JP2003070250A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 力率改善機能を有するスイッチング電源装置
の効率向上が要求されている。 【解決手段】 スイッチング電源装置は、対の交流電源
端子１、２に接続された整流回路４と、この整流回路４
の対の整流出力導体４３、４５間に主インダクタＬ1 と
逆流阻止用ダイオードＤ5 とトランス５の１次巻線Ｎ1
の一部Ｎ1bとを介して接続された主スイッチＱ1 と、１
次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 の直列回路に並列に接続さ
れた平滑用コンデンサＣ1 と、トランスの２次巻線Ｎ2
と、整流平滑回路６と、補助回路７とを有する。補助回
路７は、補助巻線Ｎ3 と補助コンデンサＣa と補助スイ
ッチＱ2 と補助ダイオードＤa 、Ｄb とを有し、主スイ
ッチＱ1 のＺＶＳに使用される。
の効率向上が要求されている。 【解決手段】 スイッチング電源装置は、対の交流電源
端子１、２に接続された整流回路４と、この整流回路４
の対の整流出力導体４３、４５間に主インダクタＬ1 と
逆流阻止用ダイオードＤ5 とトランス５の１次巻線Ｎ1
の一部Ｎ1bとを介して接続された主スイッチＱ1 と、１
次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 の直列回路に並列に接続さ
れた平滑用コンデンサＣ1 と、トランスの２次巻線Ｎ2
と、整流平滑回路６と、補助回路７とを有する。補助回
路７は、補助巻線Ｎ3 と補助コンデンサＣa と補助スイ
ッチＱ2 と補助ダイオードＤa 、Ｄb とを有し、主スイ
ッチＱ1 のＺＶＳに使用される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、力率改善及び波形
改善を行うことができるスイッチング電源装置に関す
る。
改善を行うことができるスイッチング電源装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】交流電源に接続されたダイオード整流回
路とこの整流回路に接続された平滑用コンデンサとから
成る整流平滑回路によって交流−直流変換を行うことが
できる。しかし、平滑用コンデンサの充電電流は正弦波
交流電圧のピーク領域のみにおいて流れる。このためダ
イオード整流回路の交流入力端子における力率が悪い。
また、ダイオード整流回路のみでは、直流電圧の調整が
できない。
路とこの整流回路に接続された平滑用コンデンサとから
成る整流平滑回路によって交流−直流変換を行うことが
できる。しかし、平滑用コンデンサの充電電流は正弦波
交流電圧のピーク領域のみにおいて流れる。このためダ
イオード整流回路の交流入力端子における力率が悪い。
また、ダイオード整流回路のみでは、直流電圧の調整が
できない。
【０００３】上記の整流平滑回路の欠点を解決するため
のスイッチング電源装置が、特開平８−１５４３７９号
公報に開示されている。ここに開示されているスイッチ
ング電源装置は、整流回路と平滑用コンデンサとＤＣ−
ＤＣコンバータ回路と力率改善用のインダクタ即ちリア
クトルとを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッ
チがオン状態になると、インダクタが整流回路の対の出
力端子間にスイッチを介して接続され、ここに電流が流
れる。インダクタを流れる電流の振幅は交流電圧の振幅
の変化に応じて変化するので、力率及び交流入力電流の
波形が改善される。
のスイッチング電源装置が、特開平８−１５４３７９号
公報に開示されている。ここに開示されているスイッチ
ング電源装置は、整流回路と平滑用コンデンサとＤＣ−
ＤＣコンバータ回路と力率改善用のインダクタ即ちリア
クトルとを有する。ＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッ
チがオン状態になると、インダクタが整流回路の対の出
力端子間にスイッチを介して接続され、ここに電流が流
れる。インダクタを流れる電流の振幅は交流電圧の振幅
の変化に応じて変化するので、力率及び交流入力電流の
波形が改善される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、力率改善及
び波形改善機能を有するスイッチング電源装置の電力損
失の低減即ち効率の向上が要求されている。
び波形改善機能を有するスイッチング電源装置の電力損
失の低減即ち効率の向上が要求されている。
【０００５】そこで、本発明の目的は、比較的簡単な構
成によって力率改善、波形改善及び効率向上を達成する
ことができるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。
成によって力率改善、波形改善及び効率向上を達成する
ことができるスイッチング電源装置を提供することにあ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、実施形態を示す図面の
参照符号を参照して説明する。但し、ここでの参照符号
は本発明の理解を助けるためのものであるが、本発明を
限定するものではない。本発明の交流電源から供給され
た交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電
源装置は、交流電圧を供給するための第１及び第２の交
流入力端子（１、２）と、前記第１及び第２の交流入力
端子（１、２）に接続され且つ第１及び第２の整流出力
導体（４３、４５）を有している整流回路（４又は４
ａ）と、主巻線（Ｎ1 ）と前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結
合された補助巻線（Ｎ3 ）とを有するトランス（５又は
５ａ又は５ｂ又は５ｃ又は５ｄ又は５ｅ）と、前記主巻
線（Ｎ1 ）の一端と前記第２の整流出力導体（４５）と
の間に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）と、その一
端が前記第１の整流出力導体（４３）に接続され、その
他端が少なくとも前記主巻線（Ｎ1 ）の一部を介して前
記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）に接続されたインダクタ
（Ｌ1 ）と、前記主巻線（Ｎ1 ）の他端と前記第２の整
流出力導体（４５）との間に接続された主スイッチ（Ｑ
1 ）と、前記主スイッチ（Ｑ1 ）に並列に接続されたコ
ンデンサ又は寄生容量から成るソフトスイッチング用キ
ャパシタンス手段（Ｃq1）と、直流出力電圧を得るため
に前記トランス（５又は５ａ又は５ｂ又は５ｃ又は５ｄ
又は５ｅ）に接続された整流平滑回路（６）と、前記補
助巻線（Ｎ3 ）に直列に接続された補助スイッチ（Ｑ2
）と、前記ソフトスイッチング用キャパシタンス手段
（Ｃq1）の放電を可能にするための電圧を前記主巻線
（Ｎ1 ）に発生させることが可能な電流を前記補助巻線
（Ｎ3 ）に供給するための電流供給手段（Ｃa 、又はＣ
a 、Ｎ4 、Ｄb ）と、前記主スイッチ（Ｑ1 ）及び前記
補助スイッチ（Ｑ2 ）に接続され、且つ前記交流入力端
子（１、２）に印加される交流電圧の周波数よりも高い
繰返し周波数で前記主スイッチ（Ｑ1 ）をオン・オフ制
御する第１の機能、及び前記主スイッチ（Ｑ1 ）のター
ンオン時に前記主スイッチ（Ｑ1 ）をソフトスイッチン
グさせるために前記主スイッチ（Ｑ1 ）のオン制御の開
始時点（ｔ2 ）よりも前の時点（ｔ1）で前記補助スイ
ッチ（Ｑ2 ）のオン制御を開始し、前記主スイッチ（Ｑ
1 ）のオン終了時点（ｔ5 ）又はこのオン終了時点（ｔ
5 ）よりも前の時点（ｔ4 〜ｔ5）で前記補助スイッチ
（Ｑ2 ）のオン制御を終了させる第２の機能とを有して
いる制御回路（８）とを備えている。
目的を達成するための本発明は、実施形態を示す図面の
参照符号を参照して説明する。但し、ここでの参照符号
は本発明の理解を助けるためのものであるが、本発明を
限定するものではない。本発明の交流電源から供給され
た交流電圧を直流電圧に変換するためのスイッチング電
源装置は、交流電圧を供給するための第１及び第２の交
流入力端子（１、２）と、前記第１及び第２の交流入力
端子（１、２）に接続され且つ第１及び第２の整流出力
導体（４３、４５）を有している整流回路（４又は４
ａ）と、主巻線（Ｎ1 ）と前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結
合された補助巻線（Ｎ3 ）とを有するトランス（５又は
５ａ又は５ｂ又は５ｃ又は５ｄ又は５ｅ）と、前記主巻
線（Ｎ1 ）の一端と前記第２の整流出力導体（４５）と
の間に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）と、その一
端が前記第１の整流出力導体（４３）に接続され、その
他端が少なくとも前記主巻線（Ｎ1 ）の一部を介して前
記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）に接続されたインダクタ
（Ｌ1 ）と、前記主巻線（Ｎ1 ）の他端と前記第２の整
流出力導体（４５）との間に接続された主スイッチ（Ｑ
1 ）と、前記主スイッチ（Ｑ1 ）に並列に接続されたコ
ンデンサ又は寄生容量から成るソフトスイッチング用キ
ャパシタンス手段（Ｃq1）と、直流出力電圧を得るため
に前記トランス（５又は５ａ又は５ｂ又は５ｃ又は５ｄ
又は５ｅ）に接続された整流平滑回路（６）と、前記補
助巻線（Ｎ3 ）に直列に接続された補助スイッチ（Ｑ2
）と、前記ソフトスイッチング用キャパシタンス手段
（Ｃq1）の放電を可能にするための電圧を前記主巻線
（Ｎ1 ）に発生させることが可能な電流を前記補助巻線
（Ｎ3 ）に供給するための電流供給手段（Ｃa 、又はＣ
a 、Ｎ4 、Ｄb ）と、前記主スイッチ（Ｑ1 ）及び前記
補助スイッチ（Ｑ2 ）に接続され、且つ前記交流入力端
子（１、２）に印加される交流電圧の周波数よりも高い
繰返し周波数で前記主スイッチ（Ｑ1 ）をオン・オフ制
御する第１の機能、及び前記主スイッチ（Ｑ1 ）のター
ンオン時に前記主スイッチ（Ｑ1 ）をソフトスイッチン
グさせるために前記主スイッチ（Ｑ1 ）のオン制御の開
始時点（ｔ2 ）よりも前の時点（ｔ1）で前記補助スイ
ッチ（Ｑ2 ）のオン制御を開始し、前記主スイッチ（Ｑ
1 ）のオン終了時点（ｔ5 ）又はこのオン終了時点（ｔ
5 ）よりも前の時点（ｔ4 〜ｔ5）で前記補助スイッチ
（Ｑ2 ）のオン制御を終了させる第２の機能とを有して
いる制御回路（８）とを備えている。
【０００７】なお、請求項２に示すように、前記主巻線
（Ｎ1 ）はタップ（１０）を有し、前記電流供給手段
は、前記主巻線（Ｎ1 ）の前記タップ（１０）と前記補
助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回
路の一端との間に接続された補助コンデンサ（Ｃa ）
と、前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2 ）
との直列回路に対して逆方向並列に接続された補助ダイ
オード（Ｄb ）とから成り、前記補助巻線（Ｎ3 ）と前
記補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路の他端が前記第２
の整流出力導体（４５）に接続されていることが望まし
い。また、請求項３に示すように、前記電流供給手段
を、前記主巻線（Ｎ1 ）と前記主スイッチ（Ｑ1 ）の相
互接続点（１０ａ）と前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助
スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路の一端との間に接続され
た補助コンデンサ（Ｃa ）と、前記補助巻線（Ｎ3 ）と
前記補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路に対して逆方向
並列に接続された補助ダイオード（Ｄb ）とで構成する
ことができる。また、請求項４に示すように、更に、逆
流を阻止するために前記補助巻線（Ｎ3 ）及び前記補助
スイッチ（Ｑ2 ）に対してそれぞれ直列に接続された補
助ダイオード（Ｄa ）を有していることが望ましい。な
お、請求項５に示すように、前記電流供給手段は、前記
主巻線に電磁結合され且つ前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記
補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路に対して直列に接続
された別の補助巻線（Ｎ4 ）と、前記別の補助巻線（Ｎ
4 ）の電圧を整流するための整流素子（Ｄｂ）と、前記
整流素子（Ｄｂ）を介して前記別の補助巻線（Ｎ4 ）に
対して並列に接続され且つ前記別の補助巻線（Ｎ4 ）を
介して前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2
）との直列回路に対して並列に接続された補助コンデ
ンサ（Ｃa ）とを有していることが望ましい。また、請
求項６に示すように、更に、前記整流回路（４又は４
ａ）から前記第１の整流出力導体（４３）と実質的に同
一の整流電圧を出力するための補助整流出力導体（４
４）と、前記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）を充電するため
の電圧を得るために前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合され
且つ前記補助整流出力導体（４４）と前記平滑用コンデ
ンサ（Ｃ1 ）の一端との間に接続された充電用補助巻線
（Ｎ5 ）とを有していることが望ましい。また、請求項
７に示すように、更に、前記補助整流出力導体（４４）
にその一端が接続された補助インダクタ（Ｌ2 ）と、前
記補助インダクタ（Ｌ2 ）の他端と前記充電用補助巻線
（Ｎ5 ）との間に接続された充電用補助コンデンサ（Ｃ
2）と、前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）と前記充電用補助
コンデンサ（Ｃ2 ）との直列回路に対して並列に接続さ
れた充電用補助ダイオード（Ｄ6 ）とを有していること
が望ましい。また、請求項８に示すように、更に、前記
補助整流出力導体（４４）にその一端が接続された補助
インダクタ（Ｌ2 ）と、前記補助インダクタ（Ｌ2 ）の
他端と前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）との間に接続された
充電用補助ダイオード（Ｄ6）と、前記充電用補助巻線
（Ｎ5 ）と前記充電用補助ダイオード（Ｄ6 ）との直列
回路に対して並列に接続された充電用補助コンデンサ
（Ｃ2 ）とを有していることが望ましい。また、請求項
９に示すように、更に、前記補助整流出力導体（４４）
と前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）との間に接続された逆流
阻止用補助ダイオード（Ｄ7 ）を有していることが望ま
しい。また、請求項１０に示すように、更に、前記補助
インダクタ（Ｌ2 ）に直列に接続された逆流阻止用ダイ
オード（Ｄ7 ）を有していることが望ましい。また、請
求項１１に示すように、更に、前記インダクタ（Ｌ1 ）
に対して直列に接続された逆流阻止用ダイオード（Ｄ5
）を有していることが望ましい。また、請求項１２に
示すように、前記整流回路（４）は、その第１の電極が
前記第１の交流入力端子（１）に接続され、その第２の
電極が前記第１の整流出力導体（４３）及び補助整流出
力導体（４４）にそれぞれ接続された第１のダイオード
