch eine Resonanzschaltung fließenden Resonanzstroms zur Verwendung in einem DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp besteht, der einen DC/DC-Wandlungsabschnitt vom Stromresonanztyp umfasst, der einen Schalter und die Resonanzschaltung enthält. Gemäß einem ersten Gesichtspunkt dieser Erfindung umfasst das Verfahren den Schritt der Steuerung der Stärke des Resonanzstroms gemäß einer Last durch Ändern einer Aus-Zeitsteuerung des Schalters.

Beim oben erwähnten Verfahren kann das Verfahren den Schritt des Steuerns der Stärke des Resonanzstroms umfassen, so dass die Stärke des Resonanzstroms bei Nulllast oder schwacher Last kleiner ist als die bei starker Last.

Bei Beschreibung des Hauptpunkts eines zweiten Gesichtspunkts dieser Erfindung ist es selbstverständlich möglich, dass Verfahren aus der Steuerung eines durch eine Resonanzinduktivität fließenden Resonanzstroms zur Verwendung in einem DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp besteht, der einen DC/DC-Wandlungsabschnitt vom Stromresonanztyp enthält. Der DC/DC-Wandlungsabschnitt vom Stromresonanztyp umfasst einen Erregerschalter, der in Erwiderung auf ein erstes Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet wird, ferner die Resonanzinduktivität, die ein Ende aufweist, das an ein Ende des Erregerschalters angeschlossen ist, ferner einen Resonanzkondensator, der ein Ende, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende aufweist, das geerdet ist, ferner einen Kurzschlussschalter, der parallel mit der Resonanzinduktivität verbunden ist, der in Erwiderung auf ein zweites Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet wird, und ferner eine Ausgangsinduktivität, die ein Ende, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende aufweist, das an ein Ende eines Ausgangskondensators angeschlossen ist. Gemäß dem zweiten Gesichtspunkt dieser Erfindung umfasst das Verfahren den Schritt des Erzeugens des zweiten Antriebssteuersignals, so dass der Kurzschlussschalter in einem Augenblick ausgeschaltet wird, an dem ein durch die Ausgangsinduktivität fließender Strom hin zum Kurzschlussschalter fließt, wodurch die Stärke des Resonanzstroms gemäß einer Last gesteuert wird.

Gemäß dem zweiten Gesichtspunkt dieser Erfindung umfasst der Kurzschlussschalter beim oben erwähnten Verfahren einen N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET). Eine parasitische Diode kann an dem Kurzschlussschalter parasitisch sein. Das Verfahren kann die folgenden Schritte umfassen: Erzeugen eines Impulses während eine Beidendenspannung des Resonanzkondensators eine negative Spannung aufweist; Erzeugen eines Spannungspegelfehlersignals, wobei ein Spannungspegel davon mit dem Aufladen eines Kondensators während Erzeugung des Impulses ansteigt; Erzeugen eines Zeitgebersignals, das eine Sägezahn-Signalform aufweist, bei dem ein Spannungspegel davon graduell ansteigt; Vergleichen des Zeitgebersignals mit dem Spannungspegelfehlersignal, um ein Aus-Zeitsteuerungssignal zu erzeugen, das eine Zeitsteuerung zum Ausschalten des Kurzschlussschalters definiert; und Erzeugen des zweiten Antriebssteuersignals zum Ausschalten des Kurzschlussschalters in Erwiderung auf das Aus-Zeitsteuerungssignal.

Bei Beschreibung des Hauptpunkts eines dritten Gesichtspunkts dieser Erfindung ist es selbstverständlich möglich, dass ein DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp einen DC/DC-Wandlungsabschnitt vom Stromresonanztyp enthält, der einen Erregerschalter umfasst, der in Erwiderung auf ein erstes Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet wird, ferner eine Resonanzinduktivität, die ein Ende aufweist, das an ein Ende des Erregerschalters angeschlossen ist, ferner einen Resonanzkondensator, der ein Ende, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende aufweist, das geerdet ist, ferner einen Kurzschlussschalter, der parallel mit der Resonanzinduktivität verbunden ist, der in Erwiderung auf ein zweites Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet wird, und ferner eine Ausgangsinduktivität, die ein Ende, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende aufweist, das an ein Ende eines Ausgangskondensators angeschlossen ist. Gemäß dem dritten Gesichtspunkt dieser Erfindung umfasst der DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp eine Steuerschaltung zur Erzeugung des zweiten Antriebssteuersignals, so dass der Kurzschlussschalter in einem Augenblick ausgeschaltet wird, an dem ein durch die Ausgangsinduktivität fließender Strom hin zum Kurzschlussschalter fließt, wodurch die Stärke des Resonanzstroms gemäß einer Last gesteuert wird.

Gemäß dem dritten Gesichtspunkt dieser Erfindung umfasst der Kurzschlussschalter beim oben erwähnten DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp einen N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET), der eine Drain-Elektrode, die an das Ende der Ausgangsinduktivität angeschlossen ist, und eine Source-Elektrode aufweist, die geerdet ist. Eine parasitische Diode kann an dem Kurzschlussschalter parasitisch sein. In diesem Fall kann die Steuerschaltung eine Anordnung zur Erfassung negativer Spannung zum Vergleichen einer Drain-Spannung des Kurzschlussschalters mit einer Source-Spannung des Kurzschlussschalters umfassen, um einen Impuls zu erzeugen, während eine Beidendenspannung des Resonanzkondensators eine negative Spannung aufweist, ferner eine Spannungspegelfehlersignalerzeugungsschaltung enthaltend einen Kondensator, der während der Erzeugung des Impulses aufgeladen wird. Die Spannungspegelfehlersignalerzeugungsschaltung erzeugt ein Spannungspegelfehlersignal, bei dem ein Spannungspegel davon ansteigt. Ein Zeitgeber ist zum Erzeugen eines Zeitgebersignals vorgesehen, das eine Sägezahn-Signalform aufweist, bei dem ein Spannungspegel davon graduell ansteigt. Eine Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung ist zum Vergleichen des Zeitgebersignals mit dem Spannungspegelfehlersignal vorgesehen, um ein Aus-Zeitsteuerungssignal zu erzeugen, das eine Zeitsteuerung zum Ausschalten des Kurzschlussschalters definiert. Eine Antriebssteuersignalserzeugungsanordnung ist zum Erzeugen des zweiten Antriebssteuersignals vorgesehen, das auf das Ausschalten des Kurzschlussschalters hinweisend ist, in Erwiderung auf das Aus-Zeitsteuerungssignal. Die die Steuerschaltung kann darüber hinaus folgendes umfassen: eine Nullspannungserfassungsanordnung zum Vergleichen der Drain- Spannung des Kurzschlussschalters mit der Source-Spannung des Kurzschlussschalters, um ein Nullspannungserfassungssignal zu erzeugen, wenn eine Beidendenspannung des Resonanzkondensators null Volt beträgt; und eine An-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung zum Erzeugen, in Erwiderung auf das Nullspannungserfasungssignal, eines An-Zeitsteuerungssignals, das eine Zeitsteuerung zum Anschalten des Kurzschlussschalters definiert. In diesem Fall erzeugt die Antriebssteuersignalserzeugungsanordnung in Erwiderung auf das An-Zeitsteuerungssignal das zweite Antriebssteuersignal, das auf das Anschalten des Kurzschlussschalters hinweisend ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnung
1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines herkömmlichen DC/DC-Wandlers vom Vollwellen-Stromresonanztyp eines Abwärtstyps und eines Synchrontyps zeigt;
die 2A bis 2E sind Zeitdiagramme zur Verwendung bei der Beschreibung der Funktionsweise des in 1 dargestellten DC/DC-Wandlers vom Vollwellen-Stromresonanztyp bei Nulllast;
3 ist ein Blockdiagramm, das einen DC/DC-Wandler vom Vollwellen-Stromresonanztyp gemäß einem Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt;
die 4A bis 4H sind Zeitdiagramme zur Verwendung bei der Beschreibung der Funktionsweise in einem Fall, bei dem der in 3 dargestellte DC/DC-Wandler vom Vollwellen-Stromresonanztyp in einen Übergangszustand versetzt wird; und
die 5A bis 5H sind Zeitdiagramme zur Verwendung bei der Beschreibung der Funktionsweise in einem anderen Fall, bei dem der in 3 dargestellte DC/DC-Wandler vom Vollwellen-Stromresonanztyp in einen stationären Zustand versetzt wird.
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Unter Bezugnahme auf 1 wird zuerst ein herkömmlicher DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp beschrieben werden, um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern. Beim dargestellten Beispiel ist der DC/DC-Wandler 10 vom Stromresonanztyp ein DC/DC-Wandler vom Vollwellen-Stromresonanztyp. Der dargestellte DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp ist ein Abwärtstyp und ein Synchrontyp. Das heißt, eine Ausgangsspannung Vout ist geringer als eine Eingangsspannung Vin. Eine Eingangsstromzuführung 11 ist parallel mit einem Eingangskondensator Ci verbunden. Eine Last 13 ist parallel mit einem Kapazitätselement (einem Ausgangskondensator) Co verbunden. Zwischen dem Eingangskondensator Cin und dem Ausgangskondensator Co ist ein DC/DC-Wandlungsabschnitt 12 vom Vollwellen-Stromresonanztyp angeschlossen.