（Ｄ1 ）と、その第１の電極が前記第２の整流出力導体
（４５）に接続され、その第２の電極が前記第１の交流
入力端子（１）に接続された第２のダイオード（Ｄ2 ）
と、その第１の電極が前記第２の交流入力端子（２）に
接続され、その第２の電極が前記第１の整流出力導体
（４３）及び前記補助整流出力導体（４４）にそれぞれ
接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、その第１の電
極が前記第２の整流出力導体（４５）に接続され、その
第２の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続され
た第４のダイオード（Ｄ4 ）とを有していることが望ま
しい。また、請求項１３に示すように、前記整流回路
（４）は、その第１の電極が前記第１の交流入力端子
（１）に接続され、その第２の電極が前記第１の整流出
力導体（４３）に接続された第１のダイオード（Ｄ1 ）
と、その第１の電極が前記第２の整流出力導体（４５）
に接続され、その第２の電極が前記第１の交流入力端子
（１）に接続された第２のダイオード（Ｄ2 ）と、その
第１の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続さ
れ、そ第２の電極が前記第１の整流出力導体（４３）に
接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、その第１の電
極が前記第２の整流出力導体（４５）に接続され、その
第２の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続され
た第４のダイオード（Ｄ4 ）とその第１の電極が前記第
１の交流入力端子（１）に接続され、その第２の電極が
前記補助整流出力導体（４４）に接続された第５のダイ
オード（Ｄ11）と、その第１の電極が前記第２の交流入
力端子（２）に接続され、その第２の電極が前記補助整
流出力導体（４４）に接続された第６のダイオード（Ｄ
12）とを有していることが望ましい。
（Ｎ1 ）はタップ（１０）を有し、前記電流供給手段
は、前記主巻線（Ｎ1 ）の前記タップ（１０）と前記補
助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回
路の一端との間に接続された補助コンデンサ（Ｃa ）
と、前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2 ）
との直列回路に対して逆方向並列に接続された補助ダイ
オード（Ｄb ）とから成り、前記補助巻線（Ｎ3 ）と前
記補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路の他端が前記第２
の整流出力導体（４５）に接続されていることが望まし
い。また、請求項３に示すように、前記電流供給手段
を、前記主巻線（Ｎ1 ）と前記主スイッチ（Ｑ1 ）の相
互接続点（１０ａ）と前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助
スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路の一端との間に接続され
た補助コンデンサ（Ｃa ）と、前記補助巻線（Ｎ3 ）と
前記補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路に対して逆方向
並列に接続された補助ダイオード（Ｄb ）とで構成する
ことができる。また、請求項４に示すように、更に、逆
流を阻止するために前記補助巻線（Ｎ3 ）及び前記補助
スイッチ（Ｑ2 ）に対してそれぞれ直列に接続された補
助ダイオード（Ｄa ）を有していることが望ましい。な
お、請求項５に示すように、前記電流供給手段は、前記
主巻線に電磁結合され且つ前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記
補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路に対して直列に接続
された別の補助巻線（Ｎ4 ）と、前記別の補助巻線（Ｎ
4 ）の電圧を整流するための整流素子（Ｄｂ）と、前記
整流素子（Ｄｂ）を介して前記別の補助巻線（Ｎ4 ）に
対して並列に接続され且つ前記別の補助巻線（Ｎ4 ）を
介して前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2
）との直列回路に対して並列に接続された補助コンデ
ンサ（Ｃa ）とを有していることが望ましい。また、請
求項６に示すように、更に、前記整流回路（４又は４
ａ）から前記第１の整流出力導体（４３）と実質的に同
一の整流電圧を出力するための補助整流出力導体（４
４）と、前記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）を充電するため
の電圧を得るために前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合され
且つ前記補助整流出力導体（４４）と前記平滑用コンデ
ンサ（Ｃ1 ）の一端との間に接続された充電用補助巻線
（Ｎ5 ）とを有していることが望ましい。また、請求項
７に示すように、更に、前記補助整流出力導体（４４）
にその一端が接続された補助インダクタ（Ｌ2 ）と、前
記補助インダクタ（Ｌ2 ）の他端と前記充電用補助巻線
（Ｎ5 ）との間に接続された充電用補助コンデンサ（Ｃ
2）と、前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）と前記充電用補助
コンデンサ（Ｃ2 ）との直列回路に対して並列に接続さ
れた充電用補助ダイオード（Ｄ6 ）とを有していること
が望ましい。また、請求項８に示すように、更に、前記
補助整流出力導体（４４）にその一端が接続された補助
インダクタ（Ｌ2 ）と、前記補助インダクタ（Ｌ2 ）の
他端と前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）との間に接続された
充電用補助ダイオード（Ｄ6）と、前記充電用補助巻線
（Ｎ5 ）と前記充電用補助ダイオード（Ｄ6 ）との直列
回路に対して並列に接続された充電用補助コンデンサ
（Ｃ2 ）とを有していることが望ましい。また、請求項
９に示すように、更に、前記補助整流出力導体（４４）
と前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）との間に接続された逆流
阻止用補助ダイオード（Ｄ7 ）を有していることが望ま
しい。また、請求項１０に示すように、更に、前記補助
インダクタ（Ｌ2 ）に直列に接続された逆流阻止用ダイ
オード（Ｄ7 ）を有していることが望ましい。また、請
求項１１に示すように、更に、前記インダクタ（Ｌ1 ）
に対して直列に接続された逆流阻止用ダイオード（Ｄ5
）を有していることが望ましい。また、請求項１２に
示すように、前記整流回路（４）は、その第１の電極が
前記第１の交流入力端子（１）に接続され、その第２の
電極が前記第１の整流出力導体（４３）及び補助整流出
力導体（４４）にそれぞれ接続された第１のダイオード
（Ｄ1 ）と、その第１の電極が前記第２の整流出力導体
（４５）に接続され、その第２の電極が前記第１の交流
入力端子（１）に接続された第２のダイオード（Ｄ2 ）
と、その第１の電極が前記第２の交流入力端子（２）に
接続され、その第２の電極が前記第１の整流出力導体
（４３）及び前記補助整流出力導体（４４）にそれぞれ
接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、その第１の電
極が前記第２の整流出力導体（４５）に接続され、その
第２の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続され
た第４のダイオード（Ｄ4 ）とを有していることが望ま
しい。また、請求項１３に示すように、前記整流回路
（４）は、その第１の電極が前記第１の交流入力端子
（１）に接続され、その第２の電極が前記第１の整流出
力導体（４３）に接続された第１のダイオード（Ｄ1 ）
と、その第１の電極が前記第２の整流出力導体（４５）
に接続され、その第２の電極が前記第１の交流入力端子
（１）に接続された第２のダイオード（Ｄ2 ）と、その
第１の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続さ
れ、そ第２の電極が前記第１の整流出力導体（４３）に
接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、その第１の電
極が前記第２の整流出力導体（４５）に接続され、その
第２の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続され
た第４のダイオード（Ｄ4 ）とその第１の電極が前記第
１の交流入力端子（１）に接続され、その第２の電極が
前記補助整流出力導体（４４）に接続された第５のダイ
オード（Ｄ11）と、その第１の電極が前記第２の交流入
力端子（２）に接続され、その第２の電極が前記補助整
流出力導体（４４）に接続された第６のダイオード（Ｄ
12）とを有していることが望ましい。
【０００８】
【発明の効果】各請求項の発明は次の効果を有する。
（１） スイッチ（Ｑ1 ）のオン期間にインダクタ（Ｌ
1 ）を通って電流が流れ、このインダクタ（Ｌ1 ）の電
流の振幅は交流電圧の振幅に比例する。従って、スイッ
チング電源装置の力率改善及び波形改善が達成される。 （２） 補助スイッチ（Ｑ2 ）がオン状態になると、補
助巻線（Ｎ3 ）に電流が流れる。補助巻線（Ｎ3 ）は主
巻線（Ｎ1 ）に電磁結合されているので、補助巻線（Ｎ
3 ）に電流が流れた時に主スイッチ（Ｑ1 ）に並列に接
続されたソフトスイッチング用キャパシタンス手段（Ｃ
q1）が放電し、主スイッチ（Ｑ1 ）の両端子間電圧が低
下する。主スイッチ（Ｑ1 ）の電圧が低下した状態でこ
の主スイッチ（Ｑ1 ）をターンオン制御すると、主スイ
ッチ（Ｑ1 ）のソフトスイッチング又は零電圧スイッチ
ング（ＺＶＳ）が達成され、スイッチング損失及びノイ
ズが低減する。 （３） 主スイッチ（Ｑ1 ）は力率改善及び波形改善の
ための電圧のオン・オフとＤＣ−ＤＣ変換のための電圧
のオン・オフと両方に使用されている。従って、力率改
善及び波形改善が可能なスイッチング電源装置の小型化
及び低コスト化を達成できる。 （４） 主スイッチ（Ｑ1 ）をソフトスイッチングさせ
るための補助巻線（Ｎ3 ）は主巻線（Ｎ1 ）と共にトラ
ンス（５〜５ｅ）に含まれているので、スイッチング電
源装置の小型化が可能になる。請求項２及び３及び４の
発明によれば、補助巻線（Ｎ3 ）に対する電流の供給を
簡単な回路で容易に達成することができる。請求項６〜
１３の各発明によれば、次の効果が得られる。 （１） 力率改善及び波形改善のためのインダクタ（Ｌ
1 ）に流れる電流（Ｉ L1）を小さくしても補助充電回路
（３０）によって平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）所望の値に
充電することができる。即ち、平滑用コンデンサ（Ｃ
1）は、力率改善及び波形改善用インダクタ（Ｌ1 ）を
通る第１の充電経路で充電されると共に、補助充電回路
（３０又は３０ａ又は３０ｂ又は３０ｃ）を通る第２の
充電経路によっても充電される。従って、第１の充電経
路のみで平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）の充電電流を供給す
る場合に比べて、本発明に従う第１及び第２の充電経路
で充電電流を供給する場合には、第２の充電経路の電流
値の分だけ第１の充電経路の充電電流を小さくすること
ができる。このため、第１の充電経路に含まれているイ
ンダクタ（Ｌ1 ）における電力損失が少なくなり、スイ
ッチング電源装置の効率が向上する。またインダクタ
（Ｌ1 ）の外形寸法を小さくすることができる。 （２） 平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）の充電電圧を、補助
充電回路（３０又は３０ａ又は３０ｂ又は３０ｃ）の助
けを借りて高めることができる。平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）の充電電圧が高くなると、入力交流電圧のピーク値
又はこの近傍で第１の充電経路のインダクタ（Ｌ1 ）を
通して平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）に過大な電流が流れ込
むことを防ぐことができる。この結果、交流入力電流の
高調波成分を低減することができる。 （３） 補助充電回路はトランス（５ｃ又は５ｄ又は５
ｅ）の主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合された充電用補助巻線
（Ｎ5 ）から成るので、補助充電回路（３０又は３０ａ
又は３０ｂ又は３０ｃ）の構成が簡単且つ小型になる。
請求項７及び８の発明によれば、補助充電回路を流れる
電流の平滑化を容易に図ることができる。
1 ）を通って電流が流れ、このインダクタ（Ｌ1 ）の電
流の振幅は交流電圧の振幅に比例する。従って、スイッ
チング電源装置の力率改善及び波形改善が達成される。 （２） 補助スイッチ（Ｑ2 ）がオン状態になると、補
助巻線（Ｎ3 ）に電流が流れる。補助巻線（Ｎ3 ）は主
巻線（Ｎ1 ）に電磁結合されているので、補助巻線（Ｎ
3 ）に電流が流れた時に主スイッチ（Ｑ1 ）に並列に接
続されたソフトスイッチング用キャパシタンス手段（Ｃ
q1）が放電し、主スイッチ（Ｑ1 ）の両端子間電圧が低
下する。主スイッチ（Ｑ1 ）の電圧が低下した状態でこ
の主スイッチ（Ｑ1 ）をターンオン制御すると、主スイ
ッチ（Ｑ1 ）のソフトスイッチング又は零電圧スイッチ
ング（ＺＶＳ）が達成され、スイッチング損失及びノイ
ズが低減する。 （３） 主スイッチ（Ｑ1 ）は力率改善及び波形改善の
ための電圧のオン・オフとＤＣ−ＤＣ変換のための電圧
のオン・オフと両方に使用されている。従って、力率改
善及び波形改善が可能なスイッチング電源装置の小型化
及び低コスト化を達成できる。 （４） 主スイッチ（Ｑ1 ）をソフトスイッチングさせ
るための補助巻線（Ｎ3 ）は主巻線（Ｎ1 ）と共にトラ
ンス（５〜５ｅ）に含まれているので、スイッチング電
源装置の小型化が可能になる。請求項２及び３及び４の
発明によれば、補助巻線（Ｎ3 ）に対する電流の供給を
簡単な回路で容易に達成することができる。請求項６〜
１３の各発明によれば、次の効果が得られる。 （１） 力率改善及び波形改善のためのインダクタ（Ｌ
1 ）に流れる電流（Ｉ L1）を小さくしても補助充電回路
（３０）によって平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）所望の値に
充電することができる。即ち、平滑用コンデンサ（Ｃ
1）は、力率改善及び波形改善用インダクタ（Ｌ1 ）を
通る第１の充電経路で充電されると共に、補助充電回路
（３０又は３０ａ又は３０ｂ又は３０ｃ）を通る第２の
充電経路によっても充電される。従って、第１の充電経
路のみで平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）の充電電流を供給す
る場合に比べて、本発明に従う第１及び第２の充電経路
で充電電流を供給する場合には、第２の充電経路の電流
値の分だけ第１の充電経路の充電電流を小さくすること
ができる。このため、第１の充電経路に含まれているイ
ンダクタ（Ｌ1 ）における電力損失が少なくなり、スイ
ッチング電源装置の効率が向上する。またインダクタ
（Ｌ1 ）の外形寸法を小さくすることができる。 （２） 平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）の充電電圧を、補助
充電回路（３０又は３０ａ又は３０ｂ又は３０ｃ）の助
けを借りて高めることができる。平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）の充電電圧が高くなると、入力交流電圧のピーク値
又はこの近傍で第１の充電経路のインダクタ（Ｌ1 ）を
通して平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）に過大な電流が流れ込
むことを防ぐことができる。この結果、交流入力電流の
高調波成分を低減することができる。 （３） 補助充電回路はトランス（５ｃ又は５ｄ又は５
ｅ）の主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合された充電用補助巻線
（Ｎ5 ）から成るので、補助充電回路（３０又は３０ａ
又は３０ｂ又は３０ｃ）の構成が簡単且つ小型になる。
請求項７及び８の発明によれば、補助充電回路を流れる
電流の平滑化を容易に図ることができる。
【０００９】
【実施形態】次に、図１〜図２１を参照して本発明の第
１〜第１４の実施形態を説明する。なお、各実施形態に
おいて互いに共通する部分については、同一の参照符号
を付し、いずれか１つの実施形態において詳しく説明
し、別の実施形態では、その説明を省略する。
１〜第１４の実施形態を説明する。なお、各実施形態に
おいて互いに共通する部分については、同一の参照符号
を付し、いずれか１つの実施形態において詳しく説明
し、別の実施形態では、その説明を省略する。
【００１０】
【第１の実施形態】図１に示す第１の実施形態のスイッ
チング電源装置は、第１及び第２の交流入力端子１、２
と、ノイズ除去フィルタ３と、ブリッジ型整流回路４
と、主インダクタＬ1 と、平滑用コンデンサＣ1 と、ト
ランス５と、主スイッチＱ1 と、スナバ用又はＺＶＳ
（ゼロ・ボルト・スイッチング）用又は共振用とも呼ぶ
ことができるソフトスイッチング用コンデンサＣq１
と、第１及び第２の並列ダイオードＤq１、Ｄq２と、整
流平滑回路６と、本発明に従うソフトスイッチング補助
回路７と、制御回路８とから成る。
チング電源装置は、第１及び第２の交流入力端子１、２
と、ノイズ除去フィルタ３と、ブリッジ型整流回路４
と、主インダクタＬ1 と、平滑用コンデンサＣ1 と、ト
ランス５と、主スイッチＱ1 と、スナバ用又はＺＶＳ
（ゼロ・ボルト・スイッチング）用又は共振用とも呼ぶ
ことができるソフトスイッチング用コンデンサＣq１
と、第１及び第２の並列ダイオードＤq１、Ｄq２と、整
流平滑回路６と、本発明に従うソフトスイッチング補助
回路７と、制御回路８とから成る。
【００１１】第１及び第２の交流入力端子１、２は、例
えば５０Ｈｚの正弦波交流電圧を供給するための商用交
流電源に接続される。第１及び第２の交流入力端子１，
２と整流回路４との間に接続されたノイズ除去用フィル
タ３は、複数のインダクタと複数のコンデンサから成る
周知の回路から成り、高周波電流成分を除去するもので
ある。
えば５０Ｈｚの正弦波交流電圧を供給するための商用交
流電源に接続される。第１及び第２の交流入力端子１，
２と整流回路４との間に接続されたノイズ除去用フィル
タ３は、複数のインダクタと複数のコンデンサから成る
周知の回路から成り、高周波電流成分を除去するもので
ある。
【００１２】整流回路４は、第１及び第２の交流入力導
体４１、４２と、第１の整流出力導体４３と、第２の整
流出力導体４５と、第１及び第２の電極をそれぞれ有す
る第１、第２、第３及び第４のダイオードＤ1 、Ｄ2 、
Ｄ3 、Ｄ4 とから成る。第１及び第２の交流入力導体４
１、４２はフィルタ３を介して第１及び第２の交流入力
端子１、２に接続されている。第１のダイオードＤ1 の
第１の電極即ちアノードは第１の交流入力導体４１に接
続され、第２のダイオードＤ2 の第２の電極即ちカソー
ドは第１の交流入力導体４１に接続され、第３のダイオ
ードＤ3 の第１の電極（アノード）は第２の交流入力導
体４２に接続され、第４のダイオードＤ4 の第２の電極
（カソード）は第２の交流入力導体４２に接続され、第
１及び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の第２の電極（カソ
ード）は相互に接続され、この相互接続点４８が第１の
整流出力導体４３に接続されている。第２及び第４のダ
イオードＤ2 、Ｄ4 のアノードは相互に接続され、この
相互接続点４９が第２の整流出力導体４５に接続されて
いる。なお、以下において第２の整流出力導体４５をグ
ランド側整流出力導体又は共通整流出力導体と呼ぶこと
もある。
体４１、４２と、第１の整流出力導体４３と、第２の整
流出力導体４５と、第１及び第２の電極をそれぞれ有す
る第１、第２、第３及び第４のダイオードＤ1 、Ｄ2 、
Ｄ3 、Ｄ4 とから成る。第１及び第２の交流入力導体４
１、４２はフィルタ３を介して第１及び第２の交流入力
端子１、２に接続されている。第１のダイオードＤ1 の
第１の電極即ちアノードは第１の交流入力導体４１に接
続され、第２のダイオードＤ2 の第２の電極即ちカソー
ドは第１の交流入力導体４１に接続され、第３のダイオ
ードＤ3 の第１の電極（アノード）は第２の交流入力導
体４２に接続され、第４のダイオードＤ4 の第２の電極
（カソード）は第２の交流入力導体４２に接続され、第
１及び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の第２の電極（カソ
ード）は相互に接続され、この相互接続点４８が第１の
整流出力導体４３に接続されている。第２及び第４のダ
イオードＤ2 、Ｄ4 のアノードは相互に接続され、この
相互接続点４９が第２の整流出力導体４５に接続されて
いる。なお、以下において第２の整流出力導体４５をグ
ランド側整流出力導体又は共通整流出力導体と呼ぶこと
もある。
【００１３】トランス５は、磁性体コア９と主巻線とし
ての１次巻線Ｎ1 と出力巻線としての２次巻線Ｎ2 と本
発明に従うソフトスイッチング用補助巻線としての３次
巻線Ｎ3 とを有する。１次巻線Ｎ1 、２次巻線Ｎ2 及び
３次巻線Ｎ3 はコア９に巻き回されて相互に電磁結合さ
れている。主巻線としての１次巻線Ｎ1 はタップ１０を
有し、第１及び第２の部分Ｎ1a、Ｎ1bに分割されてい
る。１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 と３次巻線Ｎ3 との極
性は黒丸で示すように設定されている。１次巻線Ｎ1 と
２次巻線Ｎ2 とは互いに逆の極性を有する。
ての１次巻線Ｎ1 と出力巻線としての２次巻線Ｎ2 と本
発明に従うソフトスイッチング用補助巻線としての３次
巻線Ｎ3 とを有する。１次巻線Ｎ1 、２次巻線Ｎ2 及び
３次巻線Ｎ3 はコア９に巻き回されて相互に電磁結合さ
れている。主巻線としての１次巻線Ｎ1 はタップ１０を
有し、第１及び第２の部分Ｎ1a、Ｎ1bに分割されてい
る。１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 と３次巻線Ｎ3 との極
性は黒丸で示すように設定されている。１次巻線Ｎ1 と
２次巻線Ｎ2 とは互いに逆の極性を有する。
【００１４】電解コンデンサから成る平滑用コンデンサ
Ｃ1 は１次巻線N１の一端と第２の整流出力導体４５と
の間に接続されている。主インダクタＬ１の一端は第１
の整流出力導体４３に接続され、主インダクタＬ１の他
端は１次巻線Ｎ１のタップ１０に接続されている。従っ
て、主インダクタＬ１の他端は少なくとも１次巻線Ｎ１
の第１の部分Ｎ１ａを介して平滑用コンデンサＣ１の一
端に接続されている。主インダクタＬ１を接続するため
の１次巻線Ｎ１のタップ１０の位置は、任意に変更し得
る。１次巻線Ｎ１の第１の部分Ｎ１ａに対する第２の部
分Ｎ１ｂの割合を大きくすると、スイッチング電源装置
の効率が向上するが、逆に力率改善の効果は低下する。
Ｃ1 は１次巻線N１の一端と第２の整流出力導体４５と
の間に接続されている。主インダクタＬ１の一端は第１
の整流出力導体４３に接続され、主インダクタＬ１の他
端は１次巻線Ｎ１のタップ１０に接続されている。従っ
て、主インダクタＬ１の他端は少なくとも１次巻線Ｎ１
の第１の部分Ｎ１ａを介して平滑用コンデンサＣ１の一
端に接続されている。主インダクタＬ１を接続するため
の１次巻線Ｎ１のタップ１０の位置は、任意に変更し得
る。１次巻線Ｎ１の第１の部分Ｎ１ａに対する第２の部
分Ｎ１ｂの割合を大きくすると、スイッチング電源装置
の効率が向上するが、逆に力率改善の効果は低下する。
【００１５】絶縁ゲート型電界効果トランジスタンスか
ら成る主スイッチＱ1 は１次巻線Ｎ1 の他端と第２の整
流出力巻線４５との間に接続されている。また主スイッ
チＱ１は１次巻線Ｎ１を介して平滑用コンデンサＣ1 に
並列に接続されている。
ら成る主スイッチＱ1 は１次巻線Ｎ1 の他端と第２の整
流出力巻線４５との間に接続されている。また主スイッ
チＱ１は１次巻線Ｎ１を介して平滑用コンデンサＣ1 に
並列に接続されている。
【００１６】ソフトスイッチング用キャパシタ手段とし
てのソフトスイチング用コンデンサＣq１は主スイッチ
Ｑ1 に並列に接続され、平滑用コンデンサＣ1 よりも十
分に小さい容量値を有している。このソフトスイッチン
グ用コンデンサＣq１は主スイッチＱ1 の２つの主電極
即ちドレイン・ソース間の寄生容量であってもよい。
てのソフトスイチング用コンデンサＣq１は主スイッチ
Ｑ1 に並列に接続され、平滑用コンデンサＣ1 よりも十
分に小さい容量値を有している。このソフトスイッチン
グ用コンデンサＣq１は主スイッチＱ1 の２つの主電極
即ちドレイン・ソース間の寄生容量であってもよい。
【００１７】主スイッチＱ１の保護機能を有する並列ダ
イオードＤq１は、主スイッチＱ1に逆方向並列に接続さ
れている。なお、この並列ダイオードＤq１は主スイッ
チＱ1 のボディダイオード即ち内蔵ダイオードであって
もよい。
イオードＤq１は、主スイッチＱ1に逆方向並列に接続さ
れている。なお、この並列ダイオードＤq１は主スイッ
チＱ1 のボディダイオード即ち内蔵ダイオードであって
もよい。
【００１８】トランス５の２次巻線Ｎ2 に接続された整
流平滑回路６は整流ダイオードＤoと平滑用コンデンサ
Ｃo とから成る。コンデンサＣo はダイオードＤo を介
して２次巻線Ｎ2 に並列に接続されている。ダイオード
Ｄo は、スイッチＱ1 がオンの時にオフ、主スイッチＱ
1 がオフの時にオンになる方向性を有している。出力平
滑用コンデンサＣo に接続された対の出力端子１１、１
２間に直流出力電圧が得られ、これが負荷２０に供給さ
れる。
流平滑回路６は整流ダイオードＤoと平滑用コンデンサ
Ｃo とから成る。コンデンサＣo はダイオードＤo を介
して２次巻線Ｎ2 に並列に接続されている。ダイオード
Ｄo は、スイッチＱ1 がオンの時にオフ、主スイッチＱ
1 がオフの時にオンになる方向性を有している。出力平
滑用コンデンサＣo に接続された対の出力端子１１、１
２間に直流出力電圧が得られ、これが負荷２０に供給さ
れる。
【００１９】ソフトスイッチング補助回路７は、共振補
助回路とも呼ぶことができるものであり、補助巻線とし
ての３次巻線Ｎ3 と補助スイッチＱ2 と第１及び第２の
補助ダイオードＤa 、Ｄb と補助コンデンサＣa と第２
の並列ダイオードＤq２とから成る。
助回路とも呼ぶことができるものであり、補助巻線とし
ての３次巻線Ｎ3 と補助スイッチＱ2 と第１及び第２の
補助ダイオードＤa 、Ｄb と補助コンデンサＣa と第２
の並列ダイオードＤq２とから成る。
【００２０】３次巻線Ｎ3 は１次巻線Ｎ1 及び２次巻線
Ｎ2 に電磁結合されている。３次巻線Ｎ３の極性は、こ
こに流れる電流によって、ソフトスイッチング用コンデ
ンサＣｑ1の放電を可能にするための電圧を１次巻線Ｎ
１に発生させることが可能なように設定されている。３
次巻線Ｎ3 は漏れインダクタンスＬa を有している。な
お、３次巻線Ｎ3の漏れインダクタンスによって必要な
インダクタンスＬa の全部を得ることができない時に
は、個別インダクタを３次巻線Ｎ3 に直列に接続するこ
とができる。
Ｎ2 に電磁結合されている。３次巻線Ｎ３の極性は、こ
こに流れる電流によって、ソフトスイッチング用コンデ
ンサＣｑ1の放電を可能にするための電圧を１次巻線Ｎ
１に発生させることが可能なように設定されている。３
次巻線Ｎ3 は漏れインダクタンスＬa を有している。な
お、３次巻線Ｎ3の漏れインダクタンスによって必要な
インダクタンスＬa の全部を得ることができない時に
は、個別インダクタを３次巻線Ｎ3 に直列に接続するこ
とができる。
【００２１】３次巻線Ｎ3 と補助ダイオードＤa と補助
スイッチＱ2 とは互いに直列に接続されている。この直
列回路は、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1bと主スイッチ
Ｑ1との直列回路に対して補助コンデンサＣa を介して
並列に接続されている。即ち、３次巻線Ｎ3 の一端が補
助コンデンサＣa を介して１次巻線Ｎ1 のタップ１０に
接続され、３次巻線Ｎ3 の他端が第１の補助ダイオード
Ｄa と補助スイッチＱ2 とを介して主スイッチＱ1 のソ
ースに接続されている。ＦＥＴから成る補助スイッチＱ
2 は、逆方向電流が流れる方向性を有する並列ダイオー
ドＤｑ２を内蔵している。また、図示はされていない
が、補助スイッチＱ２はそのドレイン・ソース間に寄生
容量を有する。第１の補助ダイオードＤa は主スイッチ
Ｑ1 のオフ期間に３次巻線Ｎ3 に誘起する電圧で順方向
バイアスされる方向性を有する。第２の補助ダイオード
Ｄb は３次巻線Ｎ3 と第１の補助ダイオードＤa と補助
スイッチＱ2 との直列回路に対して並列に接続されてい
る。補助コンデンサＣａと第２の補助ダイオードＤｂと
は、３次巻線Ｎ３に電流を流すための電流供給手段とし
て機能する。この詳細は後述する。
スイッチＱ2 とは互いに直列に接続されている。この直
列回路は、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1bと主スイッチ
Ｑ1との直列回路に対して補助コンデンサＣa を介して
並列に接続されている。即ち、３次巻線Ｎ3 の一端が補
助コンデンサＣa を介して１次巻線Ｎ1 のタップ１０に
接続され、３次巻線Ｎ3 の他端が第１の補助ダイオード
Ｄa と補助スイッチＱ2 とを介して主スイッチＱ1 のソ
ースに接続されている。ＦＥＴから成る補助スイッチＱ
2 は、逆方向電流が流れる方向性を有する並列ダイオー
ドＤｑ２を内蔵している。また、図示はされていない
が、補助スイッチＱ２はそのドレイン・ソース間に寄生
容量を有する。第１の補助ダイオードＤa は主スイッチ
Ｑ1 のオフ期間に３次巻線Ｎ3 に誘起する電圧で順方向
バイアスされる方向性を有する。第２の補助ダイオード
Ｄb は３次巻線Ｎ3 と第１の補助ダイオードＤa と補助
スイッチＱ2 との直列回路に対して並列に接続されてい
る。補助コンデンサＣａと第２の補助ダイオードＤｂと
は、３次巻線Ｎ３に電流を流すための電流供給手段とし
て機能する。この詳細は後述する。
【００２２】スイッチ制御回路８は、出力電圧Ｖo を検
出するために導体１３、１４によって直流出力端子１
１、１２に接続され、且つ導体１５によって主スイッチ
Ｑ1 の制御端子に接続され、且つ導体１６によって補助
スイッチＱ2 の制御端子に接続されている。なお、制御
回路８と２つのスイッチＱ１、Ｑ２のソースとの間も電
気的に接続されているが、この図示は省略されている。
この制御回路８は、主スイッチＱ1 をオン・オフするた
めの第１の制御信号Ｖg1と補助スイッチＱ2 をオン・オ
フするための第２の制御信号Ｖg2とを形成する。