Ein DC/DC-Wandlungsabschnitt 12 vom Vollwellen-Stromresonanztyp umfasst einen Erregerschalter SW1, einen Kurzschlussschalter SW2, eine Ausgangsinduktivität Lo, eine Resonanzinduktivität Lr und einen Resonanzkondensator Cr. Eine Kombination der Resonanzinduktivität Lr und des Resonanzkondensators Cr bildet eine Reihenresonanzschaltung. Die Reihenresonanzschaltung ist zwischen dem Erregerschalter SW1 und dem Kurzschlussschalter SW2 eingesetzt.
Der Erregerschalter SW1 wird auch ein erster Schalter genannt, während der Kurzschlussschalter SW2 auch ein zweiter Schalter genannt wird. Der Erregerschalter SW1 und der Kurzschlussschalter SW2 umfasst jeweils einen N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET). Eine erste Body-Diode BD1 ist parasitär am ersten Schalter SW1, während eine zweite Body-Diode BD2 parasitär am zweiten Schalter SW2 ist.
Um genauer zu sein, der Erregerschalter SW1 weist eine Source-Elektrode auf, die entsprechend an eine Anodenelektrode der ersten Body-Diode BD1 angeschlossen ist. Der Erregerschalter SW1 weist eine Drain-Elektrode auf, die entsprechend an eine Kathodenelektrode der ersten Body-Diode BD1 angeschlossen ist. Der Kurzschlussschalter SW2 weist eine Source-Elektrode auf, die entsprechend an eine Anodenelektrode der zweiten Body-Diode BD2 angeschlossen ist. Der Kurzschlussschalter SW2 weist eine Drain-Elektrode auf, die entsprechend an eine Kathodenelektrode der zweiten Body-Diode BD2 angeschlossen ist.
Das heißt, der DC/DC-Wandlungsabschnitt 12 vom Vollwellen-Stromresonanztyp ist im Aufbau dem oben erwähnten DC/DC-Wandler vom PWM-Typ ähnlich, mit der Ausnahme, dass die Reihenresonanzschaltung hinzugefügt ist, die aus der Resonanzinduktivität Lr und dem Resonanzkondensator Cr besteht.
Der Erregerschalter (der erste Schalter) SW1 weist ein Ende (die Drain-Elektrode) auf, die an eine positive Elektrode der Eingangsstromzuführung 11 angeschlossen ist. Der Erregerschalter (der erste Schalter) SW1 weist ein anderes Ende (die Source-Elektrode) auf, das an ein Ende der Resonanzinduktivität Lr angeschlossen ist. Die Resonanzinduktivität Lr weist ein anderes Ende auf, das über den Resonanzkondensator Cr geerdet ist. Der Kurzschlussschalter (der zweite Schalter) SW2 ist parallel mit dem Resonanzkondensator Cr verbunden. Im Einzelnen weist der Kurzschlussschalter SW2 ein Ende (die Drain-Elektrode) auf, das an einen Anschlussknoten zwischen der Resonanzinduktivität Lr und dem Resonanzkondensator Cr angeschlossen ist. Der Kurzschlussschalter SW2 weist ein anderes Ende (die Source-Elektrode) auf, das geerdet ist. Das andere Ende der Resonanzinduktivität Lr ist zudem an ein Ende der Ausgangsinduktivität Lo angeschlossen. Die Ausgangsinduktivität Lo weist ein anderes Ende auf, das über den Ausgangskondensator Co geerdet ist. Der Ausgangskondensator Co weist beide Enden auf, zwischen denen die Ausgangsspannung Vout auftritt.
Der erste Schalter (der Erregerschalter) SW1 wird ein hochseitiger Schalter genannt, während der zweite Schalter (der Kurzschlussschalter) SW2 ein niederseitiger Schalter genannt wird. Die Steuerung des An-/Abschaltens des Erregerschalters SW1 und des Kurzschlussschalters SW2 wird durch erste und zweite Steuersignale VGH und VGL ausgeführt, die von einer Treibersteuerung 20 geliefert werden, die als eine Steuerschaltung dient. Um genauer zu sein, die Treibersteuerung 20 liefert als erstes Antriebssteuersignal ein hochseitiges Gate-Antriebssignal VGH an eine Gate-Elektrode des Erregerschalters SW1, während die Treibersteuerung 20 als zweites Antriebssteuersignal ein niederseitiges Gate-Antriebssignal VGL an eine Gate-Elektrode des Kurzschlussschalters SW2 liefert.
Unter Bezugnahme auf 1 wird eine Beschreibung betreffend die Funktionsweise des DC/DC-Wandlers 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp gemacht werden.
Zuerst wird angenommen, dass der erste Schalter SW1 in einen Aus-Zustand versetzt wird, während der zweite Schalter SW2 in einen An-Zustand versetzt wird. In diesem Fall nehmen ein durch die Eingangsinduktivität Lo fließender Strom I_Lo und ein durch den zweiten Schalter SW2 fließender Strom I_SW2 linear mit einer Steigung von –Vout/Lo abnehmen.
Anschließend wird angenommen, dass sowohl der erste als auch der zweite Schalter SW1 und SW2 in den Aus-Zustand versetzt werden. Eine Zeitdauer, bei der sowohl der erste als auch der zweite Schalter SW1 und SW2 in den Aus-Zustand versetzt werden, wird Totzeit genannt. Für eine Dauer der Totzeit wird der durch den zweiter Schalter SW2 laufende Strom I_SW2 null, während ein Strom I_BD2 durch die zweite Body-Diode BD2 anstelle des zweiten Schalters SW2 fließt.
Es wird angenommen, dass der erste Schalter SW1 angeschaltet wird, während der zweite Schalter SW2 abgeschaltet wird. In diesem Fall nimmt ein durch den ersten Schalter SW1 fließender Strom I_SW1 linear mit einer Steigung von Vin/Lo zu. Demgegenüber nimmt der durch die zweite Body-Diode BD2 fließende Strom I_BD2 mit Zunahme beim durch den ersten Schalter SW1 fließenden Strom I_SW1 ab. Unter diesen Umständen wird durch die zweite Body-Diode BD2 eine Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr abgeklemmt.
An einem Zeitpunkt nach Ablauf eines ersten Zeitintervalls T1 = (I_LoLr)/Vin ab einem Zeitpunkt wenn der erste Schalter SW1 angeschaltet wird, sind der durch den ersten Schalter SW1 fließende Strom I_SW1 und ein durch die Eingangsinduktivität Lo fließender Strom I_Lo einander gleich, nämlich (I_SW1 = I_Lo), und dann beginnt die Reihenresonanzschaltung mit der Resonanz. Demgemäß erreicht ein im Resonanzkondensator Cr fließender Strom graduell eine Spitze und nimmt danach graduell ab. In diesem Fall nimmt die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr graduell zu, so dass sie eine Spannung 2Vin wird, welche doppelt so groß ist wie Eingangsspannung Vin. Wenn der im Resonanzkondensator Cr fließende Strom die Spitze erreicht, ist die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr gleich der Eingangsspannung Vin.
Ein zweites Zeitintervall T2, wo der Strom I_Cr im Resonanzkondensator Cr fließt (nämlich eine Dauer, wo der Resonanzkondensator Cr aufgeladen wird), ist gleich der Hälfte des Kehrwerts einer Resonanzfrequenz fr, die durch einen Induktvitätswert der Resonanzinduktivität Lr und einen Kapazitätswert des Resonanzkondensators Cr definiert ist, nämlich T2 = 1/2fr = π√(LrCr). Wenn der durch den Resonanzkondensator Cr fließende Strom I_Cr null ist, sind der durch den ersten Schalter SW1 fließende Strom I_SW1 und der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo einander gleich.
Wenn der durch den ersten Schalter SW1 fließende Strom I_SW1 geringer ist als der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom, beginnt sich der Resonanzkondensator Cr zu entladen, so dass ein Entladungsstrom I_Cr aus dem Resonanzkondensator Cr fließt. Deshalb wendet sich die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensator Cr dazu, sich graduell zu verringern.
An einem Zeitpunkt wenn der durch den ersten Schalter SW1 fließende Strom I_SW1 null wird, wird der erste Schalter SW1 ausgeschaltet. Das heißt, der erste Schalter SW1 wird einer Nullstromumschaltung (ZCS) unterzogen. Danach fließt ein Strom I_BD1 zur Eingangsstromzuführung 11 über die erste Body-Diode BD1 zurück. An einem Zeitpunkt wenn der in die erste Body-Diode BD1 zurückfließende Strom I_BD1 null wird, stoppt die Resonanz der Reihenresonanzschaltung.
Alldieweil der Strom I_Cr, der sich aus dem Resonanzkondensator Cr entlädt, und der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo einander gleich sind, ämlich I_Lo = I_Cr, nach einem Zeitpunkt wenn der durch die erste Body-Diode BD1 fließende Strom I_BD1 null wird, entlädt sich der Resonanzkondensator Cr im Wesentlichen in einer Art Gleichstrom. Unter diesen Umständen nimmt die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr linear mit der Steigung I_Lo/Cr ab.
Wenn sich der Resonanzkondensator Cr perfekt entlädt, wendet sich der Strom I_BD1 dazu, hin durch die zweite Body-Diode BD2 zu fließen.
Es wird angenommen, dass der zweite Schalter SW2 angeschaltet wird, während der erste Schalter SW1 in den Aus-Zustand versetzt wird. In diesem Fall fließt der Strom I_SW2 durch den zweiten Schalter SW2. Der durch den zweiten Schalter SW2 fließende Strom I_SW2 und der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo sind einander gleich.
Danach wird die oben erwähnte Operation wiederholt.
Auf die oben beschriebene Art und Weise schaltet der DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp den Erregerschalter SW1 an einem Zeitpunkt ab, wenn der Strom I_SW1 zurückfließt, so dass er schwingt, und wird wieder Null, nachdem der durch den Erregerschalter SW1 fließende Strom I_SW1 null wird. Zusätzlich wird der Kurzschlussschalter SW2 für eine Dauer, wo die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null Volt beträgt, in den An-Zustand versetzt.
Zusätzlich fließt der Strom I_lr nur für eine Resonanzdauer lang in Bezug auf eine Umschaltperiode durch die Resonanzinduktivität Lr. Der Strom I_lr fließt für eine Dauer, die durch Abziehen der Resonanzdauer von der Umschaltperiode erhalten wird, nicht hin durch die Resonanzinduktivität Lr. Wenn ein Eingangs-/Ausgangsspannungsverhältnis kleiner wird, wird die Umschaltperiode in Bezug auf die Resonanzdauer länger. Im Ergebnis nehmen die Dauern zu, wo der Strom I_lr nicht hin durch die Resonanzinduktivität Lr fließt, wie es beispielsweise in dem oben erwähnten US-Patent Nr. 4,720,667 beschrieben wurde, das von Lee et al. veröffentlicht wurde.
Auf jeden Fall besitzt der in 1 dargestellte DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp einen großen Vorteil, bei dem die Nullstromumschaltung (ZCS) des ersten Schalters (des Erregerschalters) SW1 durch Verwendung einer Reihenresonanz der Reihenresonanzschaltung, die aus der Resonanzinduktivität Lr und dem Resonanzkondensator Cr besteht, möglich ist und sie zur Beseitigung des Umschaltverlustes führt.
Beim dargestellten DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp ist ein Resonanzstromwert durch die Eingangsspannung Vin der Eingangsstromzuführung 11, die Resonanzinduktivität Lr und den Resonanzkondensator Cr auf einen Wert fixiert. Um stets die Nullstromumschaltung (ZCS) zu verwirklichen, ist es deshalb notwendig, dass stets der Resonanzstrom durch die Resonanzinduktivität Lr fließt, der eine Spitze äquivalent zu einem maximalen Ausgangsstromwert aufweist. Beispielsweise wird angenommen, dass der maximale Ausgangsstromwert gleich 10 Ampere ist. In diesem Fall ist es notwendig, dass die Spitze des Resonanzstroms 10 Ampere oder mehr aufweist.
Mit anderen Worten, es ist notwendig, dass der Resonanzstrom, der die Spitze äquivalent zum maximalen Ausgangsstromwert aufweist, stets durch die Resonanzinduktivität fließt, nicht nur bei einer starken Last, bei der ein Ausgangsstrom groß ist, sondern auch bei Nulllast oder schwacher Last, bei der der Ausgangsstrom klein ist.
Die 2a bis 2E sind Zeitdiagramme zur Verwendung bei der Beschreibung der Funktionsweise des DC/DC-Wandlers 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp bei Nulllast. 2A zeigt das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL, das der Gate-Elektrode des Kurzschlussschalters SW2 zugeführt wird. 2B zeigt das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH, das der Gate-Elektrode des Erregerschalter SW1 zugeführt wird. 2C zeigt den Resonanzstrom I_Lr, der durch die Resonanzinduktivität Lr fließt. 2D zeigt die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr. 2E zeigt den durch die Ausgangsinduktivität Lo fließenden Strom I_Lo.
Hierin weisen der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr und der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo einen positiven Wert auf, wenn sie in einer in 1 mit Pfeilen dargestellten Richtung fließen. Das heißt, der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr weist einen positiven Wert (eine positive Richtung) auf, wenn er in der Richtung der Aufladung des Resonanzkondensators Cr fließt. Der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr weist einen negativen Wert (eine negative Richtung) auf, wenn er in der Richtung der Entladung des Resonanzkondensators Cr fließt. Der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo weist einen positiven Wert (eine positive Richtung) auf, wenn er in der Richtung der Aufladung des Ausgangskondensators Co fließt. Der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo weist einen negativen Wert (eine negative Richtung) auf, wenn er in der Richtung der Entladung des Ausgangskondensators Co fließt.
Unter Bezugnahme auf die 2A bis 2E zusätzlich zu 1 wird eine Beschreibung betreffend die Funktionsweise des DC/DC-Wandlers 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp bei Nulllast gemacht werden.
Bis zu einem Zeitpunkt t₁ weist das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL den logisch hohen Pegel auf und das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH weist den logisch niedrigen Pegel auf. Demgemäß wird der Kurzschlussschalter SW2 in einen AN-Zustand versetzt, während der Erregerschalter SW1 in einen AUS-Zustand versetzt wird. In der Zwischenzeit nimmt der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo linear mit einer Steigung von –Vout/Lo ab, wie es in 2E gezeigt ist. Alldieweil das dargestellte Beispiel einen Fall bei Nulllast zeigt, fließt der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo in der negativen Richtung, bei der im Ausgangskondensator Co angesammelte elektrische Ladungen entladen werden, er weist nämlich einen negativen Wert auf.
Wenn eine Zeit t an den Zeitpunkt t₁ gelangt, ändert sich das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel. Demgemäß weist sowohl das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL als auch das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL den logisch niedrigen Pegel auf. Im Ergebnis werden sowohl der Kurzschlussschalter SW2 als auch der Erregerschalter SW1 in den AUS-Zustand versetzt. Auf die oben beschriebene Art und Weise wird das Zeitintervall, in dem sowohl der Kurzschlussschalter SW2 als auch der Erregerschalter SW1 in den AUS-Zustand versetzt sind, die Totzeit genannt.
Wenn die Zeit t an den Zeitpunkt t₂ gelangt, ändert sich das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel. Das heißt, der Erregerschalter SW1 wird angeschaltet. Demgemäß beginnt die aus der Resonanzinduktivität Lr und dem Resonanzkondensator Cr bestehende Reihenresonanzschaltung zu schwingen und der Strom I_Lr, der eine sinusförmige Signalform aufweist, fließt durch die Resonanzinduktivität Lr, wie es in 2c gezeigt ist. Wenn der Strom I_Lr, der aus der Resonanzinduktivität Lr geflossen ist, eine Spitze aufweist, ist die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr gleich der Eingangsspannung Vin. Und der Strom I_Lr, der aus der Resonanzinduktivität Lr geflossen ist, weist eine Spitze auf, die gleich dem maximalen Ausgangsstromwert ist, beispielsweise 10 Ampere. In der Zwischenzeit erreicht der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo graduell null vom negativen Wert aus.
Wenn die Zeit t an einen Zeitpunkt t₃ gelangt, wird der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr null und die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr wird eine Spannung 2Vin, die das doppelte der Eingangsspannung Vin beträgt. Und der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo wird null.
Auf die oben beschriebene Art und Weise ist die Dauer zwischen dem Zeitpunkt t₂ und dem Zeitpunkt t₃ gleich einem positiven Halbzyklus der Schwingungsperiode in der oben erwähnten Reihenresonanzschaltung.
Nach dem Zeitpunkt t₃ befindet sich die oben erwähnte Reihenresonanzschaltung in einem negativen Halbzyklus der Schwingungsperiode. Das heißt, der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr wird negativ und der Resonanzkondensator Cr wird entladen, wie es in 2D gezeigt ist. Zusätzlich wird der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo positiv, wie es in 2E gezeigt ist, so dass sich der Ausgangskondensator auflädt.
Wenn die Zeit t an den Zeitpunkt t₄ gelangt, wird der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr wieder null. Das heißt, eine Dauer zwischen dem Zeitpunkt t₃ und dem Zeitpunkt t₄ ist bei der oben erwähnten Reihenresonanzschaltung gleich dem negativen Halbzyklus der Schwingungsperiode. Obwohl die Darstellung weggelassen wurde, umfasst der in 1 dargestellte DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp eine Stromerfassungsanordnung zur Erfassung des durch die Resonanzinduktivität Lr fließenden Stroms I_Lr. Von der Stromerfassungsanordnung mit einem Nullstromerfassungssignal versorgt, das angibt, dass der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr null ist, ändert die Treibersteuerung 20 das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel. Deshalb wird der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo klein.
Wenn die Zeit t an einen Zeitpunkt t₅ gelangt, wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null. Obwohl die Darstellung weggelassen wurde, umfasst der in 1 dargestellte DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp eine Spannungserfassungsanordnung zur Erfassung der Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr. Von der Spannungserfassungsanordnung mit einem Nullspannungserfassungssignal versorgt, das angibt, dass die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null Volt beträgt, ändert die Treibersteuerung 20 das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel.
Nach dem Zeitpunkt t₅ beginnt der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo, abzunehmen. Wenn die Zeit t an einen Zeitpunkt t₆ gelangt, wird der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo null. Nach dem Zeitpunkt t₆, alldieweil der Entladungsstrom aus dem Ausgangskondensator Co in die Ausgangsinduktivität Lo fließt, wird ein absoluter Wert des negativen Werts des durch die Ausgangsinduktivität Lo fließenden Stroms I_Lo graduell groß.
Wenn die Zeit t an einen Zeitpunkt t₇ gelangt, ändert die Treibersteuerung 20 das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel. Nach dem Zeitpunkt t₇ wiederholt der DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp die Operation nach dem oben erwähnten Zeitpunkt t₁.