出するために導体１３、１４によって直流出力端子１
１、１２に接続され、且つ導体１５によって主スイッチ
Ｑ1 の制御端子に接続され、且つ導体１６によって補助
スイッチＱ2 の制御端子に接続されている。なお、制御
回路８と２つのスイッチＱ１、Ｑ２のソースとの間も電
気的に接続されているが、この図示は省略されている。
この制御回路８は、主スイッチＱ1 をオン・オフするた
めの第１の制御信号Ｖg1と補助スイッチＱ2 をオン・オ
フするための第２の制御信号Ｖg2とを形成する。
【００２３】図１の制御回路８は、図２に示すように電
圧検出回路２１と、誤差増幅器２２と、基準電圧源２３
と、鋸波発生器２４と、第１の比較器２５と、レベル調
整用電圧源２６と、第２の比較器２７とから成る。電圧
検出回路２１は導体１３、１４によって図１の出力端子
１１、１２に接続され、出力電圧Ｖo の検出値を誤差増
幅器２２に送る。誤差増幅器２２は前記検出値と基準電
圧源２３の基準電圧との差に相当する誤差電圧Ｖr1を第
１の比較器２５に送る。なお、誤差増幅器２２の出力を
周知のフォトカプラを使用して比較器２５及びレベル設
定回路２６に送ることができる。また、電圧検出回路２
１と誤差増幅器２２をフォトカプラで結合することもで
きる。第１の比較器２５は誤差電圧Ｖr1と鋸波発生器２
４の鋸波Ｖt とを図５（Ａ）に示すように比較して周知
のＰＷＭパルスから成る第１の制御信号Ｖg1を図４
（Ａ）及び図５（Ｂ）に示すように形成する。第１の制
御信号Ｖg1は導体１５によって主スイッチＱ1 のゲート
に送られる。レベル調整用電圧源２６は直流電圧−Ｖｄ
を有し、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖｒ1よりもＶｄだ
け低い電圧Ｖr2を得るものである。第２の比較器２７は
鋸波発生器２４の鋸波Ｖt とレベル調整用電圧源２６の
出力側の電圧Ｖr2とを図５（Ａ）に示すように比較して
第１の比較器２５のＰＷＭパルスよりも僅かに広いパル
スから成る第２の制御信号Ｖg2を図４（Ｂ）及び図５
（Ｃ）に示すように形成し、これを導体１６によって補
助スイッチＱ2 のゲートに送る。
圧検出回路２１と、誤差増幅器２２と、基準電圧源２３
と、鋸波発生器２４と、第１の比較器２５と、レベル調
整用電圧源２６と、第２の比較器２７とから成る。電圧
検出回路２１は導体１３、１４によって図１の出力端子
１１、１２に接続され、出力電圧Ｖo の検出値を誤差増
幅器２２に送る。誤差増幅器２２は前記検出値と基準電
圧源２３の基準電圧との差に相当する誤差電圧Ｖr1を第
１の比較器２５に送る。なお、誤差増幅器２２の出力を
周知のフォトカプラを使用して比較器２５及びレベル設
定回路２６に送ることができる。また、電圧検出回路２
１と誤差増幅器２２をフォトカプラで結合することもで
きる。第１の比較器２５は誤差電圧Ｖr1と鋸波発生器２
４の鋸波Ｖt とを図５（Ａ）に示すように比較して周知
のＰＷＭパルスから成る第１の制御信号Ｖg1を図４
（Ａ）及び図５（Ｂ）に示すように形成する。第１の制
御信号Ｖg1は導体１５によって主スイッチＱ1 のゲート
に送られる。レベル調整用電圧源２６は直流電圧−Ｖｄ
を有し、誤差増幅器２２の出力電圧Ｖｒ1よりもＶｄだ
け低い電圧Ｖr2を得るものである。第２の比較器２７は
鋸波発生器２４の鋸波Ｖt とレベル調整用電圧源２６の
出力側の電圧Ｖr2とを図５（Ａ）に示すように比較して
第１の比較器２５のＰＷＭパルスよりも僅かに広いパル
スから成る第２の制御信号Ｖg2を図４（Ｂ）及び図５
（Ｃ）に示すように形成し、これを導体１６によって補
助スイッチＱ2 のゲートに送る。
【００２４】図４（Ｂ）に示すように補助スイッチＱ2
のための第２の制御信号Ｖg2は、主スイッチＱ1 のオフ
期間中の例えば図４のｔ1 時点で低レベルから高レベル
に転換し、補助スイッチＱ2 のオン制御を開始する。図
４（Ａ）に示すように主スイッチＱ1 のための第１の制
御信号Ｖg1は補助スイッチＱ2 のオン制御開始時点ｔ1
よりも少し遅れたｔ2 時点で低レベルから高レベルに転
換し、主スイッチＱ1のオン制御を開始する。補助スイ
ッチＱ2 のオン制御開始時点ｔ1 から主スイッチＱ1 の
オン制御開始時点ｔ2 までの時間幅は、主スイッチＱ1
のターンオン動作時のスイッチング損失を低減すること
ができるように決定される。この実施形態では補助スイ
ッチＱ2 のオン期間の終了時点が主スイッチＱ1 のオン
終了時点と同一の図４及び図５においてｔ5 時点とされ
ている。しかし、補助スイッチＱ2 のオン終了時点を補
助スイッチＱ2 の電流Ｉq2が零になる図４のｔ4 時点と
オン終了時点ｔ5 との間の任意の時点に変更することが
できる。即ち、補助スイッチＱ２のオン終了時点は遅く
とも主スイッチＱ１のオン終了時点ｔ５に決定される。
補助スイッチＱ2 のオン終了時点を例えば図４（Ｂ）で
点線で示すようにｔ4 時点に変える場合には、例えば図
２の第２の比較器２７の出力端子に点線で示すようにモ
ノマルチバイブレータ（ＭＭＶ）２８を接続し、このＭ
ＭＶ２８で例えば図４でｔ1 〜ｔ4 のパルスを形成すれ
ばよい。
のための第２の制御信号Ｖg2は、主スイッチＱ1 のオフ
期間中の例えば図４のｔ1 時点で低レベルから高レベル
に転換し、補助スイッチＱ2 のオン制御を開始する。図
４（Ａ）に示すように主スイッチＱ1 のための第１の制
御信号Ｖg1は補助スイッチＱ2 のオン制御開始時点ｔ1
よりも少し遅れたｔ2 時点で低レベルから高レベルに転
換し、主スイッチＱ1のオン制御を開始する。補助スイ
ッチＱ2 のオン制御開始時点ｔ1 から主スイッチＱ1 の
オン制御開始時点ｔ2 までの時間幅は、主スイッチＱ1
のターンオン動作時のスイッチング損失を低減すること
ができるように決定される。この実施形態では補助スイ
ッチＱ2 のオン期間の終了時点が主スイッチＱ1 のオン
終了時点と同一の図４及び図５においてｔ5 時点とされ
ている。しかし、補助スイッチＱ2 のオン終了時点を補
助スイッチＱ2 の電流Ｉq2が零になる図４のｔ4 時点と
オン終了時点ｔ5 との間の任意の時点に変更することが
できる。即ち、補助スイッチＱ２のオン終了時点は遅く
とも主スイッチＱ１のオン終了時点ｔ５に決定される。
補助スイッチＱ2 のオン終了時点を例えば図４（Ｂ）で
点線で示すようにｔ4 時点に変える場合には、例えば図
２の第２の比較器２７の出力端子に点線で示すようにモ
ノマルチバイブレータ（ＭＭＶ）２８を接続し、このＭ
ＭＶ２８で例えば図４でｔ1 〜ｔ4 のパルスを形成すれ
ばよい。
【００２５】
【動作】第１及び第２の交流入力端子１、２が交流電源
に接続され、主スイッチＱ1 がオン・オフ動作すると、
平滑用コンデンサＣ1 は所望の直流電圧Ｖc1に充電され
る。平滑用コンデンサＣ1 が電圧Ｖc1に充電された正常
状態における図１及び図２の回路の動作を図３及び図４
を参照して説明する。図３は図１の各部の状態を概略的
に示すものである。図３（Ｅ）に示す例えば５０Ｈｚの
正弦波交流電圧Ｖacが第１及び第２の交流入力端子１、
２間に供給されている状態で、主スイッチＱ1 を図３
（Ａ）に概略的に示す例えば２０ｋＨｚの繰返し周波数
を有する第１の制御信号Ｖg1でオン・オフ制御すると、
図３（Ｃ）に示す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1及び図３
（Ｂ）に示す整流回路４の出力電流Ｉ4 の振幅が交流電
圧Ｖacの振幅に応じて変化する。この結果、図３（Ｄ）
に示す交流入力電流Ｉacが正弦波に近似し、力率及び波
形が改善される。なお、主インダクタＬ1 が１次巻線Ｎ
1 のタップ１０に接続されているので、平滑用コンデン
サＣ1 の電圧Ｖc1によって与えられるタップ１０の電圧
よりも整流出力電圧Ｖ4 が高くならないと主インダクタ
Ｌ1 に電流ＩL1が流れない。図３ではｔ1 〜ｔ6 期間及
びｔ8 〜ｔ9 期間に整流出力電流Ｉ4 及び交流入力電流
Ｉacが流れている。
に接続され、主スイッチＱ1 がオン・オフ動作すると、
平滑用コンデンサＣ1 は所望の直流電圧Ｖc1に充電され
る。平滑用コンデンサＣ1 が電圧Ｖc1に充電された正常
状態における図１及び図２の回路の動作を図３及び図４
を参照して説明する。図３は図１の各部の状態を概略的
に示すものである。図３（Ｅ）に示す例えば５０Ｈｚの
正弦波交流電圧Ｖacが第１及び第２の交流入力端子１、
２間に供給されている状態で、主スイッチＱ1 を図３
（Ａ）に概略的に示す例えば２０ｋＨｚの繰返し周波数
を有する第１の制御信号Ｖg1でオン・オフ制御すると、
図３（Ｃ）に示す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1及び図３
（Ｂ）に示す整流回路４の出力電流Ｉ4 の振幅が交流電
圧Ｖacの振幅に応じて変化する。この結果、図３（Ｄ）
に示す交流入力電流Ｉacが正弦波に近似し、力率及び波
形が改善される。なお、主インダクタＬ1 が１次巻線Ｎ
1 のタップ１０に接続されているので、平滑用コンデン
サＣ1 の電圧Ｖc1によって与えられるタップ１０の電圧
よりも整流出力電圧Ｖ4 が高くならないと主インダクタ
Ｌ1 に電流ＩL1が流れない。図３ではｔ1 〜ｔ6 期間及
びｔ8 〜ｔ9 期間に整流出力電流Ｉ4 及び交流入力電流
Ｉacが流れている。
【００２６】図１の補助回路７を除いた主回路部分の動
作を更に詳しく説明する。例えば図３のｔ2 〜ｔ3 に示
す主スイッチＱ1 のオン期間Ｔonには、整流回路４、主
インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1b、及び
主スイッチＱ1 の経路に電流が流れる。これと同時に平
滑用コンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1の
経路にも電流が流れる。このオン期間Ｔonに２次巻線Ｎ
2 に発生する電圧はダイオードＤo を逆バイアスする方
向性を有しているので、ダイオードＤo は非導通に保た
れる。この結果、このオン期間Ｔonにトランス５にエネ
ルギが蓄積される。また、主インダクタＬ1 にもエネル
ギが蓄積される。図３のｔ3 〜ｔ5 に示すオフ期間Ｔof
f において主スイッチＱ1 がオフになると、主インダク
タＬ1 及びトランス５の蓄積エネルギの放出が生じ、整
流回路４、主インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部
分Ｎ1a及び平滑用コンデンサＣ1の経路に電流Ｉ4 が流
れ、平滑用コンデンサＣ1 が充電される。この電流Ｉ4
は時間の経過と共に減少し、図３のｔ4時点で零にな
る。主スイッチＱ1のオフ期間Ｔoff には、整流平滑回
路６のダイオードＤo を導通させる向きの電圧が２次巻
線Ｎ2に誘起し、ダイオードＤo を介してコンデンサＣo
及び負荷１３に電力が供給される。図３のｔ5 時点で
主スイッチＱ1 が再びオンになると、ｔ2 〜ｔ5期間と
同様な動作の繰返しが生じる。コンデンサＣｏの電圧Ｖ
ｏが基準値よりも高くなった時には、主スイッチＱ1の
オン期間が短くなり、トランス５の蓄積エネルギが低下
し、出力電圧Ｖｏが基準値に戻される。出力電圧Ｖｏが
基準値よりも低くなった時には、主スイッチＱ1のオン
期間が長くなり、トランス５の蓄積エネルギが増大し、
出力電圧Ｖｏが基準値に戻される。
作を更に詳しく説明する。例えば図３のｔ2 〜ｔ3 に示
す主スイッチＱ1 のオン期間Ｔonには、整流回路４、主
インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1b、及び
主スイッチＱ1 の経路に電流が流れる。これと同時に平
滑用コンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1の
経路にも電流が流れる。このオン期間Ｔonに２次巻線Ｎ
2 に発生する電圧はダイオードＤo を逆バイアスする方
向性を有しているので、ダイオードＤo は非導通に保た
れる。この結果、このオン期間Ｔonにトランス５にエネ
ルギが蓄積される。また、主インダクタＬ1 にもエネル
ギが蓄積される。図３のｔ3 〜ｔ5 に示すオフ期間Ｔof
f において主スイッチＱ1 がオフになると、主インダク
タＬ1 及びトランス５の蓄積エネルギの放出が生じ、整
流回路４、主インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部
分Ｎ1a及び平滑用コンデンサＣ1の経路に電流Ｉ4 が流
れ、平滑用コンデンサＣ1 が充電される。この電流Ｉ4
は時間の経過と共に減少し、図３のｔ4時点で零にな
る。主スイッチＱ1のオフ期間Ｔoff には、整流平滑回
路６のダイオードＤo を導通させる向きの電圧が２次巻
線Ｎ2に誘起し、ダイオードＤo を介してコンデンサＣo
及び負荷１３に電力が供給される。図３のｔ5 時点で
主スイッチＱ1 が再びオンになると、ｔ2 〜ｔ5期間と
同様な動作の繰返しが生じる。コンデンサＣｏの電圧Ｖ
ｏが基準値よりも高くなった時には、主スイッチＱ1の
オン期間が短くなり、トランス５の蓄積エネルギが低下
し、出力電圧Ｖｏが基準値に戻される。出力電圧Ｖｏが
基準値よりも低くなった時には、主スイッチＱ1のオン
期間が長くなり、トランス５の蓄積エネルギが増大し、
出力電圧Ｖｏが基準値に戻される。
【００２７】次に、図４を参照して補助回路７に基づく
主スイッチＱ1 のソフトスイッチング動作を説明する。
主スイッチＱ1 のソフトスイッチング動作を説明する。
【００２８】（ｔ1 以前）図４のｔ1 よりも前の期間に
は、主スイッチＱ1 と補助スイッチＱ2 との両方がオフ
である。図４のｔ1 以前には、図３のｔ3 〜ｔ5 期間と
同様な動作が生じ、ダイオードＤo の電流Ｉdoは図４
（Ｉ）に示すように流れ、主スイッチＱ1 の電圧Ｖq1及
び補助スイッチＱ2 の電圧Ｖq2は図４（Ｃ）（Ｅ）に示
すように高レベルに保たれる。
は、主スイッチＱ1 と補助スイッチＱ2 との両方がオフ
である。図４のｔ1 以前には、図３のｔ3 〜ｔ5 期間と
同様な動作が生じ、ダイオードＤo の電流Ｉdoは図４
（Ｉ）に示すように流れ、主スイッチＱ1 の電圧Ｖq1及
び補助スイッチＱ2 の電圧Ｖq2は図４（Ｃ）（Ｅ）に示
すように高レベルに保たれる。
【００２９】（ｔ1 〜ｔ2 期間）補助スイッチＱ2 が図
４のｔ1 時点でオン制御されると、平滑用コンデンサＣ
1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a、補助コンデンサＣ
a 、３次巻線Ｎ3 、第１の補助ダイオードＤa 、及び補
助スイッチＱ2 の経路に電流Ｉq2が図４（Ｆ）に示すよ
うに流れる。１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a及び３次巻
線Ｎ３に上述の電流Ｉq2が流れると、２次巻線Ｎ2 に出
力整流ダイオードＤo を逆バイアスする方向の電圧が発
生するので、このダイオードＤo は非導通に転換し、図
４（Ｉ）に示すようにダイオードＤo の電流Ｉdoは零に
なる。これにより、２次巻線Ｎ２を介して１次巻線Ｎ１
を出力電圧Ｖｏでクランプする状態が解消され、ソフト
スイッチング用コンデンサＣq1の放電が可能になり、ソ
フトスイッチング用コンデンサＣq1、１次巻線Ｎ1 の第
２の部分Ｎ1b、補助コンデンサＣa 、３次巻線Ｎ3 、補
助ダイオードＤa 及び補助スイッチＱ2 の経路でソフト
スイッチング用コンデンサＣq1の放電電流が流れ、主ス
イッチＱ1 の電圧Ｖq1が図４（Ｃ）に示すように徐々に
低下し、ｔ2 時点で実質的に零になる。なお、補助スイ
ッチＱ2 に直列にされている３次巻線Ｎ3 はインダクタ
ンスＬa を有するので、ソフトスイッチング用コンデン
サＣq1の放電電流は、コンデンサＣｑ１のキャパシタン
スと３次巻線Ｎ３のインダクタンスＬａとの共振動作に
基づいて流れ、補助スイッチＱ２の電流Ｉq2はｔ1 から