Auf die oben beschriebene Weise ist es nötig, dass stets der Resonanzstrom I_Lr, der die Spitze äquivalent zum maximalen Ausgangsstromwert aufweist, durch die Resonanzinduktivität Lr fließt, auch bei Nulllast oder schwacher Last, bei der der Ausgangsstrom klein ist. Deshalb werden bei Nulllast oder schwacher Last die Verluste größer, die dadurch verursacht werden, dass der Resonanzstrom I_Lr durch die Resonanzinduktivität Lr und parasitäre Resonanzkomponenten des Erregerschalters SW1, der Resonanzinduktivität Lr, des Resonanzkondensators Cr und so weiter fließt. Im Ergebnis ist der DC/DC-Wandler 10 vom Vollwellen-Stromresonanztyp darin unvorteilhaft, dass er einen geringen Wirkungsgrad aufweist, wie es in der Einleitung der vorliegenden Patentschrift erwähnt wurde.
Unter Bezugnahme auf 3 wird die Beschreibung mit einem DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp gemäß einem Ausführungsbeispiel dieser Erfindung fortfahren. Der dargestellte DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp ist im Aufbau dem in 1 dargestellten DC/DC-Wandler 10 vom Stromresonanztyp ähnlich, mit der Ausnahme, dass sich der Aufbau der Steuerschaltung von jener des in 1 dargestellten DC/DC-Wandlers 10 vom Stromresonanztyp unterscheidet. Deshalb ist die Steuerschaltung bei einem Referenzsymbol 30 dargestellt. Zusätzlich sind jene, die ähnliche Funktionen zu den in 1 dargestellten aufweisen, bei den gleichen Referenzsymbolen dargestellt.
Der dargestellte DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp ist ein DC/DC-Wandler vom Vollwellen-Stromresonanztyp von einem Abwärtstyp und einem Synchrontyp. Demgemäß ist eine Ausgangsspannung Vout geringer als eine Eingangsspannung Vin. Der DC/DC-Wandler 10A vom Vollwellen-Stromresonanztyp umfasst den DC/DC-Wandlungsabschnitt 12 vom Stromresonanztyp und die Steuerschaltung 30. Ein Eingangskondensator Ci ist parallel mit einer Eingangsstromzuführung 11 verbunden. Ein Ausgangskondensator Co ist parallel mit einer Last 13 verbunden. Zwischen dem Eingangskondensator Cin und dem Ausgangskondensator Co ist ein DC/DC-Wandlungsabschnitt 12 vom Stromresonanztyp angeschlossen.
Der DC/DC-Wandlungsabschnitt 12 vom Vollwellen-Stromresonanztyp umfasst einen Erregerschalter SW1, eine Resonanzinduktivität Lr, einen Resonanzkondensator Cr, einen Kurzschlussschalter SW2 und eine Ausgangsinduktivität Lo. Eine Kombination der Resonanzinduktivität Lr und des Resonanzkondensators Cr bildet eine Reihenresonanzschaltung. Die Reihenresonanzschaltung ist zwischen dem Erregerschalter SW1 und dem Kurzschlussschalter SW2 eingesetzt.
Der Erregerschalter SW1 wird auch ein erster Schalter genannt, während der Kurzschlussschalter SW2 auch ein zweiter Schalter genannt wird. Der Erregerschalter SW1 und der Kurzschlussschalter SW2 umfasst jeweils einen N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET). Eine erste Body-Diode BD1 ist parasitär am ersten Schalter SW1, während eine zweite Body-Diode BD2 parasitär am zweiten Schalter SW2 ist. Die erste und die zweite Body-Diode BD1 und BD2 werden jeweils erste und zweite parasitische Diode genannt.
Um genauer zu sein, der Erregerschalter SW1 weist eine Source-Elektrode auf, die entsprechend an eine Anodenelektrode der ersten Body-Diode BD1 angeschlossen ist. Der Erregerschalter SW1 weist eine Drain-Elektrode auf, die entsprechend an eine Kathodenelektrode der ersten Body-Diode BD1 angeschlossen ist. Der Kurzschlussschalter SW2 weist eine Source-Elektrode auf, die entsprechend an eine Anodenelektrode der zweiten Body-Diode BD2 angeschlossen ist. Der Kurzschlussschalter SW2 weist eine Drain-Elektrode auf, die entsprechend an eine Kathodenelektrode der zweiten Body-Diode BD2 angeschlossen ist.
Der Erregerschalter (der erste Schalter) SW1 weist ein Ende (eine Drain-Elektrode) auf, die an eine positive Elektrode der Eingangsstromzuführung 11 angeschlossen ist. Der Erregerschalter (der erste Schalter) SW1 weist ein anderes Ende (eine Source-Elektrode) auf, das an ein Ende der Resonanzinduktivität Lr angeschlossen ist. Die Resonanzinduktivität Lr weist ein anderes Ende auf, das über den Resonanzkondensator Cr geerdet ist. Der Kurzschlussschalter (der zweite Schalter) SW2 ist parallel mit dem Resonanzkondensator Cr verbunden. Im Einzelnen weist der Kurzschlussschalter SW2 ein Ende (eine Drain-Elektrode) auf, das an einen Anschlussknoten zwischen der Resonanzinduktivität Lr und dem Resonanzkondensator Cr angeschlossen ist. Der Kurzschlussschalter SW2 weist ein anderes Ende (eine Source-Elektrode) auf, das geerdet ist. Das andere Ende der Resonanzinduktivität Lr ist zudem an ein Ende der Ausgangsinduktivität Lo angeschlossen. Die Ausgangsinduktivität Lo weist ein anderes Ende auf, das über den Ausgangskondensator Co geerdet ist. Der Ausgangskondensator Co weist beide Enden auf, zwischen denen die Ausgangsspannung Vout auftritt.
Der erste Schalter (der Erregerschalter) SW1 wird auch ein hochseitiger Schalter genannt, während der zweite Schalter (der Kurzschlussschalter) SW2 auch ein niederseitiger Schalter genannt wird. Die Steuerung des An-/Abschaltens des Erregerschalters SW1 und des Kurzschlussschalters SW2 wird durch erste und zweite Antriebssteuersignale ausgeführt, die von einer Steuerschaltung 30 geliefert werden, die später beschrieben werden wird. Um genauer zu sein, die Steuerschaltung 30 liefert als erstes Antriebssteuersignal ein hochseitiges Gate-Antriebssignals VGH an den Erregerschalter SW1, während die Steuerschaltung 30 als zweites Antriebssteuersignal ein niederseitiges Gate-Antriebssignal VGL an den Kurzschlussschalter SW2 liefert.
Obwohl die Steuerschaltung 30 einen ersten Steuerabschnitt zur Erzeugung des hochseitigen Gate-Antriebssignals VGH und einen zweiten Steuerabschnitt zur Erzeugung des niederseitigen Gate-Antriebssignals VGL umfasst, ist der zweite Steuerabschnitt aus der Steuerschaltung 30 weggelassen worden, weil sich die vorliegende Erfindung auf den ersten Steuerabschnitt bezieht.
Auf die oben beschriebene Art und Weise wird das An-/Abschalten des Kurzschlussschalters SW2 durch das von der Steuerschaltung 30 gelieferte niederseitige Gate-Antriebssignal VGL gesteuert. Die Steuerschaltung 30 wird mit der Ausgangsspannung Vout versorgt. Zusätzlich ist die Steuerschaltung 30 mit dem Ende (der Drain-Elektrode) des Kurzschlussschalters SW2 und mit dem anderen Ende (der Source-Elektrode) des Kurzschlussschalters SW2 verbunden. Mit anderen Worten, die Steuerschaltung 30 wird mit der Beidendspannung (einer Drain-Spannung) des Resonanzkondensators Cr und einer Erdungsspannung (einer Source-Spannung) versorgt.
Die Steuerschaltung 30 ist eine Schaltung zur Steuerung des Aufladens des Resonanzkondensators Cr, durch Erfassen einer Richtung des durch die Ausgangsinduktivität Lo fließenden Stroms I_Lo, und des Resonanzstroms I_Lr. Mit anderen Worten, die Steuerschaltung 30 ist eine Schaltung zur Steuerung der Stärke des Resonanzstroms I_Lr gemäß der Last 30 durch Verändern einer Aus-Zeitsteuerung des Kurzschlussschalters SW2. Beim dargestellten Beispiel steuert die Steuerschaltung 30 die Stärke des Resonanzstroms I_Lr bei Nulllast und schwacher Last, so dass er kleiner wird als die Stärke des Resonanzstroms I_Lr bei starker Last.
Um genauer zu sein, die Steuerschaltung 30 umfasst einen ersten Komparator 31, einen zweiten Komparator 32, eine Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals, einen Zeitgeber 34, einen dritten Schalter 35, eine Schaltung 36 zur Erzeugung einer An-Zeitsteuerung (Nullstromumschaltung), eine Logikschaltung 37 und einen Treiber 38.
Der erste Komparator 31 ist an die Drain-Elektrode und die Source-Elektrode des Kurzschlussschalters SW2 angeschlossen. Der erste Komparator 31 vergleicht das Erdungspotential (die Source-Spannung) mit der Beidendenspannung V_Cr (der Drain-Spannung) des Resonanzkondensators Cr, um ein erstes Vergleichsergebnissignal VFCMP zu erzeugen. Der erste Komparator 31 weist einen invertierenden Eingangsanschluss, der mit dem Erdungspotential (der Source-Spannung) versorgt wird, und einen nichtinvertierenden Eingangsanschluss auf, der mit der Beidendenspannung (der Drain-Spannung) V_Cr des Resonanzkondensators Cr versorgt wird. Wenn die Beidendenspannung (die Drain-Spannung) V_Cr des Resonanzkondensators Cr größer ist als das Erdungspotential (die Source-Spannung), erzeugt der erste Komparator 31 das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP, das einen logisch hohen Pegel aufweist. Wenn die Beidendenspannung (die Drain-Spannung) V_Cr des Resonanzkondensators Cr kleiner ist als das Erdungspotential (die Source-Spannung), erzeugt der erste Komparator 31 das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP, das einen logisch niedrigen Pegel aufweist.