徐々に増大する。従って、補助スイッチＱ2 はｔ1 時点
で零電流スイッチングされ、補助スイッチＱ２のターン
オン時のスイッチング損失は小さい。
４のｔ1 時点でオン制御されると、平滑用コンデンサＣ
1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a、補助コンデンサＣ
a 、３次巻線Ｎ3 、第１の補助ダイオードＤa 、及び補
助スイッチＱ2 の経路に電流Ｉq2が図４（Ｆ）に示すよ
うに流れる。１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a及び３次巻
線Ｎ３に上述の電流Ｉq2が流れると、２次巻線Ｎ2 に出
力整流ダイオードＤo を逆バイアスする方向の電圧が発
生するので、このダイオードＤo は非導通に転換し、図
４（Ｉ）に示すようにダイオードＤo の電流Ｉdoは零に
なる。これにより、２次巻線Ｎ２を介して１次巻線Ｎ１
を出力電圧Ｖｏでクランプする状態が解消され、ソフト
スイッチング用コンデンサＣq1の放電が可能になり、ソ
フトスイッチング用コンデンサＣq1、１次巻線Ｎ1 の第
２の部分Ｎ1b、補助コンデンサＣa 、３次巻線Ｎ3 、補
助ダイオードＤa 及び補助スイッチＱ2 の経路でソフト
スイッチング用コンデンサＣq1の放電電流が流れ、主ス
イッチＱ1 の電圧Ｖq1が図４（Ｃ）に示すように徐々に
低下し、ｔ2 時点で実質的に零になる。なお、補助スイ
ッチＱ2 に直列にされている３次巻線Ｎ3 はインダクタ
ンスＬa を有するので、ソフトスイッチング用コンデン
サＣq1の放電電流は、コンデンサＣｑ１のキャパシタン
スと３次巻線Ｎ３のインダクタンスＬａとの共振動作に
基づいて流れ、補助スイッチＱ２の電流Ｉq2はｔ1 から
徐々に増大する。従って、補助スイッチＱ2 はｔ1 時点
で零電流スイッチングされ、補助スイッチＱ２のターン
オン時のスイッチング損失は小さい。
【００３０】（ｔ2 〜ｔ3 期間）ｔ2 時点でソフトスイ
ッチング用コンデンサＣq1の放電が終了すると、１次巻
線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1bのインダクタンス及び３次巻線
Ｎ3 のインダクタンスに蓄積されたエネルギの放出によ
って、図４（Ｄ）に示す電流Ｉq1が３次巻線Ｎ3、第１
の補助ダイオードＤa 、補助スイッチＱ2 、並列ダイオ
ードＤq1、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1b及び補助コン
デンサＣa の経路で流れる。なお、図４（Ｄ）の電流Ｉ
q1は、主スイッチＱ1 のドレイン・ソース間の電流と並
列ダイオードＤq1の電流との合計で示されている。ここ
では説明を簡略化するために電流Ｉq1を主スイッチＱ1
の電流と呼ぶことにする。３次巻線Ｎ3 のインダクタン
スＬa の蓄積エネルギは、３次巻線Ｎ3 、第１の補助ダ
イオードＤa 、補助スイッチＱ2 、平滑用コンデンサＣ
1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a及び補助コンデンサ
Ｃa から成る経路でも放出される。補助スイッチＱ2 の
電流Ｉq2は、３次巻線Ｎ3 のインダクタンスＬa の蓄積
エネルギの放出が進むに従って徐々に低下する。この結
果、並列ダイオードＤq1を流れる電流即ち主スイッチＱ
1 の電流Ｉq1はｔ3 時点で零になる。並列ダイオードＤ
q1は図４のｔ2 〜ｔ3 期間にオン状態であるので、主ス
イッチＱ1 の電圧Ｖq1はｔ2 〜ｔ3 期間にほぼ零に保持
されている。従って、ｔ2 〜ｔ3 期間に主スイッチＱ1
をオン制御すれば、主スイッチＱ1 のＺＶＳが達成され
る。図４（Ａ）では主スイッチＱ1 の制御信号Ｖg1がｔ
２時点で低レベルから高レベルに転換している。しか
し、主スイッチＱ1 のターンオン制御のバラツキを考慮
すれば、ｔ2 〜ｔ3 期間の中間に主スイッチＱ1 のオン
制御を開始するのが望ましい。但し、主スイッチＱ1 の
オン制御開始時点がこの電圧Ｖq1が零になるｔ2 よりも
前であっても、この電圧Ｖq1がｔ1 時点から低下を開始
した後であれば、この電圧Ｖq1が低下している分だけス
イッチング損失の低減効果を得ることができる。また、
主スイッチＱ1 のオン制御開始時点が、ｔ3 よりも少し
後であってもスイッチング損失低減効果を得ることがで
きる。即ち、ｔ3 で主スイッチＱ1 がオンにならないた
めに、共振用コンデンサＣq1の充電が開始しても、この
コンデンサＣq1の電圧がｔ1 以前の主スイッチＱ1 のオ
フ期間の電圧Ｖq1よりも低い範囲であれば、この低い分
だけスイッチング損失が低減する。従って、主スイッチ
Ｑ1 のオン制御開始の可能な時点は、補助スイッチＱ2
をオン制御した時点ｔ1 よりも後であり且つ主スイッチ
Ｑ1 の電圧Ｖq1がｔ1 以前に示すオフ期間における主ス
イッチＱ1 の電圧Ｖq1よりも低くなっている期間内の任
意の時点である。図４は図３のｔ1 〜ｔ6 期間内の状態
を示しているので、図４のｔ2 時点で並列ダイオードＤ
q1が導通状態になると、インダクタＬ1 を通る電流ＩL1
が図４（Ｇ）に示すように流れ始める。
ッチング用コンデンサＣq1の放電が終了すると、１次巻
線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1bのインダクタンス及び３次巻線
Ｎ3 のインダクタンスに蓄積されたエネルギの放出によ
って、図４（Ｄ）に示す電流Ｉq1が３次巻線Ｎ3、第１
の補助ダイオードＤa 、補助スイッチＱ2 、並列ダイオ
ードＤq1、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1b及び補助コン
デンサＣa の経路で流れる。なお、図４（Ｄ）の電流Ｉ
q1は、主スイッチＱ1 のドレイン・ソース間の電流と並
列ダイオードＤq1の電流との合計で示されている。ここ
では説明を簡略化するために電流Ｉq1を主スイッチＱ1
の電流と呼ぶことにする。３次巻線Ｎ3 のインダクタン
スＬa の蓄積エネルギは、３次巻線Ｎ3 、第１の補助ダ
イオードＤa 、補助スイッチＱ2 、平滑用コンデンサＣ
1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a及び補助コンデンサ
Ｃa から成る経路でも放出される。補助スイッチＱ2 の
電流Ｉq2は、３次巻線Ｎ3 のインダクタンスＬa の蓄積
エネルギの放出が進むに従って徐々に低下する。この結
果、並列ダイオードＤq1を流れる電流即ち主スイッチＱ
1 の電流Ｉq1はｔ3 時点で零になる。並列ダイオードＤ
q1は図４のｔ2 〜ｔ3 期間にオン状態であるので、主ス
イッチＱ1 の電圧Ｖq1はｔ2 〜ｔ3 期間にほぼ零に保持
されている。従って、ｔ2 〜ｔ3 期間に主スイッチＱ1
をオン制御すれば、主スイッチＱ1 のＺＶＳが達成され
る。図４（Ａ）では主スイッチＱ1 の制御信号Ｖg1がｔ
２時点で低レベルから高レベルに転換している。しか
し、主スイッチＱ1 のターンオン制御のバラツキを考慮
すれば、ｔ2 〜ｔ3 期間の中間に主スイッチＱ1 のオン
制御を開始するのが望ましい。但し、主スイッチＱ1 の
オン制御開始時点がこの電圧Ｖq1が零になるｔ2 よりも
前であっても、この電圧Ｖq1がｔ1 時点から低下を開始
した後であれば、この電圧Ｖq1が低下している分だけス
イッチング損失の低減効果を得ることができる。また、
主スイッチＱ1 のオン制御開始時点が、ｔ3 よりも少し
後であってもスイッチング損失低減効果を得ることがで
きる。即ち、ｔ3 で主スイッチＱ1 がオンにならないた
めに、共振用コンデンサＣq1の充電が開始しても、この
コンデンサＣq1の電圧がｔ1 以前の主スイッチＱ1 のオ
フ期間の電圧Ｖq1よりも低い範囲であれば、この低い分
だけスイッチング損失が低減する。従って、主スイッチ
Ｑ1 のオン制御開始の可能な時点は、補助スイッチＱ2
をオン制御した時点ｔ1 よりも後であり且つ主スイッチ
Ｑ1 の電圧Ｖq1がｔ1 以前に示すオフ期間における主ス
イッチＱ1 の電圧Ｖq1よりも低くなっている期間内の任
意の時点である。図４は図３のｔ1 〜ｔ6 期間内の状態
を示しているので、図４のｔ2 時点で並列ダイオードＤ
q1が導通状態になると、インダクタＬ1 を通る電流ＩL1
が図４（Ｇ）に示すように流れ始める。
【００３１】（ｔ3 〜ｔ4 期間）ｔ3 時点において並列
ダイオードＤq1のオン状態を維持することができなくな
ると、主スイッチＱ1 の電流Ｉq1は零になり、その後、
電流Ｉq1は正方向に流れる。このｔ3 〜ｔ4 期間には、
整流回路４、インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第２の部
分Ｎ1b、及び主スイッチＱ1 から成る第１の経路と、平
滑用コンデンサＣ1 、１次巻線Ｎ1 及び主スイッチＱ1
とから成る第２の経路との両方によって図４（Ｄ）に示
す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1が流れる。この実施形態で
は、３次巻線Ｎ3 のインダクタンスＬa の蓄積エネルギ
の放出がｔ3 時点で終了せずにｔ4 時点で終了してい
る。このため、ｔ3 〜ｔ4 期間において、３次巻線Ｎ3
、第１の補助ダイオードＤa 、補助スイッチＱ2 、平
滑用コンデンサＣ1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a、
及び補助コンデンサＣa の経路で図４（Ｆ）に示す電流
Ｉq2が流れる。図４のｔ3 〜ｔ4 及びｔ4 〜ｔ5 に示す
ように主スイッチＱ1 の電流Ｉq1が正方向に流れている
時には、トランス５の２次巻線Ｎ2 にダイオードＤo を
逆バイアスする電圧が発生し、ダイオードＤoの電流Ｉd
oは図４（Ｉ）に示すように零に保たれる。
ダイオードＤq1のオン状態を維持することができなくな
ると、主スイッチＱ1 の電流Ｉq1は零になり、その後、
電流Ｉq1は正方向に流れる。このｔ3 〜ｔ4 期間には、
整流回路４、インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第２の部
分Ｎ1b、及び主スイッチＱ1 から成る第１の経路と、平
滑用コンデンサＣ1 、１次巻線Ｎ1 及び主スイッチＱ1
とから成る第２の経路との両方によって図４（Ｄ）に示
す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1が流れる。この実施形態で
は、３次巻線Ｎ3 のインダクタンスＬa の蓄積エネルギ
の放出がｔ3 時点で終了せずにｔ4 時点で終了してい
る。このため、ｔ3 〜ｔ4 期間において、３次巻線Ｎ3
、第１の補助ダイオードＤa 、補助スイッチＱ2 、平
滑用コンデンサＣ1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a、
及び補助コンデンサＣa の経路で図４（Ｆ）に示す電流
Ｉq2が流れる。図４のｔ3 〜ｔ4 及びｔ4 〜ｔ5 に示す
ように主スイッチＱ1 の電流Ｉq1が正方向に流れている
時には、トランス５の２次巻線Ｎ2 にダイオードＤo を
逆バイアスする電圧が発生し、ダイオードＤoの電流Ｉd
oは図４（Ｉ）に示すように零に保たれる。
【００３２】（ｔ4 〜ｔ5 期間）ｔ4 〜ｔ5 期間には、
図４（Ｆ）に示すように補助スイッチＱ2 の電流Ｉq2は
零に保たれ、図４（Ｄ）に示すように主スイッチＱ1 の
電流Ｉq1が流れる。ｔ4〜ｔ5 期間には、ｔ3 〜ｔ4 期
間と同様に、第１の交流入力端子１、フィルタ３、第１
のダイオードＤ1 、インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第
２の部分Ｎ1b、主スイッチＱ1 、第４のダイオードＤ4
、フィルタ３及び第２の交流入力端子２から成る第１
の経路の電流と、平滑用コンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1
と主スイッチＱ1 とから成る第２の経路の電流が流れる
他に、新たに補助コンデンサＣa 、１次巻線Ｎ1 の第２
の部分Ｎ1b、主スイッチＱ1 及び第２の補助ダイオード
Ｄb から成る第３の経路の電流が流れる。上記第１の経
路の電流は図４（Ｇ）に示すインダクタＬ1 の電流ＩL1
に等しい。上記第３の経路の電流は図４（Ｈ）のｔ4 〜
ｔ5 期間に示す補助コンデンサＣa の電流Ｉcaに等し
い。ｔ4 〜ｔ5 期間の補助コンデンサＣa の電流Ｉcaは
ｔ1 〜ｔ4 期間のこの電流Ｉcaと逆の向きを有する。従
って、補助コンデンサＣa はｔ1 〜ｔ4 期間に充電さ
れ、ｔ4 〜ｔ5 期間に放電される。図４のｔ４〜ｔ５期
間における補助コンデンサＣａの放電によってこの補助
コンデンサＣａの電圧は少し低下する。放電後の補助コ
ンデンサＣａの電圧は、次に補助スイッチＱ２がオンに
なるｔ８時点まで保持される。
図４（Ｆ）に示すように補助スイッチＱ2 の電流Ｉq2は
零に保たれ、図４（Ｄ）に示すように主スイッチＱ1 の
電流Ｉq1が流れる。ｔ4〜ｔ5 期間には、ｔ3 〜ｔ4 期
間と同様に、第１の交流入力端子１、フィルタ３、第１
のダイオードＤ1 、インダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第
２の部分Ｎ1b、主スイッチＱ1 、第４のダイオードＤ4
、フィルタ３及び第２の交流入力端子２から成る第１
の経路の電流と、平滑用コンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1
と主スイッチＱ1 とから成る第２の経路の電流が流れる
他に、新たに補助コンデンサＣa 、１次巻線Ｎ1 の第２
の部分Ｎ1b、主スイッチＱ1 及び第２の補助ダイオード
Ｄb から成る第３の経路の電流が流れる。上記第１の経
路の電流は図４（Ｇ）に示すインダクタＬ1 の電流ＩL1
に等しい。上記第３の経路の電流は図４（Ｈ）のｔ4 〜
ｔ5 期間に示す補助コンデンサＣa の電流Ｉcaに等し
い。ｔ4 〜ｔ5 期間の補助コンデンサＣa の電流Ｉcaは
ｔ1 〜ｔ4 期間のこの電流Ｉcaと逆の向きを有する。従
って、補助コンデンサＣa はｔ1 〜ｔ4 期間に充電さ
れ、ｔ4 〜ｔ5 期間に放電される。図４のｔ４〜ｔ５期
間における補助コンデンサＣａの放電によってこの補助
コンデンサＣａの電圧は少し低下する。放電後の補助コ
ンデンサＣａの電圧は、次に補助スイッチＱ２がオンに
なるｔ８時点まで保持される。
【００３３】図４のｔ4 〜ｔ5 期間には、図４（Ｅ）に
示すように補助スイッチＱ2 の電圧Ｖq2は零であり、且
つ図４（Ｆ）に示すように補助スイッチＱ2 の電流Ｉq2
は零である。従って、図４のｔ4 〜ｔ5 期間内の任意の
時点で補助スイッチＱ2 をターンオフ制御すると、ＺＶ
Ｓ及び零電流スイッチング即ちＺＣＳが達成される。こ
の実施形態では補助スイッチＱ2 のオン制御の終了時点
が主スイッチＱ1 のオン制御の終了時点と同一のｔ5 時
点とされている。従って、補助スイッチＱ2 のＺＶＳ及
びＺＣＳの条件が満足され、補助スイッチＱ2 のターン
オフ時のスイッチング損失は小さい。前述したように、
図４のｔ4 〜ｔ5 期間であれば、補助スイッチＱ2 のＺ
ＶＳ及びＺＣＳが可能であるので、図４（Ｂ）で点線で
示すように補助スイッチＱ2 のターンオフ時点をｔ4に
移動すること、又はｔ4 〜ｔ5 間の任意の時点に移動す
ることができる。
示すように補助スイッチＱ2 の電圧Ｖq2は零であり、且
つ図４（Ｆ）に示すように補助スイッチＱ2 の電流Ｉq2
は零である。従って、図４のｔ4 〜ｔ5 期間内の任意の
時点で補助スイッチＱ2 をターンオフ制御すると、ＺＶ
Ｓ及び零電流スイッチング即ちＺＣＳが達成される。こ
の実施形態では補助スイッチＱ2 のオン制御の終了時点
が主スイッチＱ1 のオン制御の終了時点と同一のｔ5 時