Demgemäß dient der erste Komparator 31 als eine Anordnung zur Erfassung einer negativen Spannung zum Vergleichen der Drain-Spannung des Kurzschlussschalters SW2 mit der Source-Spannung des Kurzschlussschalters SW2, um einen Impuls VFCMP zu erzeugen, während die Beidendenspannung (die Drain-Spannung) V_Cr des Resonanzkondensators Cr die negative Spannung ist.
Gleicherweise ist auch der zweite Komparator 32 an die Drain-Elektrode und die Source-Elektrode des Kurzschlussschalters SW2 angeschlossen. Der zweite Komparator 32 vergleicht das Erdungspotential (die Source-Spannung) mit der Beidendenspannung V_Cr (der Drain-Spannung) des Resonanzkondensators Cr, um ein zweites Vergleichsergebnissignal zu erzeugen. Der zweite Komparator 32 weist einen invertierenden Eingangsanschluss, der mit dem Erdungspotential (der Source-Spannung) versorgt wird, und einen nichtinvertierenden Eingangsanschluss auf, der mit der Beidendenspannung (der Drain-Spannung) V_Cr des Resonanzkondensators Cr versorgt wird. Wenn die Beidendenspannung (die Drain-Spannung) V_Cr des Resonanzkondensators Cr gleich dem Erdungspotential (die Source-Spannung) wird, erzeugt der zweite Komparator 32 das zweite Vergleichsergebnissignal, das einen logisch niedrigen Pegel aufweist. Wenn die Beidendenspannung (die Drain-Spannung) V_Cr des Resonanzkondensators Cr größer ist als das Erdungspotential (die Source-Spannung), erzeugt der zweite Komparator 32 das erste Vergleichsergebnissignal, das einen logisch hohen Pegel aufweist.
Das heißt, der zweite Komparator 32 wirkt als eine Anordnung zur Erfassung einer Nullspannung zum Vergleichen der Drain-Spannung des Kurzschlussschalters SW2 mit der Source-Spannung des Kurzschlussschalters SW2, um ein Nullspannungserfassungssignal zu erzeugen, wenn die Beidendenspannung des Resonanzkondensators Cr null Volt beträgt.
Die Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals reagiert auf das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP, so dass ein Spannungspegelfehlersignal VERR erzeugt wird. Um genauer zu sein, die Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals umfasst eine Referenzspannungserzeugungsschaltung 331 zum Erzeugen einer Referenzspannung, einen dritten Schalter SW3, einen ersten und zweiten Widerstand Re1 und Re2 und einen Kondensator Ce.
Der dritte Schalter SW3 umfasst einen P-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET). Der dritte Schalter SW3 ist parasitisch an einer dritten Body-Diode (parasitische Diode) BD3. Mit anderen Worten, die dritte Body-Diode (parasitische Diode) BD3 ist entsprechend parallel mit dem dritten Schalter SW3 verbunden. Das heißt, der dritte Schalter SW3 weist eine Drain-Elektrode auf, die entsprechend an eine Anoden-Elektrode der dritten Body-Diode BD3 angeschlossen ist. Der dritte Schalter SW3 weist eine Source-Elektrode auf, die entsprechend an eine Kathoden-Elektrode der dritten Body-Elektrode BD3 angeschlossen ist. Die Source-Elektrode des dritten Schalters SW3 wird mit der Referenzspannung aus der Referenzspannungserzeugungsschaltung 331 versorgt. Der dritte Schalter SW3 weist eine Gate-Elektrode auf, die mit dem ersten Vergleichsergebnissignal (dem Impuls) VFCMP versorgt wird.
Die Drain-Elektrode des dritten Schalters SW3 ist an ein Ende des ersten Widerstands Re1 angeschlossen. Der erste Widerstand Re1 weist ein anderes Ende auf, das an ein Ende des zweiten Widerstands Re2 angeschlossen ist. Der zweite Widerstand Re2 weist ein anderes Ende auf, das geerdet ist. Der Kondensator Ce ist parallel mit dem zweiten Widerstand Re2 verbunden. Ein Verbindungsknoten zwischen dem ersten Widerstand Re1 und dem zweiten Widerstand Re2 erzeugt das Spannungspegelfehlersignal VERR.
Auf jeden Fall beinhaltet die Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals den Kondensator Ce, der während des Auftreten des Impulses VFCMP aufgeladen wird, so dass das Spannungspegelfehlersignal VERR erzeugt wird, dessen Pegel ansteigt.
Der Zeitgeber 34 erzeugt ein Zeitgebersignal VT, das eine Sägezahn-Signalform aufweist, bei dem dessen Spannungspegel graduell ansteigt, auf eine Art und Weise, die später beschrieben wird.
Der dritte Komparator 35 vergleicht das Zeitgebersignal VT mit dem Spannungspegelfehlersignal VERR, um ein drittes Vergleichsergebnissignal VLOFF zu erzeugen. Das dritte Vergleichsergebnissignal VLOFF weist eine vordere Flanke auf, die eine Aus-Zeitsteuerung des niederseitigen Gate-Antriebssignals VGL definiert. Der dritte Komparator 35 weist einen invertierenden Eingangsanschluss auf, der mit dem Spannungspegelfehlersignal VERR versorgt wird. Der dritte Komparator 35 weist einen nichtinvertierenden Eingangsanschluss auf, der mit dem Zeitgebersignal VT versorgt wird. Wenn das Zeitgebersignal VT größer ist als das Spannungspegelfehlersignal VERR, erzeugt der dritte Komparator 35 das dritte Vergleichsergebnissignal VLOFF, das einen logisch hohen Pegel aufweist. Wenn das Zeitgebersignal VT kleiner ist als das Spannungspegelfehlersignal VERR, erzeugt der dritte Komparator 35 das dritte Vergleichsergebnissignal VLOFF, das einen logisch niedrigen Pegel aufweist.
Alldieweil das dritte Vergleichsergebnissignal ein Signal ist, das die Aus-Zeitsteuerung des niederseitigen Gate-Antriebssignals VGL definiert, wird das dritte Vergleichsergebnissignal ein Aus-Zeitsteuerungssignal genannt. Mit anderen Worten, der dritte Komparator 35 ist als eine Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung zum Vergleichen des Zeitgebersignals VT mit dem Spannungspegelfehlersignal VERR betriebsfähig, so dass das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF erzeugt wird, um den Kurzschlussschalter SW2 auszuschalten.
Die Schaltung 36 zur Erzeugung einer An-Zeitsteuerung wird mit dem zweiten Vergleichsergebnissignal (dem Nullspannungserfassungssignal) aus dem zweiten Komparator 32 versorgt. In Erwiderung auf das zweite Vergleichsergebnissignal (das Nullspannungserfassungssignal) erzeugt die Schaltung 36 zur Erzeugung einer An- Zeitsteuerung ein An-Zeitsteuerungssignal, das eine Zeitsteuerung zum Anschalten des Kurzschlussschalters SW2.
Die Logikschaltung 37 wird mit dem Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF, dem An-Zeitsteuerungssignal und der Ausgangsspannung Vout versorgt. Die Logikschaltung 37 erzeugt ein originales niederseitige Gate-Antriebssignal auf der Grundlage des Aus-Zeitsteuerungssignals VLOFF, des An-Zeitsteuerungssignals und der Ausgangsspannung Vout. In Erwiderung auf das originale niederseitige Gate-Antriebssignal führt der Treiber 38 das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL der Gate-Elektrode des Kurzschlussschalters SW2 zu.
Auf jeden Fall dient eine Kombination aus der Logikschaltung 37 und dem Treiber 38 als eine Antriebssteuersignalerzeugungsanordnung zum Erzeugen des zweiten Antriebssteuersignals, das auf das Ausschalten des Kurzschlussschalters SW2 hinweisend ist, in Erwiderung auf das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF und zum Erzeugen des zweiten Antriebssteuersignals, das auf das Anschalten des Kurzschlussschalters SW2 hinweisend ist, in Erwiderung auf das An-Zeitsteuerungssignal.
Unter Bezugnahme auf die 4A bis 4H und die 5A bis 5H wird nun eine Beschreibung betreffend die Funktionsweise des in 3 dargestellten DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp gemacht. Die 4A bis 4H sind Zeitdiagramme zur Verwendung bei Operationen in Fällen, bei denen der DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp in zwei Übergangszustände (die hierin später ein Übergangszustand A und ein Übergangszustand B genannt werden) versetzt werden. Die 5A bis 5H sind Zeitdiagramme zur Verwendung bei Operationen in einem anderen Fall, bei dem der DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp in einen stationären Zustand versetzt wird.
Die 4a und 5A zeigen jeweils eine Signalform des niederseitigen Gate-Antriebssignals VGL. Die 4B und 5B zeigen jeweils eine Signalform des hochseitigen Gate-Antriebssignals VGH. Die 4C und 5C zeigen jeweils eine Signalform des durch die Resonanzinduktivität Lr fließenden Stroms I_Lr. Die 4D und 5D zeigen jeweils eine Signalform der Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr. Die 4E und 5E zeigen jeweils eine Signalform des durch die Ausgangsinduktivität Lo fließenden Stroms I_Lo. Die 4F und 5F zeigen jeweils eine Signalform des vom ersten Komparator 31 erzeugten ersten Vergleichsergebnissignals VFCMP (des Impulses). Die 4G und 5G zeigen jeweils eine Signalform des von der Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals erzeugten Spannungspegelfehlersignals VERR und eine Signalform des vom Zeitgeber 34 erzeugten Zeitgebersignals VT. Die 4H und 5H zeigen jeweils das vom dritten Komparator (der Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung) 35 erzeugte dritte Vergleichsergebnissignal (das Aus-Zeitsteuerungssignal) VLOFF.
Der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr weist einen positiven Wert (eine positive Richtung) auf, wenn er zum Resonanzkondensator Cr hin fließt. Der durch die Resonanzinduktivität Lr fließende Strom I_Lr weist einen negativen Wert (eine negative Richtung) auf, wenn er zum Erregerschalter SW1 hin fließt. Gleicherweise weist der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo einen positiven Wert (eine positive Richtung) auf, wenn er zum Ausgangskondensator Co hin fließt. Der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo weist einen negativen Wert (eine negative Richtung) auf, wenn er zum Kurzschlussschalter SW2 hin fließt.
Unter Bezugnahme auf die 4A bis 4H zusätzlich zu 3 wird eine Beschreibung betreffend die Funktionsweise in Fällen gemacht, bei denen der DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp in den Übergangszustand A und den Übergangszustand B versetzt wird.
Im Übergangszustand A, alldieweil der Spannungspegel des Spannungspegelfehlersignals VERR noch niedriger ist als ein regulärer Wert, wird das Zeitgebersignal VT größer als das Spannungspegelfehlersignal VERR zu einem Zeitpunkt t₁₁, an dem der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo den positiven Wert aufweist (siehe 4G). Deshalb ändert die Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel, wie es in 4H gezeigt ist. In Erwiderung auf das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF ändert der Treiber 38 über die Logikschaltung 37 das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel, wie es in 4A gezeigt ist. Zu diesem Zeitpunkt wird das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH im logisch niedrigen Pegel gehalten.
Zum Zeitpunkt t₁₁, an dem sowohl das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH als auch das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL den logisch niedrigen Pegel aufweisen, fließt der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo in der positiven Richtung, wie es in 4E gezeigt ist. In diesem Fall fließt der Strom durch die zweite Body-Diode BD2, die die parasitische Diode des Kurzschlussschalters SW2 ist. Deshalb wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr die negative Spannung.
Während die Beidendenspannung (der Drain-Spannung) V_Cr des Resonanzkondensators Cr geringer als die Erdungsspannung (die Source-Spannung) ist, erzeugt der erste Komparator 31 das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP, das den logisch niedrigen Pegel aufweist, wie es in 4F gezeigt wird. Alldieweil das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP den logisch niedrigen Pegel aufweist, wird der dritte Schalter SW3 in der Schaltung 31 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals angeschaltet. Im Ergebnis fließt der Strom aus der Referenzspannungserzeugungsschaltung 331 über den ersten Widerstand Re1 in den Kondensator Ce, so dass der Kondensator Ce aufgeladen wird. Somit steigt das von der Schaltung 31 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals erzeugte Spannungspegelfehlersignal VERR an.
Wenn eine Zeit t am Zeitpunkt t₁₂ anlangt, ändert sich der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo von der positiven Richtung zur negativen Richtung. Deshalb wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr eine positive Spannung, die größer ist als die Erdungsspannung. Im Ergebnis ändert der erste Komparator 31 das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel (siehe 4F). Wenn das Vergleichsergebnissignal VFCMP den logisch hohen Pegel einnimmt, wird der dritte Schalter SW3 ausgeschaltet. Alldieweil der Strom über den zweiten Widerstand Re2 aus dem Kondensator Ce fließt, so dass der Kondensator Ce entladen wird, wird deshalb der Spannungspegel des Spannungspegelfehlersignals VERR niedriger.
Auf jeden Fall wird der Kondensator Ce eine Dauer lang zwischen dem Zeitpunkt t₁₁ und dem Zeitpunkt t₁₂ aufgeladen und das Spannungspegelfehlersignal VERR steigt an.
Wenn das Spannungspegelfehlersignal VERR ansteigt, ist die vordere Flanke des Aus-Zeitsteuerungssignals VLOFF, das von der Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 zum Vergleichen des Zeitgebersignals VT mit dem Spannungspegelfehlersignal VERR erzeugt wird, verspätet oder verzögert. Das heißt, das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL weist eine späte Aus-Zeitsteuerung auf. Im entgegengesetzten Fall, weist das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL eine frühe Aus-Zeitsteuerung auf.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₁₃ angelangt, alldieweil das Zeitgebersignal VT niedriger als das Spannungspegelfehlersignal VERR wird (siehe 4G), ändert die Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₁₄ angelangt, ändert sich das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel. Im Ergebnis beginnt die aus der Resonanzinduktivität Lr und dem Resonanzkondensator Cr bestehende Reihenresonanzschaltung zu schwingen und der Resonanzstrom I_Lr, der eine sinusförmige Signalform aufweist, fließt durch die Resonanzinduktivität Lr, wie es in 4C gezeigt ist. Deshalb werden die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr hoch und der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo erreicht vom negativen Wert graduell null.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₁₅ angelangt, wird der Resonanzstrom I_Lr vom positiven Wert aus null und die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr weist die Spitze auf. Demgegenüber ändert sich der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo vom negativen Wert zum positiven Wert.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₁₆ angelangt, wird der Resonanzstrom I_Lr vom negativen Wert aus null. Durch Erfassen dessen durch den (nicht gezeigten) Stromdetektor, ändert die Steuerschaltung 30 das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel. In Erwiderung auf das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH, das den logisch niedrigen Pegel aufweist, wird der Erregerschalter SW1 ausgeschaltet.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₁₇ angelangt, wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null, wie es in 4D gezeigt ist. Der zweite Komparator 32 erfasst, dass die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null wird, so dass das zweite Vergleichsergebnissignal (das Nullspannungserfassungssignal) erzeugt wird, das den logisch niedrigen Pegel aufweist. In Erwiderung auf das zweite Vergleichsergebnissignal (das Nullspannungserfassungssignal), das den logisch niedrigen Pegel aufweist, erzeugt die Schaltung 36 zur Erzeugung einer An-Zeitsteuerung das An-Zeitsteuerungssignal. Über die Logikschaltung 37 mit dem An-Zeitsteuerungssignal versorgt ändert der Treiber 38 das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel (siehe 4A). In Erwiderung auf das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL des logisch hohen Pegels, wird der Kurzschlussschalter SW2 angeschaltet.
Auf die oben beschriebene Art und Weise steigt der Spannungspegel des Spannungspegelfehlersignals VERR, das von der Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals erzeugt wird, im Übergangszustand A an. Im Ergebnis verschiebt sich der DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp vom Übergangszustand A zum Übergangszustand B.
Im Übergangszustand B weist das Spannungspegelfehlersignal VERR den Spannungspegel auf, der größer ist als im Übergangszustand A.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₂₁ angelangt, ändert die Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35, die das Zeitgebersignal VT mit dem Spannungspegelfehlersignal VERR vergleicht, das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel (siehe 4H). Es versteht sich von selbst, dass die Zeitsteuerung der vorderen Flanke des Aus-Zeitsteuerungssignals VLOFF später ist als das im Übergangszustand A.
Alldieweil das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP den logisch niedrigen Pegel aufweist, wird der dritte Schalter SW3 in der Schaltung 31 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals angeschaltet. Im Ergebnis fließt der Strom über den ersten Widerstand Re1 aus der Referenzspannungserzeugungsschaltung 331 in den Kondensator Ce, so dass der Kondensator Ce aufgeladen wird. Somit steigt das Spannungspegelfehlersignal VERR, erzeugt von der Schaltung 31 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals, an.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₂₂ angelangt, wendet sich der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo von der positiven Richtung zur negativen Richtung. Deshalb wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr zur positiven Spannung, die höher ist als das Erdungspotential. Im Ergebnis ändert der erste Komparator 31 das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel (siehe 4F). Wenn das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP der logisch hohe Pegel wird, wird der dritte Schalter SW3 angeschaltet. Deshalb, alldieweil der Strom durch den zweiten Widerstand Re2 aus dem Kondensator Ce fließt, so dass sich der Kondensator Ce entlädt, wird der Spannungspegel des Spannungspegelfehlersignals VERR null.
Auf jeden Fall wird der Kondensator Ce eine Dauer zwischen dem Zeitpunkt t₂₁ und dem Zeitpunkt t₂₂ lang aufgeladen und das Spannungspegelfehlersignal VERR steigt an. Alldieweil die Dauer zwischen dem Zeitpunkt t₂₁ und dem Zeitpunkt t₂₂ kürzer ist als die Dauer zwischen dem Zeitpunkt t₁₁ und dem Zeitpunkt t₁₂ im Übergangszustand A, ist ein gestiegener Pegel des Spannungspegelfehlersignal VERR geringer im Vergleich zu einem Fall des Übergangszustands A.