点とされている。従って、補助スイッチＱ2 のＺＶＳ及
びＺＣＳの条件が満足され、補助スイッチＱ2 のターン
オフ時のスイッチング損失は小さい。前述したように、
図４のｔ4 〜ｔ5 期間であれば、補助スイッチＱ2 のＺ
ＶＳ及びＺＣＳが可能であるので、図４（Ｂ）で点線で
示すように補助スイッチＱ2 のターンオフ時点をｔ4に
移動すること、又はｔ4 〜ｔ5 間の任意の時点に移動す
ることができる。
【００３４】（ｔ5 〜ｔ6 期間）ｔ5 時点で主スイッチ
Ｑ1 がターンオフ制御されると、主スイッチＱ1 の電流
Ｉq1は図４（Ｄ）に示すように零になり、且つソフトス
イッチング用コンデンサＣq1が充電され、主スイッチＱ
1 の電圧Ｖq1が図４（Ｃ）に示すように傾斜を有して徐
々に高くなる。従って、主スイッチＱ1 はＺＶＳでター
ンオフされる。なお、ソフトスイッチング用コンデンサ
Ｃq1の充電電流は、整流回路４、インダクタＬ1 、１次
巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1b及びソフトスイッチング用コ
ンデンサＣq1の経路と、平滑用コンデンサＣ1 、１次巻
線Ｎ1 、及びソフトスイッチング用コンデンサＣq1の経
路とで流れる。
Ｑ1 がターンオフ制御されると、主スイッチＱ1 の電流
Ｉq1は図４（Ｄ）に示すように零になり、且つソフトス
イッチング用コンデンサＣq1が充電され、主スイッチＱ
1 の電圧Ｖq1が図４（Ｃ）に示すように傾斜を有して徐
々に高くなる。従って、主スイッチＱ1 はＺＶＳでター
ンオフされる。なお、ソフトスイッチング用コンデンサ
Ｃq1の充電電流は、整流回路４、インダクタＬ1 、１次
巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1b及びソフトスイッチング用コ
ンデンサＣq1の経路と、平滑用コンデンサＣ1 、１次巻
線Ｎ1 、及びソフトスイッチング用コンデンサＣq1の経
路とで流れる。
【００３５】（ｔ6 〜ｔ7 期間）ｔ6 〜ｔ7 期間には、
インダクタＬ1 及びトランス５の蓄積エネルギの放出に
よって２次巻線Ｎ2 にダイオードＤo を順方向バイアス
させる方向の電圧が発生し、このダイオードＤo に図４
（Ｉ）に示す電流Ｉdoが流れる。また、整流回路４、イ
ンダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a及び平滑
用コンデンサＣ1の経路で平滑用コンデンサＣ1 の充電
電流が流れる。
インダクタＬ1 及びトランス５の蓄積エネルギの放出に
よって２次巻線Ｎ2 にダイオードＤo を順方向バイアス
させる方向の電圧が発生し、このダイオードＤo に図４
（Ｉ）に示す電流Ｉdoが流れる。また、整流回路４、イ
ンダクタＬ1 、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a及び平滑
用コンデンサＣ1の経路で平滑用コンデンサＣ1 の充電
電流が流れる。
【００３６】（ｔ7 〜ｔ8 期間）インダクタＬ1 の電流
ＩL1は図４（Ｇ）に示すようにｔ7 で零になる。このｔ
7 時点後にはトランス５の蓄積エネルギの放出によって
ダイオードＤo の導通は維持される。ｔ8 時点で再び補
助スイッチＱ2 がオン制御されると、ｔ1 〜ｔ8期間と
同様な動作の繰返しが生じる。
ＩL1は図４（Ｇ）に示すようにｔ7 で零になる。このｔ
7 時点後にはトランス５の蓄積エネルギの放出によって
ダイオードＤo の導通は維持される。ｔ8 時点で再び補
助スイッチＱ2 がオン制御されると、ｔ1 〜ｔ8期間と
同様な動作の繰返しが生じる。
【００３７】本実施形態によれば次の効果が得られる。
（１） 主スイッチＱ1 のターンオン時とターンオフ時
とのいずれにおいてもＺＶＳとなるので、主スイッチＱ
1 のスイッチング損失を低減させ、スイッチング電源装
置の効率を向上させることができる。 （２） 補助スイッチＱ2 はターンオン時に零電流スイ
ッチング（ＺＣＳ）され、ターンオフ時にＺＶＳ及びＺ
ＣＳされる。この結果、補助スイッチＱ2 のスイッチン
グ損失を低く抑えることができる。 （３） インダクタＬ1 を通る電流ＩL1のピーク値は交
流入力電圧Ｖacの振幅に追従して変化するので、交流入
力の力率及び波形が改善される。この力率改善及び波形
改善は、平滑用コンデンサＣ1 とトランス５と主スイッ
チＱ1 と整流平滑回路６とから成るＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路における主スイッチＱ1 の助けを借りて行われて
いる。従って、簡単な回路で力率改善、波形改善、及び
出力電圧調整を達成することができる。 （４） 主スイッチＱ1 のスイッチング損失低減のため
の補助回路７の３次巻線Ｎ3 は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
用のトランス５に一体に形成されているので、スイッチ
ング電源装置の大型化及びコストの上昇を抑えることが
できる。 （５） インダクタＬ1 が１次巻線Ｎ1 のタップ１０に
接続されているので、主スイッチＱ1 がオンであっても
第１の整流出力導体４３の電位がタップ１０の電位より
も高くならないと、インダクタＬ1 の電流ＩL1が流れな
い。このため、図３のｔ0 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ8 、ｔ9 〜
ｔ10期間にはインダクタＬ1 の電流ＩL1が流れず、波形
改善及び力率改善の点では不利になる。しかし、インダ
クタＬ1に電流が流れない期間にはここでの電力損失も
生じない。従って、タップ１０の位置を調整し、要求さ
れた波形改善及び力率改善を達成される範囲で効率を高
めることができる。 （６） 補助コンデンサＣａを通して３次巻線Ｎ３の電
流を簡単に流すことができる。
とのいずれにおいてもＺＶＳとなるので、主スイッチＱ
1 のスイッチング損失を低減させ、スイッチング電源装
置の効率を向上させることができる。 （２） 補助スイッチＱ2 はターンオン時に零電流スイ
ッチング（ＺＣＳ）され、ターンオフ時にＺＶＳ及びＺ
ＣＳされる。この結果、補助スイッチＱ2 のスイッチン
グ損失を低く抑えることができる。 （３） インダクタＬ1 を通る電流ＩL1のピーク値は交
流入力電圧Ｖacの振幅に追従して変化するので、交流入
力の力率及び波形が改善される。この力率改善及び波形
改善は、平滑用コンデンサＣ1 とトランス５と主スイッ
チＱ1 と整流平滑回路６とから成るＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路における主スイッチＱ1 の助けを借りて行われて
いる。従って、簡単な回路で力率改善、波形改善、及び
出力電圧調整を達成することができる。 （４） 主スイッチＱ1 のスイッチング損失低減のため
の補助回路７の３次巻線Ｎ3 は、ＤＣ−ＤＣコンバータ
用のトランス５に一体に形成されているので、スイッチ
ング電源装置の大型化及びコストの上昇を抑えることが
できる。 （５） インダクタＬ1 が１次巻線Ｎ1 のタップ１０に
接続されているので、主スイッチＱ1 がオンであっても
第１の整流出力導体４３の電位がタップ１０の電位より
も高くならないと、インダクタＬ1 の電流ＩL1が流れな
い。このため、図３のｔ0 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ8 、ｔ9 〜
ｔ10期間にはインダクタＬ1 の電流ＩL1が流れず、波形
改善及び力率改善の点では不利になる。しかし、インダ
クタＬ1に電流が流れない期間にはここでの電力損失も
生じない。従って、タップ１０の位置を調整し、要求さ
れた波形改善及び力率改善を達成される範囲で効率を高
めることができる。 （６） 補助コンデンサＣａを通して３次巻線Ｎ３の電
流を簡単に流すことができる。
【００３８】
【第２の実施形態】次に、図６を参照して第２の実施形
態のスイッチング電源装置を説明する。但し、図６及び
後述する図７〜図２１において、図１〜図５と実質的に
同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。
態のスイッチング電源装置を説明する。但し、図６及び
後述する図７〜図２１において、図１〜図５と実質的に
同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。
【００３９】図６のスイッチング電源装置は、主インダ
クタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との接続関係を変えた他は図１
の回路と同一に構成されている。図６では、インダクタ
Ｌ1が１次巻線Ｎ1 とスイッチＱ1 との相互接続点に接
続されている。従って、主インダクタＬ１は１次巻線Ｎ
１の全部を介して平滑用コンデンサＣ1に接続され、且
つ１次巻線Ｎ１を全く介さないで主スイッチＱ１に接続
されている。
クタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との接続関係を変えた他は図１
の回路と同一に構成されている。図６では、インダクタ
Ｌ1が１次巻線Ｎ1 とスイッチＱ1 との相互接続点に接
続されている。従って、主インダクタＬ１は１次巻線Ｎ
１の全部を介して平滑用コンデンサＣ1に接続され、且
つ１次巻線Ｎ１を全く介さないで主スイッチＱ１に接続
されている。
【００４０】図６のスイッチング電源装置において、主
スイッチＱ1 がオンになると、図３のｔ0 〜ｔ1 、ｔ6
〜ｔ8 、ｔ9 〜ｔ10のように交流入力電圧Ｖacの振幅が
低い領域においても、第１の整流出力導体４３、インダ
クタＬ1 、主スイッチＱ1 及び第２の整流出力導体４５
の経路で電流ＩL1が流れる。この結果、図６のスイッチ
ング電源装置は、図１のスイッチング電源装置よりも波
形改善及び力率改善効果が大きくなるという特徴を有す
る。しかし、交流電源電圧Ｖacの１周期中のほぼ全部で
インダクタＬ1 を電流ＩL1が流れるので、ここでの電力
損失が大きくなり、スイッチング電源装置の効率が図１
のスイッチング電源装置に比べて低下する。このため、
高効率が要求されている時には、図１のスイッチング電
源装置を使用し、図１のスイッチング電源装置よりも波
形改善及び力率改善を高めたい時には図６のスイッチン
グ電源装置を使用する。なお、図６のスイッチング電源
装置は、図１と同様な補助回路７を有するので、この補
助回路７によるスイッチング損失低減の効果を図１の回
路と同様に得ることができる。
スイッチＱ1 がオンになると、図３のｔ0 〜ｔ1 、ｔ6
〜ｔ8 、ｔ9 〜ｔ10のように交流入力電圧Ｖacの振幅が
低い領域においても、第１の整流出力導体４３、インダ
クタＬ1 、主スイッチＱ1 及び第２の整流出力導体４５
の経路で電流ＩL1が流れる。この結果、図６のスイッチ
ング電源装置は、図１のスイッチング電源装置よりも波
形改善及び力率改善効果が大きくなるという特徴を有す
る。しかし、交流電源電圧Ｖacの１周期中のほぼ全部で
インダクタＬ1 を電流ＩL1が流れるので、ここでの電力
損失が大きくなり、スイッチング電源装置の効率が図１
のスイッチング電源装置に比べて低下する。このため、
高効率が要求されている時には、図１のスイッチング電
源装置を使用し、図１のスイッチング電源装置よりも波
形改善及び力率改善を高めたい時には図６のスイッチン
グ電源装置を使用する。なお、図６のスイッチング電源
装置は、図１と同様な補助回路７を有するので、この補
助回路７によるスイッチング損失低減の効果を図１の回
路と同様に得ることができる。
【００４１】
【第３の実施形態】図７に示す第３の実施形態のスイッ
チング電源装置は、図１の回路における補助回路７を補
助回路７ａに変形し、この他は図１と同一に構成したも
のである。図７の補助回路７ａは、図１の補助回路７と
同様に、補助スイッチＱ2 とこの補助スイッチＱ2 の並
列ダイオードＤq2と第１及び第２の補助ダイオードＤa
、Ｄb と３次巻線Ｎ3 と補助コンデンサＣa とを有す
る他に、４次巻線Ｎ4 を有する。なお、３次巻線Ｎ3 は
第１のソフトスイッチング用補助巻線、４次巻線Ｎ4 は
第２のソフトスイッチング用補助巻線として機能する。
従って、以下の説明において、Ｎ3 を第１の補助巻線、
Ｎ4 を第２の補助巻線と呼ぶことにする。
チング電源装置は、図１の回路における補助回路７を補
助回路７ａに変形し、この他は図１と同一に構成したも
のである。図７の補助回路７ａは、図１の補助回路７と
同様に、補助スイッチＱ2 とこの補助スイッチＱ2 の並
列ダイオードＤq2と第１及び第２の補助ダイオードＤa
、Ｄb と３次巻線Ｎ3 と補助コンデンサＣa とを有す
る他に、４次巻線Ｎ4 を有する。なお、３次巻線Ｎ3 は
第１のソフトスイッチング用補助巻線、４次巻線Ｎ4 は
第２のソフトスイッチング用補助巻線として機能する。
従って、以下の説明において、Ｎ3 を第１の補助巻線、
Ｎ4 を第２の補助巻線と呼ぶことにする。
【００４２】図７の補助回路７ａの補助コンデンサＣa
は、１次巻線Ｎ1 のタップ１０に接続されておらず、整
流素子としての第２の補助ダイオードＤb を介して第２
の補助巻線Ｎ4 に並列に接続されている。図７のトラン
ス５ａは図１のトランス５に第２の補助巻線Ｎ4 を付加
したものである。第２の補助巻線Ｎ4 は第１の補助巻線
Ｎ3 と同様に１次巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2 に電磁結合
され、主スイッチＱ1のオン期間に第２の補助ダイオー
ドＤb を順バイアスする方向の電圧を発生する極性を有
する。従って、主スイッチＱ1 のオン期間における第２
の補助巻線Ｎ4の電圧によって補助コンデンサＣa が充
電される。補助コンデンサＣa は図７でプラスとマイナ
スで示す極性に充電され、補助回路７ａの直流電源とし
て機能する。第１の補助巻線Ｎ3 と第１の補助ダイオー
ドＤa と補助スイッチＱ2 との直列回路は第２の補助巻
線Ｎ4 を介して補助コンデンサＣa に並列接続されてい
る。
は、１次巻線Ｎ1 のタップ１０に接続されておらず、整
流素子としての第２の補助ダイオードＤb を介して第２
の補助巻線Ｎ4 に並列に接続されている。図７のトラン
ス５ａは図１のトランス５に第２の補助巻線Ｎ4 を付加
したものである。第２の補助巻線Ｎ4 は第１の補助巻線
Ｎ3 と同様に１次巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2 に電磁結合
され、主スイッチＱ1のオン期間に第２の補助ダイオー
ドＤb を順バイアスする方向の電圧を発生する極性を有
する。従って、主スイッチＱ1 のオン期間における第２
の補助巻線Ｎ4の電圧によって補助コンデンサＣa が充
電される。補助コンデンサＣa は図７でプラスとマイナ
スで示す極性に充電され、補助回路７ａの直流電源とし
て機能する。第１の補助巻線Ｎ3 と第１の補助ダイオー
ドＤa と補助スイッチＱ2 との直列回路は第２の補助巻
線Ｎ4 を介して補助コンデンサＣa に並列接続されてい
る。
【００４３】図７の補助回路７ａを除いた主回路部分の
動作は図１の主回路部分の動作と同一である。また、図
７の補助回路７ａの動作も図１の補助回路７と本質的に
は同一である。従って、図８に示す図７の各部の波形
は、図１の各部の波形を示す図４と実質的に同一であ
る。
動作は図１の主回路部分の動作と同一である。また、図
７の補助回路７ａの動作も図１の補助回路７と本質的に
は同一である。従って、図８に示す図７の各部の波形
は、図１の各部の波形を示す図４と実質的に同一であ
る。
【００４４】図８のｔ1 時点で図７の補助スイッチＱ2
がオン制御されると、補助コンデンサＣa と第２の補助
巻線Ｎ4 と第１の補助巻線Ｎ3 と第１の補助ダイオード
Ｄaと補助スイッチＱ2 の経路で図８（Ｆ）の電流Ｉq2
及び図８（Ｈ）の電流Ｉcaが流れる。ｔ1 時点から第１
及び第２の補助巻線Ｎ3 、Ｎ4 に電流が流れ始めると、
トランス５ｂの２次巻線Ｎ2 にダイオードＤo を逆バイ
アスする向きの電圧が発生し、ダイオードＤo は図８
（Ｉ）に示すように非導通となる。この結果、コンデン
サＣo の電圧Ｖo による２次巻線Ｎ2 を介した１次巻線
Ｎ1 のクランプが解除され、ソフトスイッチング用コン
デンサＣq1の放電が開始し、ソフトスイッチング用コン
デンサＣq1と１次巻線Ｎ1 と平滑用コンデンサＣ1 との
回路でソフトスイッチング用コンデンサＣq1の放電電流
が流れる。この結果、図８（Ｃ）に示すように主スイッ
チＱ1 の電圧Ｖq1はｔ1 時点から徐々に低下し、ｔ2 時
点でほぼ零になる。従って、ｔ2 時点又はｔ2 〜ｔ3 時
点で主スイッチＱ1 をオン制御すると、ＺＶＳが達成さ
れる。第１及び第２の補助巻線Ｎ3 、Ｎ4 はインダクタ
ンスを有するので、ｔ1 〜ｔ2 期間に補助スイッチＱ2
を流れる電流は図８（Ｆ）示すように徐々に増大する。
がオン制御されると、補助コンデンサＣa と第２の補助
巻線Ｎ4 と第１の補助巻線Ｎ3 と第１の補助ダイオード
Ｄaと補助スイッチＱ2 の経路で図８（Ｆ）の電流Ｉq2
及び図８（Ｈ）の電流Ｉcaが流れる。ｔ1 時点から第１
及び第２の補助巻線Ｎ3 、Ｎ4 に電流が流れ始めると、
トランス５ｂの２次巻線Ｎ2 にダイオードＤo を逆バイ
アスする向きの電圧が発生し、ダイオードＤo は図８
（Ｉ）に示すように非導通となる。この結果、コンデン
サＣo の電圧Ｖo による２次巻線Ｎ2 を介した１次巻線
Ｎ1 のクランプが解除され、ソフトスイッチング用コン
デンサＣq1の放電が開始し、ソフトスイッチング用コン
デンサＣq1と１次巻線Ｎ1 と平滑用コンデンサＣ1 との
回路でソフトスイッチング用コンデンサＣq1の放電電流
が流れる。この結果、図８（Ｃ）に示すように主スイッ
チＱ1 の電圧Ｖq1はｔ1 時点から徐々に低下し、ｔ2 時
点でほぼ零になる。従って、ｔ2 時点又はｔ2 〜ｔ3 時
点で主スイッチＱ1 をオン制御すると、ＺＶＳが達成さ
れる。第１及び第２の補助巻線Ｎ3 、Ｎ4 はインダクタ
ンスを有するので、ｔ1 〜ｔ2 期間に補助スイッチＱ2
を流れる電流は図８（Ｆ）示すように徐々に増大する。
【００４５】図８（Ａ）に示すようにｔ2 時点で主スイ
ッチＱ1 をオン制御すると、ｔ1 〜ｔ2 期間にトランス
５ｂに蓄積されたエネルギの放出によって１次巻線Ｎ1
と平滑用コンデンサＣ1 と第１の並列ダイオードＤq1と
の経路で図８（Ｄ）に示す負方向の電流Ｉq1が流れる。
補助回路７ａにおける補助スイッチＱ2 の電流Ｉq2は図
８（Ｆ）に示すようにｔ2 時点から徐々に低下し、ｔ4
時点で零になる。ｔ4〜ｔ5 期間には第２の補助巻線Ｎ4
の電圧によって第２の補助ダイオードＤb が順バイア
スされ、補助コンデンサＣa を充電する電流が流れる。
この充電電流は図８（Ｈ）で負方向電流として示されて
いる。ｔ5 時点で主スイッチＱ1 がターンオフされた時
には図１の場合と同様にソフトスイッチング用コンデン
サＣq1が徐々に充電され、ＺＶＳが達成される。
ッチＱ1 をオン制御すると、ｔ1 〜ｔ2 期間にトランス
５ｂに蓄積されたエネルギの放出によって１次巻線Ｎ1
と平滑用コンデンサＣ1 と第１の並列ダイオードＤq1と
の経路で図８（Ｄ）に示す負方向の電流Ｉq1が流れる。
補助回路７ａにおける補助スイッチＱ2 の電流Ｉq2は図
８（Ｆ）に示すようにｔ2 時点から徐々に低下し、ｔ4
時点で零になる。ｔ4〜ｔ5 期間には第２の補助巻線Ｎ4
の電圧によって第２の補助ダイオードＤb が順バイア
スされ、補助コンデンサＣa を充電する電流が流れる。
この充電電流は図８（Ｈ）で負方向電流として示されて
いる。ｔ5 時点で主スイッチＱ1 がターンオフされた時
には図１の場合と同様にソフトスイッチング用コンデン
サＣq1が徐々に充電され、ＺＶＳが達成される。
【００４６】図７のスイッチング電源装置の補助回路７
ａ及びインダクタンスＬ1 が図１の補助回路７及びイン
ダクタンスＬ1 と同様に働くので、第３の実施形態のス
イッチング電源装置は第１の実施形態のスイッチング電
源装置と同一の効果を有する。
ａ及びインダクタンスＬ1 が図１の補助回路７及びイン
ダクタンスＬ1 と同様に働くので、第３の実施形態のス
イッチング電源装置は第１の実施形態のスイッチング電
源装置と同一の効果を有する。
【００４７】
【第４の実施形態】図９に示す第４の実施形態のスイッ
チング電源装置は、図７の第３の実施形態のスイッチン
グ電源装置のインダクタＬ1 を図６と同様に１次巻線Ｎ
1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続し、この他は
図７と同一に形成したものである。従って、図９の変形
されたトランス５ｂは、タップを有さない１次巻線Ｎ1
と２次巻線Ｎ2 と第１及び第２の補助巻線Ｎ3 、Ｎ4 と
から成る。
チング電源装置は、図７の第３の実施形態のスイッチン
グ電源装置のインダクタＬ1 を図６と同様に１次巻線Ｎ
1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続し、この他は
図７と同一に形成したものである。従って、図９の変形
されたトランス５ｂは、タップを有さない１次巻線Ｎ1
と２次巻線Ｎ2 と第１及び第２の補助巻線Ｎ3 、Ｎ4 と
から成る。
【００４８】図９のスイッチング電源装置は、インダク
タＬ1 及び主スイッチＱ1 を含む主回路の動作は図６と
同一であるので、図６の回路と同一の効果を有する。ま
た、補助回路７ａは図７のそれと同一に形成されている
ので、図７と同様に主スイッチＱ1 のＺＶＳ即ちソフト
スイッチングを達成することができる。
タＬ1 及び主スイッチＱ1 を含む主回路の動作は図６と
同一であるので、図６の回路と同一の効果を有する。ま
た、補助回路７ａは図７のそれと同一に形成されている
ので、図７と同様に主スイッチＱ1 のＺＶＳ即ちソフト
スイッチングを達成することができる。
【００４９】
【第５の実施形態】図１０に示す第５の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図１の回路に第２の補助回路とし
て補助充電回路３０と逆流素子用ダイオードＤ5 とを付
加し、この他は図１と同一に形成したものである。補助
充電回路３０は、充電加算回路とも呼ぶことができるも
のであり、充電用補助巻線Ｎ5 、充電用補助コンデンサ
Ｃ2、第１及び第２の充電用補助ダイオードＤ6 、Ｄ7
、及び充電用補助インダクタＬ2 を有する。この補助
充電回路３０は、補助整流出力導体４４と平滑用コンデ
ンサＣ1 との間に接続されており、補助整流出力導体４
４と第２の整流出力導体４５との間の整流出力電圧Ｖ4
に加算するための補助電圧を形成する。
ッチング電源装置は、図１の回路に第２の補助回路とし
て補助充電回路３０と逆流素子用ダイオードＤ5 とを付
加し、この他は図１と同一に形成したものである。補助
充電回路３０は、充電加算回路とも呼ぶことができるも
のであり、充電用補助巻線Ｎ5 、充電用補助コンデンサ
Ｃ2、第１及び第２の充電用補助ダイオードＤ6 、Ｄ7
、及び充電用補助インダクタＬ2 を有する。この補助
充電回路３０は、補助整流出力導体４４と平滑用コンデ
ンサＣ1 との間に接続されており、補助整流出力導体４
４と第２の整流出力導体４５との間の整流出力電圧Ｖ4
に加算するための補助電圧を形成する。
【００５０】充電用補助巻線Ｎ5 の一端（下端）は１次
巻線Ｎ1 の一端（上端）及び平滑用コンデンサＣ1 の一
端（上端）にそれぞれ接続されている。充電用補助巻線
Ｎ5の他端（上端）は充電用補助コンデンサＣ2 と充電
用補助インダクタＬ2 と第２の充電用補助ダイオードＤ
7 とを介して補助整流出力導体４４に接続されている。
第１の充電用補助ダイオードＤ6 は充電用補助コンデン
サＣ2 を介して充電用補助巻線Ｎ5 に並列に接続されて
いる。充電用補助コンデンサＣ2 は充電用補助インダク
タＬ2 の他端と充電用補助巻線Ｎ5 の他端との間に接続
されている。第１の充電用補助ダイオードＤ6 のアノー
ドは充電用補助コンデンサＣ2 と充電用補助インダクタ
Ｌ2 との相互接続点に接続されている。補助充電回路３
０を接続するための補助整流出力導体４４は第１及び第
３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の相互接続点４８に接続され
ている。
巻線Ｎ1 の一端（上端）及び平滑用コンデンサＣ1 の一
端（上端）にそれぞれ接続されている。充電用補助巻線
Ｎ5の他端（上端）は充電用補助コンデンサＣ2 と充電
用補助インダクタＬ2 と第２の充電用補助ダイオードＤ
7 とを介して補助整流出力導体４４に接続されている。
第１の充電用補助ダイオードＤ6 は充電用補助コンデン
サＣ2 を介して充電用補助巻線Ｎ5 に並列に接続されて
いる。充電用補助コンデンサＣ2 は充電用補助インダク
タＬ2 の他端と充電用補助巻線Ｎ5 の他端との間に接続
されている。第１の充電用補助ダイオードＤ6 のアノー
ドは充電用補助コンデンサＣ2 と充電用補助インダクタ
Ｌ2 との相互接続点に接続されている。補助充電回路３
０を接続するための補助整流出力導体４４は第１及び第
３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の相互接続点４８に接続され
ている。
【００５１】図１０のトランス５ｃは、図１のトランス
５に４次巻線としての充電用補助巻線Ｎ5 を付加し、こ
の他は図１のトランス５と同一に構成したものである。
充電用補助巻線Ｎ5 は、１次巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2
に電磁結合されている。逆流阻止用ダイオードＤ5 は、
主インダクタＬ1 に直列に接続されている。
５に４次巻線としての充電用補助巻線Ｎ5 を付加し、こ
の他は図１のトランス５と同一に構成したものである。
充電用補助巻線Ｎ5 は、１次巻線Ｎ1 及び２次巻線Ｎ2
に電磁結合されている。逆流阻止用ダイオードＤ5 は、
主インダクタＬ1 に直列に接続されている。
【００５２】図１０のスイッチング電源装置における補
助充電回路３０を除いた部分の動作は図１のスイッチン
グ電源装置の動作と実質的に同一である。図１０の回路
において、第１及び第２の交流入力端子１、２が交流電
源に接続され、スイッチＱ1が図１１のｔ2 〜ｔ3 のオ
ン期間Ｔonとｔ3 〜ｔ4 のオフ期間Ｔoff とを１周期Ｔ
として繰返してオン・オフ動作すると、平滑用コンデン
サＣ1 は所望の直流電圧Ｖc1に充電される。また、充電
用補助巻線Ｎ5 の電圧によって充電用補助コンデンサＣ
2 が電圧Ｖc2に充電される。平滑用コンデンサＣ1 が電
圧Ｖc1に充電され且つ充電用補助コンデンサＣ2 が電圧
Ｖc2に充電された正常状態におけるスイッチング電源装
置の主回路部分及び補助充電回路３０の動作を図１１を
参照して次に説明する。図１１は図１０の各部の状態を
図３と同様に概略的に示すものである。図１１（Ｅ）に
示す例えば５０Hzの交流電圧Ｖacが対の交流入力端子
１、２間に供給されている状態で、図１１（Ａ）に概略
的に示す例えば２０kHz の繰返し周波数を有する制御信
号Ｖg1でスイッチＱ1 をオン・オフ制御すると、図１１
（Ｃ）に示す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1及び図１１
（Ｂ）に示す整流回路４の出力電流Ｉ4の振幅が交流電
圧Ｖacの振幅に応じて変化する。この結果、図１１
（Ｄ）に示す交流入力電流Ｉacが正弦波に近似し、力率
及び波形が改善される。なお、図１１（Ｂ）の電流Ｉ4
は、図１０の第１及び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の相
互接続点４８を流れる電流として示されている。従っ
て、整流出力電流Ｉ4 は、主インダクタＬ1 と補助イン
ダクタＬ2 の電流ＩL2との和の値を有する。主インダク
タＬ1 が逆流阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ
1 のタップ１０に接続されているので、たとえ主スイッ
チＱ1 がオン状態であっても、平滑用コンデンサＣ1 の
電圧Ｖc1によって与えられたタップ１０の電圧が整流出
力電圧Ｖ4 よりも高くなるｔ0 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ8 及び
ｔ9 〜ｔ10期間には、主インダクタＬ1 の電流ＩL1及び
交流入力電流Ｉacが流れない。図１１では、ｔ1 〜ｔ6
期間及びｔ8 〜ｔ9 期間に整流出力電流Ｉ4 及び交流入
力電流Ｉacが流れている。
助充電回路３０を除いた部分の動作は図１のスイッチン
グ電源装置の動作と実質的に同一である。図１０の回路
において、第１及び第２の交流入力端子１、２が交流電
源に接続され、スイッチＱ1が図１１のｔ2 〜ｔ3 のオ
ン期間Ｔonとｔ3 〜ｔ4 のオフ期間Ｔoff とを１周期Ｔ
として繰返してオン・オフ動作すると、平滑用コンデン
サＣ1 は所望の直流電圧Ｖc1に充電される。また、充電
用補助巻線Ｎ5 の電圧によって充電用補助コンデンサＣ
2 が電圧Ｖc2に充電される。平滑用コンデンサＣ1 が電
圧Ｖc1に充電され且つ充電用補助コンデンサＣ2 が電圧
Ｖc2に充電された正常状態におけるスイッチング電源装
置の主回路部分及び補助充電回路３０の動作を図１１を
参照して次に説明する。図１１は図１０の各部の状態を
図３と同様に概略的に示すものである。図１１（Ｅ）に
示す例えば５０Hzの交流電圧Ｖacが対の交流入力端子
１、２間に供給されている状態で、図１１（Ａ）に概略
的に示す例えば２０kHz の繰返し周波数を有する制御信
号Ｖg1でスイッチＱ1 をオン・オフ制御すると、図１１
（Ｃ）に示す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1及び図１１
（Ｂ）に示す整流回路４の出力電流Ｉ4の振幅が交流電
圧Ｖacの振幅に応じて変化する。この結果、図１１
（Ｄ）に示す交流入力電流Ｉacが正弦波に近似し、力率
及び波形が改善される。なお、図１１（Ｂ）の電流Ｉ4
は、図１０の第１及び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の相
互接続点４８を流れる電流として示されている。従っ
て、整流出力電流Ｉ4 は、主インダクタＬ1 と補助イン
ダクタＬ2 の電流ＩL2との和の値を有する。主インダク
タＬ1 が逆流阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ
1 のタップ１０に接続されているので、たとえ主スイッ
チＱ1 がオン状態であっても、平滑用コンデンサＣ1 の
電圧Ｖc1によって与えられたタップ１０の電圧が整流出
力電圧Ｖ4 よりも高くなるｔ0 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ8 及び
ｔ9 〜ｔ10期間には、主インダクタＬ1 の電流ＩL1及び
交流入力電流Ｉacが流れない。図１１では、ｔ1 〜ｔ6
期間及びｔ8 〜ｔ9 期間に整流出力電流Ｉ4 及び交流入
力電流Ｉacが流れている。
【００５３】図１０の回路は、図１１（Ｅ）に示す交流
電源電圧Ｖacの瞬時値の変化に応じて大別して第１、第
２及び第３のモードで動作する。今、交流電源電圧Ｖac
の０〜１８０度区間を例にとって説明すると、交流電源
電圧Ｖacが０Ｖと第１の電圧値Ｖa との間の値をとるｔ
0 〜ｔ1 及びｔ6 〜ｔ7 の期間に第１のモードとなり、
交流電源電圧Ｖacが第１の電圧Ｖa と第２の電圧Ｖb と
の間の値をとるｔ1 〜ｔ3 及びｔ5 〜ｔ6 期間に第２の
モードとなり、交流電源電圧Ｖacが第２の値Ｖb よりも