Auf die oben beschriebene Art und Weise weist das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF, das von der Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 zum Vergleichen des Zeitgebersignals VT mit dem Spannungspegelfehlersignal VERR erzeugt wird, wenn das Spannungspegelfehlersignal VERR ansteigt, die vordere Flanke auf, die später auftritt. Das heißt, das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL weist eine späte Aus-Zeitsteuerung auf. In einem entgegengesetzten Fall weist das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL eine frühe Aus-Zeitsteuerung auf.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₂₃ angelangt, ist das Zeitgebersignal VT geringer als das Spannungspegelfehlersignal VERR (siehe 4G). Deshalb ändert die Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₂₄ angelangt, ändert sich das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel. Im Ergebnis beginnt die aus der Resonanzinduktivität Lr und dem Resonanzkondensator Cr bestehende Reihenresonanzschaltung zu schwingen und der Resonanzstrom I_Lr, der die sinusförmige Signalform aufweist, fließt durch die Resonanzinduktivität Lr. Somit wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr hoch und der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo erreicht graduell null vom negativen Wert aus.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₂₅ angelangt, wird der Resonanzstrom I_Lr null vom positiven Wert aus und die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr weist die Spitze auf. Demgegenüber ändert sich der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo vom negativen Wert zum positiven Wert, wie es in 4E gezeigt ist.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₂₆ angelangt, wird der Resonanzstrom I_Lr null vom negativen Wert aus. Durch Erfassen dessen durch den (nicht gezeigten) Stromdetektor, ändert die Steuerschaltung 30 das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel. In Erwiderung auf das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH, das den logisch niedrigen Pegel aufweist, wird der Erregerschalter SW1 ausgeschaltet.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₂₇ angelangt, wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null, wie es in 4D gezeigt ist. Der zweite Komparator 32 erfasst, dass die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null wird, so dass das zweite Vergleichsergebnissignal (das Nullspannungserfassungssignal) erzeugt wird, das den logisch niedrigen Pegel aufweist. In Erwiderung auf das zweite Vergleichsergebnissignal (das Nullspannungserfassungssignal), das den logisch niedrigen Pegel aufweist, erzeugt die Schaltung 36 zur Erzeugung einer An-Zeitsteuerung das An-Zeitsteuerungssignal. In Erwiderung auf das An-Zeitsteuerungssignal über die Logikschaltung 37 ändert der Treiber 38 das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel (siehe 4A). In Erwiderung auf das niederseitige, Gate- Antriebssignal VGL des logisch hohen Pegels, wird der Kurzschlussschalter SW2 angeschaltet.
Auf die oben beschriebene An und Weise steigt der Spannungspegel des Spannungspegelfehlersignals VERR, das von der Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals erzeugt wird, leicht an. Durch solch eine Rückkopplungsschleife wird der DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp in kurzer Zeit in einen stationären Zustand versetzt.
Unter Bezugnahme auf 5A bis 5H wird eine Beschreibung betreffend die Funktionsweise in einem anderen Fall gemacht, bei dem der DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp in den stationären Zustand versetzt wird.
Im stationären Zustand ist das Spannungspegelfehlersignal VERR im Wesentlichen gleich dem regulären Pegel. An einem Zeitpunkt t₃₁, an dem der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo im Wesentlichen null ist, ist das Zeitgebersignal VT deshalb größer als das Spannungspegelfehlersignal VERR (siehe 5G). Deshalb ändert die Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 das Aus-Zeitsteuerungssignals vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel, wie es in 5H gezeigt ist. Über die Logikschaltung 37 mit dem Aus-Zeitsteuerungssignals versorgt, ändert der Treiber 38 das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel, wie es in 5A gezeigt ist. An diesem Zeitpunkt wird die hochseitige Gate-Antriebssignal VGH auf dem logisch niedrigen Pegel gehalten.
Zum Zeitpunkt t₃₁, an dem sowohl das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH als auch das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL den logisch niedrigen Pegel aufweist, weist der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo den positiven Wert auf, der fast nahe null ist, wie es in 5E gezeigt ist. In diesem Fall fließt der Strom durch die zweite Body-Diode BD2, die die parasitische Diode des Kurzschlussschalters SW2 ist. Deshalb wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr unmittelbar eine negative Spannung, wie es in 5D gezeigt ist.
Während die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr geringer wird als das Erdungspotential erzeugt der erste Komparator 31 das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP, wie es in 5F gezeigt ist. Alldieweil das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP den logisch niedrigen Pegel aufweist, wird der dritte Schalter SW3 in der Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals unmittelbar angeschaltet. Im Ergebnis fließt der Strom aus der Referenzspannungserzeugungsschaltung 331 unmittelbar über den ersten Widerstand Re1 in den Kondensator Ce. Deshalb steigt das Spannungspegelfehlersignal VERR, erzeugt von der Schaltung 33 zur Erzeugung eines Spannungspegelfehlersignals, nur leicht an.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk nach dem Verstreichen nur eines Augenblicks vom Zeitpunkt t₃₁ angelangt, wendet sich der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo von der positiven Richtung zur negativen Richtung. Demgemäß wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr die positive Spannung, die größer ist as das Erdungspotential. Im Ergebnis ändert der erste Komparator 31 das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel (siehe 5F). Wenn das erste Vergleichsergebnissignal VFCMP der logisch hohe Pegel wird, wird der dritte Schalter SW3 angeschaltet. Alldieweil der Strom über den zweiten Widerstand Re2 aus dem Kondensator Ce fließt, so dass sich der Kondensator Ce entlädt, wird der Spannungspegel des Spannungspegelfehlersignals VERR geringer.
Das heißt, in einem Fall, bei dem die elektrischen Ladungen zum Aufladen des Kondensators Ce über den ersten Widerstand Re1 und die elektrischen Ladungen aus dem Kondensator Ce über den zweiten Widerstand Re2 einander gleich sind, wird das Spannungspegelfehlersignal VERR fast bei konstantem gehalten.
Alldieweil das Spannungspegelfehlersignal VERR im Wesentlichen konstant ist, weist das von der Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 zum Vergleichen des Zeitgebersignals VT mit dem Spannungspegelfehlersignal VERR erzeugte Aus-Zeitsteuerungssignal die vordere Flanke auf, die sich danach nicht mehr ändert. Das heißt, die Aus-Zeitsteuerung des niederseitigen Gate-Antriebssignals VGL erhält eine im Wesentlichen gleiche Zeitsteuerung.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₃₂ angelangt, ist das Zeitgebersignal VT geringer als das Spannungspegelfehlersignal VERR (siehe 5G). Deshalb ändert die Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₃₃ angelangt, ändert sich das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel. Im Ergebnis beginnt die aus der Resonanzinduktivität Lr und dem Resonanzkondensator Cr bestehende Reihenresonanzschaltung zu schwingen und der Resonanzstrom I_Lr, der die sinusförmige Signalform aufweist, fließt über die Resonanzinduktivität Lr, wie es in 5C gezeigt ist. Somit steigt die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr an und der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo erreicht graduell null vom positiven Wert aus.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₃₃ angelangt, wird der Resonanzstrom I_Lr vom positiven Wert aus null und die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr weist die Spitze auf. Demgegenüber ändert sich der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo vom negativen Wert zum positiven Wert, wie es in 5E gezeigt ist.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₃₅ angelangt, wird der Resonanzstrom I_Lr vom negativen Wert aus null. Durch Erfassen dessen durch den (nicht gezeigten) Stromdetektor, ändert die Steuerschaltung 30 das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH vom logisch hohen Pegel zum logisch niedrigen Pegel. In Erwiderung auf das hochseitige Gate-Antriebssignal VGH, das den logisch niedrigen Pegel aufweist, wird der Erregerschalter SW1 ausgeschaltet.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₃₆ angelangt, wird die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null, wie es in 5D gezeigt ist. Der zweite Komparator 35 erfasst, dass die Beidendenspannung V_Cr des Resonanzkondensators Cr null wird, so dass das zweite Vergleichsergebnissignal (das Nullspannungserfassungssignal) erzeugt wird, das den logisch niedrigen Pegel aufweist. In Erwiderung auf das zweite Vergleichsergebnissignal (das Nullspannungserfassungssignal), das den logisch niedrigen Pegel aufweist, erzeugt die Schaltung 36 zur Erzeugung einer An-Zeitsteuerung das An-Zeitsteuerungssignal. In Erwiderung auf das An-Zeitsteuerungssignal über die Logikschaltung 37 ändert der Treiber 38 das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel (siehe 5A). In Erwiderung auf das niederseitige Gate-Antriebssignal VGL des logisch hohen Pegels, wird der Kurzschlussschalter SW2 angeschaltet.
Wenn die Zeit t am Zeitpunk t₃₇ angelangt, an dem der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo im Wesentlichen null ist, wird das Zeitgebersignal VT größer als das Spannungspegelfehlersignal VERR (siehe 5G). Demgemäß ändert die Zeitsteuerungserzeugungsschaltung 35 das Aus-Zeitsteuerungssignal VLOFF vom logisch niedrigen Pegel zum logisch hohen Pegel. Danach wird die Operation ähnlich zu der vom oben erwähnten Zeitpunkt t₃₁ wiederholt, wie es in 5H gezeigt ist.
Auf die oben beschriebene Art und Weise ist es selbstverständlich, dass im stationären Zustand die Aus-Zeitsteuerung des niederseitigen Gate-Antriebssignals VGL in der Umgebung eines Zeitpunkts, an dem der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo null ist, konvergiert.
Wie es aus der oben erwähnten Funktionsweise ersichtlich ist, ist es möglich, den Resonanzstrom I_Lr durch Steuerung des Aufladens des Resonanzkondensators Ce und des Resonanzstroms I_Lr unter Verwendung des durch die Ausgangsinduktivität Lo fließenden Stroms I_Lo zu senken, wie es in 5C gezeigt ist.
Auf jeden Fall erzeugt die Steuerschaltung 30 das zweite Antriebssteuersignal VGL, so dass der Kurzschlussschalter SW2 an dem Zeitpunkt ausgeschaltet wird, an dem der durch die Ausgangsinduktivität Lo fließende Strom I_Lo zum Kurzschlussschalter SW2 hin fließt.
Auf die Art und Weise, die aus der oben beschriebenen Beschreibung klar ist, ist es dem DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp gemäß dem Ausführungsbeispiel dieser Erfindung möglich, den Resonanzstrom I_Lr bei Nulllast oder schwacher Last abzusenken. Im Ergebnis ist es möglich, die durch den entsprechenden parasitischen Widerstand des Erregerschalters SW1, die Resonanzinduktivität Lr, den Resonanzkondensator Cr und so weiter verursachten Verluste drastisch zu vermindern.
Zusätzlich ist der DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp gemäß dem Ausführungsbeispiel dieser Erfindung in einem diskontinuierlichen Modus beim DC/DC-Wandler vom Vollwellen-Stromresonanztyp betriebsfähig, wie er es bei Nulllast oder schwacher Last ist. Deshalb wird die Betriebsfrequenz des DC/DC-Wandlers 10A vom Stromresonanztyp geringer und es ist möglich, die Verluste weiter zu verringern.
Alldieweil der DC/DC-Wandler 10A vom Stromresonanztyp gemäß dem Ausführungsbeispiel dieser Erfindung nur den Resonanzstrom I_Lr absenkt bei Nulllast und schwacher Last, wird ein Zustand der Nullstromumschaltung, der vorteilhaft ist, intrinsisch aufrechterhalten.
Obwohl die MOSFETs beim in 3 dargestellten Beispiel als Schalter verwendet werden, werden bipolare Transistoren, Sperrschicht-FETs oder dergleichen als Schalter verwendet.
Während diese Erfindung insoweit in Verbindung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel davon beschrieben worden ist, wird es für den Fachmann nun einfach möglich sein, diese Erfindung auf verschiedene Arten und Weisen auszuführen. Obwohl beim oben erwähnten Ausführungsbeispiel der DC/DC-Wandler vom Vollwellen-Stromresonanztyp vom Abwärtstyp und vom Synchrontyp anschaulich dargestellt wurde, kann diese Erfindung beispielsweise auf einen Aufwärtstyp, einen Polaritätsumkehrtyp oder andere Typen anwendbar sein und der DC/DC-Wandler vom Vollwellen-Stromresonanztyp kann vom Asynchrontyp sein. Im Fall des Asynchrontyps wird anstelle des Kurzschlussschalters SW2 eine Diode verwendet.

Claims

Verfahren zur Steuerung eines durch eine Resonanzschaltung fließenden Resonanzstroms zur Verwendung in einem DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp, der einen DC/DC-Wandlungsabschnitt vom Stromresonanztyp umfasst, der einen Schalter und die Resonanzschaltung enthält, wobei das Verfahren den folgenden Schritt umfasst: Steuerung der Stärke des Resonanzstroms gemäß einer Last durch Ändern einer Aus-Zeitsteuerung des Schalters.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Verfahren den Schritt des Steuerns der Stärke des Resonanzstroms umfasst, so dass die Stärke des Resonanzstroms bei Nulllast oder schwacher Last kleiner ist als die bei starker Last.
Verfahren zur Steuerung eines durch eine Resonanzinduktivität fließenden Resonanzstroms zur Verwendung in einem DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp, der einen DC/DC-Wandlungsabschnitt vom Stromresonanztyp enthält, der einen Erregerschalter umfasst, der in Erwiderung auf ein erstes Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet wird, ferner die Resonanzinduktivität, die ein Ende aufweist, das an ein Ende des Erregerschalters angeschlossen ist, ferner einen Resonanzkondensator, der ein Ende, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende aufweist, das geerdet ist, ferner einen Kurzschlussschalter, der parallel mit der Resonanzinduktivität verbunden ist, der in Erwiderung auf ein zweites Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet wird, und ferner eine Ausgangsinduktivität, die ein Ende, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende aufweist, das an ein Ende eines Ausgangskondensators angeschlossen ist, wobei das Verfahren den folgenden Schritt umfasst: Erzeugen des zweiten Antriebssteuersignals, so dass der Kurzschlussschalter in einem Augenblick ausgeschaltet wird, an dem ein durch die Ausgangsinduktivität fließender Strom hin zum Kurzschlussschalter fließt, wodurch die Stärke des Resonanzstroms gemäß einer Last gesteuert wird.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Kurzschlussschalter einen N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) umfasst, ferner eine parasitische Diode an dem Kurzschlussschalter parasitisch ist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Erzeugen eines Impulses während eine Beidendenspannung des Resonanzkondensators eine negative Spannung aufweist; Erzeugen eines Spannungspegelfehlersignals, wobei ein Spannungspegel davon mit dem Aufladen eines Kondensators während Erzeugung des Impulses ansteigt; Erzeugen eines Zeitgebersignals, das eine Sägezahn-Signalform aufweist, bei dem ein Spannungspegel davon graduell ansteigt; Vergleichen des Zeitgebersignals mit dem Spannungspegelfehlersignal, um ein Aus-Zeitsteuerungssignal zu erzeugen, das eine Zeitsteuerung zum Ausschalten des Kurzschlussschalters definiert; und Erzeugen des zweiten Antriebssteuersignals zum Ausschalten des Kurzschlussschalters in Erwiderung auf das Aus-Zeitsteuerungssignal.
DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp, der einen DC/DC-Wandlungsabschnitt vom Stromresonanztyp enthält, der einen Erregerschalter umfasst, der in Erwiderung auf ein erstes Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet wird, ferner eine Resonanzinduktivität, die ein Ende aufweist, das an ein Ende des Erregerschalters angeschlossen ist, ferner einen Resonanzkondensator, der ein Ende, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende aufweist, das geerdet ist, ferner einen Kurzschlussschalter, der parallel mit der Resonanzinduktivität verbunden ist, der in Erwiderung auf ein zweites Antriebssteuersignal an-/ausgeschaltet wird, und ferner eine Ausgangsinduktivität, die ein Ende, das an ein anderes Ende der Resonanzinduktivität angeschlossen ist, und ein anderes Ende aufweist, das an ein Ende eines Ausgangskondensators angeschlossen ist, wobei der DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp folgendes umfasst: eine Steuerschaltung zur Erzeugung des zweiten Antriebssteuersignals, so dass der Kurzschlussschalter in einem Augenblick ausgeschaltet wird, an dem ein durch die Ausgangsinduktivität fließender Strom hin zum Kurzschlussschalter fließt, wodurch die Stärke des Resonanzstroms gemäß einer Last gesteuert wird.
DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp nach Anspruch 5, wobei der Kurzschlussschalter einen N-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) umfasst, der eine Drain-Elektrode, die an das Ende der Ausgangsinduktivität angeschlossen ist, und eine Source-Elektrode aufweist, die geerdet ist, ferner eine parasitische Diode an dem Kurzschlussschalter parasitisch ist, wobei die Steuerschaltung folgendes umfasst: eine Anordnung zur Erfassung negativer Spannung zum Vergleichen einer Drain-Spannung des Kurzschlussschalters mit einer Source-Spannung des Kurzschlussschalters, um einen Impuls zu erzeugen, während eine Beidendenspannung des Resonanzkondensators eine negative Spannung aufweist; eine Spannungspegelfehlersignalerzeugungsschaltung enthaltend einen Kondensator, der während der Erzeugung des Impulses aufgeladen wird, wobei die Spannungspegelfehlersignalerzeugungsschaltung ein Spannungspegelfehlersignal erzeugt, bei dem ein Spannungspegel davon ansteigt; einen Zeitgeber zum Erzeugen eines Zeitgebersignals, das eine Sägezahn-Signalform aufweist, bei dem ein Spannungspegel davon graduell ansteigt; eine Aus-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung zum Vergleichen des Zeitgebersignals mit dem Spannungspegelfehlersignal, um ein Aus-Zeitsteuerungssignal zu erzeugen, das eine Zeitsteuerung zum Ausschalten des Kurzschlussschalters definiert; und eine Antriebssteuersignalserzeugungsanordnung zum Erzeugen des zweiten Antriebssteuersignals, das auf das Ausschalten des Kurzschlussschalters hinweisend ist, in Erwiderung auf das Aus-Zeitsteuerungssignal.
DC/DC-Wandler vom Stromresonanztyp nach Anspruch 6, wobei die Steuerschaltung darüber hinaus folgendes umfasst: eine Nullspannungserfassungsanordnung zum Vergleichen der Drain-Spannung des Kurzschlussschalters mit der Source-Spannung des Kurzschlussschalters, um ein Nullspannungserfassungssignal zu erzeugen, wenn eine Beidendenspannung des Resonanzkondensators null Volt beträgt; und eine An-Zeitsteuerungserzeugungsschaltung zum Erzeugen, in Erwiderung auf das Nullspannungserfasungssignal, eines An-Zeitsteuerungssignals, das eine Zeitsteuerung zum Anschalten des Kurzschlussschalters definiert, wobei die Antriebssteuersignalserzeugungsanordnung in Erwiderung auf das An-Zeitsteuerungssignal das zweite Antriebssteuersignal erzeugt, das auf das Anschalten des Kurzschlussschalters hinweisend ist.