高い値になるｔ3 〜ｔ5 期間に第３のモードとなる。こ
こで、第１の電圧値Ｖａは、主スイッチＱ１のオン期間
における１次巻線Ｎ1のタップ１０とグランド導体４５
との間の電圧を示し、第２の電圧値Ｖｂは平滑用コンデ
ンサＣ1の電圧Ｖｃ1を示す。なお、交流電源電圧Ｖacに
第２の値Ｖb がクロスする時点が主スイッチＱ1 のオン
期間Ｔonの終了時点に一致するように示されているが、
これは図示の都合であって、両者は必ずしも一致しな
い。また、図１１（Ｅ）の交流電源電圧Ｖacのｔ7 〜ｔ
10に示す負の半波は、整流回路４で整流され、整流後の
整流出力電圧Ｖ4 の状態ではｔ0 〜ｔ7 の正の半波と同
一になる。従って、ｔ7 〜ｔ10の負の半波期間において
もｔ0 〜ｔ7 の正の半波期間と同様に第１〜第３のモー
ドが生じる。
電源電圧Ｖacの瞬時値の変化に応じて大別して第１、第
２及び第３のモードで動作する。今、交流電源電圧Ｖac
の０〜１８０度区間を例にとって説明すると、交流電源
電圧Ｖacが０Ｖと第１の電圧値Ｖa との間の値をとるｔ
0 〜ｔ1 及びｔ6 〜ｔ7 の期間に第１のモードとなり、
交流電源電圧Ｖacが第１の電圧Ｖa と第２の電圧Ｖb と
の間の値をとるｔ1 〜ｔ3 及びｔ5 〜ｔ6 期間に第２の
モードとなり、交流電源電圧Ｖacが第２の値Ｖb よりも
高い値になるｔ3 〜ｔ5 期間に第３のモードとなる。こ
こで、第１の電圧値Ｖａは、主スイッチＱ１のオン期間
における１次巻線Ｎ1のタップ１０とグランド導体４５
との間の電圧を示し、第２の電圧値Ｖｂは平滑用コンデ
ンサＣ1の電圧Ｖｃ1を示す。なお、交流電源電圧Ｖacに
第２の値Ｖb がクロスする時点が主スイッチＱ1 のオン
期間Ｔonの終了時点に一致するように示されているが、
これは図示の都合であって、両者は必ずしも一致しな
い。また、図１１（Ｅ）の交流電源電圧Ｖacのｔ7 〜ｔ
10に示す負の半波は、整流回路４で整流され、整流後の
整流出力電圧Ｖ4 の状態ではｔ0 〜ｔ7 の正の半波と同
一になる。従って、ｔ7 〜ｔ10の負の半波期間において
もｔ0 〜ｔ7 の正の半波期間と同様に第１〜第３のモー
ドが生じる。
【００５４】まず、図１１のｔo 〜ｔ1 、ｔ6 〜ｔ7 の
第１のモード期間の動作を説明する。この第１のモード
期間において、スイッチＱ1 がオンになると、平滑用コ
ンデンサＣ1 、１次巻線Ｎ1 及び主スイッチＱ1 の経路
で図１１（Ｃ）に示す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1が流れ
る。この時、２次側のダイオードＤo はオフ状態に保た
れるので、トランス５ｃを介して２次側にエネルギが放
出されず、トランス５ｃにエネルギが蓄積される。この
第１のモード期間には、１次巻線Ｎ1 のタップ１０の電
位が第１の整流出力導体４３の電位よりも高いために主
インダクタＬ1を通る電流ＩL1が流れない。また、第１
のモード期間には、平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が
整流出力電圧Ｖ4 よりも高いので、補助インダクタＬ2
の電流Ｉ L2も流れない。主スイッチＱ1 がオフになる
と、トランス５ｃの蓄積エネルギの放出によって２次巻
線Ｎ2 とダイオードＤo とコンデンサＣo との回路に電
流が流れる。従って、交流電源電圧Ｖacの瞬時値が低い
期間であっても、コンデンサＣo 及び負荷１３に電力を
供給することができる。
第１のモード期間の動作を説明する。この第１のモード
期間において、スイッチＱ1 がオンになると、平滑用コ
ンデンサＣ1 、１次巻線Ｎ1 及び主スイッチＱ1 の経路
で図１１（Ｃ）に示す主スイッチＱ1 の電流Ｉq1が流れ
る。この時、２次側のダイオードＤo はオフ状態に保た
れるので、トランス５ｃを介して２次側にエネルギが放
出されず、トランス５ｃにエネルギが蓄積される。この
第１のモード期間には、１次巻線Ｎ1 のタップ１０の電
位が第１の整流出力導体４３の電位よりも高いために主
インダクタＬ1を通る電流ＩL1が流れない。また、第１
のモード期間には、平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が
整流出力電圧Ｖ4 よりも高いので、補助インダクタＬ2
の電流Ｉ L2も流れない。主スイッチＱ1 がオフになる
と、トランス５ｃの蓄積エネルギの放出によって２次巻
線Ｎ2 とダイオードＤo とコンデンサＣo との回路に電
流が流れる。従って、交流電源電圧Ｖacの瞬時値が低い
期間であっても、コンデンサＣo 及び負荷１３に電力を
供給することができる。
【００５５】図１１（Ｅ）のｔ1 〜ｔ3 及びｔ5 〜ｔ6
の第２のモード期間には、１次巻線Ｎ1 のタップ１０の
電位が第１の整流出力導体４３の電位よりも低くなるの
で、主インダクタＬ1 に電流ＩL1が流れる。この第２の
モード期間において主スイッチＱ1 がオンになった時に
は、第１の整流出力導体４３、主インダクタＬ1 、逆流
阻止用ダイオードＤ5 、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1
b、主スイッチＱ1 及び共通整流出力導体４５から成る
第１の経路に電流ＩL1が流れ、同時に平滑用コンデンサ
Ｃ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 とから成る第２の
経路にも電流が流れる。従って、図１１（Ｃ）に示す主
スイッチＱ1 の電流Ｉq1は、上記第１及び第２の経路の
電流の和になる。なお、第２のモ−ド期間には、平滑用
コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1が整流出力電圧Ｖ4よりも高
いので、ダイオ−ドＤ5はオフ状態に保たれる。図１１
のｔ3 〜ｔ4 に示す主スイッチＱ1 のオフ期間Ｔoff に
は、主インダクタＬ1 の蓄積エネルギの放出を伴って平
滑用コンデンサＣ1 を充電する電流ＩL1が流れ、また、
トランス５ｃ及び主インダクタＬ1 の蓄積エネルギの２
次側への放出に基づいてダイオードＤo が導通し、この
電流Ｉdoが流れる。トランス５ｃ及び主インダクタＬ1
の蓄積エネルギの放出が進むに従って主インダクタＬ1
の電流ＩL1は減少する。
の第２のモード期間には、１次巻線Ｎ1 のタップ１０の
電位が第１の整流出力導体４３の電位よりも低くなるの
で、主インダクタＬ1 に電流ＩL1が流れる。この第２の
モード期間において主スイッチＱ1 がオンになった時に
は、第１の整流出力導体４３、主インダクタＬ1 、逆流
阻止用ダイオードＤ5 、１次巻線Ｎ1 の第２の部分Ｎ1
b、主スイッチＱ1 及び共通整流出力導体４５から成る
第１の経路に電流ＩL1が流れ、同時に平滑用コンデンサ
Ｃ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 とから成る第２の
経路にも電流が流れる。従って、図１１（Ｃ）に示す主
スイッチＱ1 の電流Ｉq1は、上記第１及び第２の経路の
電流の和になる。なお、第２のモ−ド期間には、平滑用
コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1が整流出力電圧Ｖ4よりも高
いので、ダイオ−ドＤ5はオフ状態に保たれる。図１１
のｔ3 〜ｔ4 に示す主スイッチＱ1 のオフ期間Ｔoff に
は、主インダクタＬ1 の蓄積エネルギの放出を伴って平
滑用コンデンサＣ1 を充電する電流ＩL1が流れ、また、
トランス５ｃ及び主インダクタＬ1 の蓄積エネルギの２
次側への放出に基づいてダイオードＤo が導通し、この
電流Ｉdoが流れる。トランス５ｃ及び主インダクタＬ1
の蓄積エネルギの放出が進むに従って主インダクタＬ1
の電流ＩL1は減少する。
【００５６】図１１のｔ3 〜ｔ5 に示す第３のモード期
間には、交流入力電圧Ｖac及びこの整流出力電圧Ｖ4 が
平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1よりも高いので、第１
及び第２の充電用補助ダイオードＤ6 、Ｄ7 がオンにな
る。この結果、主インダクタＬ1 の電流ＩL1と補助イン
ダクタＬ2 の電流ＩL2との両方が流れる。この第３のモ
ード期間の動作を図１２を参照して説明する。図１２の
ｔo 〜ｔ1 において図１２（Ａ）の第１の制御信号Ｖｇ
1に応答して主スイッチＱ1 がオンになると、前述の第
２のモード期間と同様な経路で図１２（Ｆ）に示す主イ
ンダクタＬ1 の電流ＩL1が流れると共に、平滑用コンデ
ンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 の回路にも電
流が流れる。図１２（Ｅ）に示す主スイッチＱ1 の電流
Ｉq1は、図１２（Ｆ）の主インダクタＬ1 の電流ＩL1と
平滑用コンデンサＣ1 の放電電流（図示せず）との和に
なる。
間には、交流入力電圧Ｖac及びこの整流出力電圧Ｖ4 が
平滑用コンデンサＣ1の電圧Ｖｃ1よりも高いので、第１
及び第２の充電用補助ダイオードＤ6 、Ｄ7 がオンにな
る。この結果、主インダクタＬ1 の電流ＩL1と補助イン
ダクタＬ2 の電流ＩL2との両方が流れる。この第３のモ
ード期間の動作を図１２を参照して説明する。図１２の
ｔo 〜ｔ1 において図１２（Ａ）の第１の制御信号Ｖｇ
1に応答して主スイッチＱ1 がオンになると、前述の第
２のモード期間と同様な経路で図１２（Ｆ）に示す主イ
ンダクタＬ1 の電流ＩL1が流れると共に、平滑用コンデ
ンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 の回路にも電
流が流れる。図１２（Ｅ）に示す主スイッチＱ1 の電流
Ｉq1は、図１２（Ｆ）の主インダクタＬ1 の電流ＩL1と
平滑用コンデンサＣ1 の放電電流（図示せず）との和に
なる。
【００５７】主スイッチＱ1 のオン期間Ｔonには、１次
巻線Ｎ1 と充電用補助巻線Ｎ5 との巻数比で決定される
電圧Ｖn5が充電用補助巻線Ｎ5 に図１２（Ｈ）に示すよ
うに得られる。この電圧Ｖn5の向きは第１の充電用補助
ダイオードＤ6 を順方向バイアスする向きであるので、
充電用補助巻線Ｎ5 と充電用補助コンデンサＣ2 と第１
の充電用補助ダイオードＤ6 の閉回路に電流が流れ、充
電用補助コンデンサＣ2 が図１０に示す極性に充電さ
れ、充電用補助コンデンサＣ2 の電圧がＶc2になる。補
助インダクタＬ2 には、図１２のｔ0 〜ｔ1 のオン期間
の前のオフ期間に、ｔ1 〜ｔ2 期間と同様な電流ＩL2が
既に流れている。主スイッチＱ1 のオン期間Ｔonにおけ
る第１の充電用補助ダイオードＤ6 のアノード側即ち補
助インダクタＬ2 の右端側の電位は、主スイッチＱ1 の
オフ期間Ｔoff における第１の充電用補助ダイオードＤ
6 のアノード側の電位よりも高くなるので、補助インダ
クタＬ2 の電流ＩL2は図１２（Ｇ）に示すように徐々に
低下する。このオン期間Ｔonに補助インダクタＬ2 に流
れる電流ＩL2の経路は、第１の交流入力端子１、フィル
タ３、第１のダイオードＤ1 、第２の充電用補助ダイオ
ードＤ7 、補助インダクタＬ2 、第１の充電用補助ダイ
オードＤ6 、平滑用コンデンサＣ1 、第４のダイオード
Ｄ4 、フィルタ３、及び第２の交流入力端子２から成る
経路である。なお、補助インダクタＬ2 の電流ＩL2は交
流入力電圧Ｖacの瞬時値の増大に応じて大きくなる。
巻線Ｎ1 と充電用補助巻線Ｎ5 との巻数比で決定される
電圧Ｖn5が充電用補助巻線Ｎ5 に図１２（Ｈ）に示すよ
うに得られる。この電圧Ｖn5の向きは第１の充電用補助
ダイオードＤ6 を順方向バイアスする向きであるので、
充電用補助巻線Ｎ5 と充電用補助コンデンサＣ2 と第１
の充電用補助ダイオードＤ6 の閉回路に電流が流れ、充
電用補助コンデンサＣ2 が図１０に示す極性に充電さ
れ、充電用補助コンデンサＣ2 の電圧がＶc2になる。補
助インダクタＬ2 には、図１２のｔ0 〜ｔ1 のオン期間
の前のオフ期間に、ｔ1 〜ｔ2 期間と同様な電流ＩL2が
既に流れている。主スイッチＱ1 のオン期間Ｔonにおけ
る第１の充電用補助ダイオードＤ6 のアノード側即ち補
助インダクタＬ2 の右端側の電位は、主スイッチＱ1 の
オフ期間Ｔoff における第１の充電用補助ダイオードＤ
6 のアノード側の電位よりも高くなるので、補助インダ
クタＬ2 の電流ＩL2は図１２（Ｇ）に示すように徐々に
低下する。このオン期間Ｔonに補助インダクタＬ2 に流
れる電流ＩL2の経路は、第１の交流入力端子１、フィル
タ３、第１のダイオードＤ1 、第２の充電用補助ダイオ
ードＤ7 、補助インダクタＬ2 、第１の充電用補助ダイ
オードＤ6 、平滑用コンデンサＣ1 、第４のダイオード
Ｄ4 、フィルタ３、及び第２の交流入力端子２から成る
経路である。なお、補助インダクタＬ2 の電流ＩL2は交
流入力電圧Ｖacの瞬時値の増大に応じて大きくなる。
【００５８】図１２のｔ1 〜ｔ2 に示すように主スイッ
チＱ1 がオフになると、主インダクタＬ1 の電流ＩL1に
よる平滑用コンデンサＣ1 の充電が前述の第２のモード
期間と同様に行われると共に、図１２（Ｃ）に示すよう
に２次側の整流素子としてダイオードＤo に電流Ｉdoが
流れる。また、２次巻線Ｎ2 がコンデンサＣo の電圧Ｖ
o でクランプされるために、充電用補助巻線Ｎ5 に図１
２（Ｈ）に示す電圧Ｖn5が得られる。オフ期間Ｔoff の
充電用補助巻線Ｎ5 の電圧Ｖn5の向きは、オン期間Ｔon
の向きと逆であり、第１の充電用補助ダイオードＤ6 を
逆方向バイアスする向きである。このオフ期間Ｔoff の
充電用補助巻線Ｎ5 の電圧Ｖn5は、平滑用コンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1と逆向きの電圧であるので、補助インダク
タＬ2 の右側端子の電位がオン期間の場合よりも低くな
り、補助インダクタＬ2 の電流Ｉ L2はオフ期間Ｔoff 中
に徐々に増大する。この補助インダクタＬ2 を流れる電
流ＩL2は、第１の交流入力端子１、フィルタ３、第１の
ダイオードＤ1 、第２の充電用補助ダイオードＤ7 、補
助インダクタＬ2 、充電用補助コンデンサＣ2 、充電用
補助巻線Ｎ5 、平滑用コンデンサＣ1 、第４のダイオー
ドＤ4 、フィルタ３及び第２の交流入力端子２の経路で
流れ、平滑用コンデンサＣ1 の充電に使用される。第３
のモード期間には、主インダクタＬ1 を通る電流ＩL1と
補助インダクタＬ2 による電流ＩL2との両方で平滑用コ
ンデンサＣ1 が充電される。従って、平滑用コンデンサ
Ｃ1 の電圧Ｖc1が、図１の回路の主インダクタＬ1 の電
流ＩL1のみで充電する場合に比べて高くなる。
チＱ1 がオフになると、主インダクタＬ1 の電流ＩL1に
よる平滑用コンデンサＣ1 の充電が前述の第２のモード
期間と同様に行われると共に、図１２（Ｃ）に示すよう
に２次側の整流素子としてダイオードＤo に電流Ｉdoが
流れる。また、２次巻線Ｎ2 がコンデンサＣo の電圧Ｖ
o でクランプされるために、充電用補助巻線Ｎ5 に図１
２（Ｈ）に示す電圧Ｖn5が得られる。オフ期間Ｔoff の
充電用補助巻線Ｎ5 の電圧Ｖn5の向きは、オン期間Ｔon
の向きと逆であり、第１の充電用補助ダイオードＤ6 を
逆方向バイアスする向きである。このオフ期間Ｔoff の
充電用補助巻線Ｎ5 の電圧Ｖn5は、平滑用コンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1と逆向きの電圧であるので、補助インダク
タＬ2 の右側端子の電位がオン期間の場合よりも低くな
り、補助インダクタＬ2 の電流Ｉ L2はオフ期間Ｔoff 中
に徐々に増大する。この補助インダクタＬ2 を流れる電
流ＩL2は、第１の交流入力端子１、フィルタ３、第１の
ダイオードＤ1 、第２の充電用補助ダイオードＤ7 、補
助インダクタＬ2 、充電用補助コンデンサＣ2 、充電用
補助巻線Ｎ5 、平滑用コンデンサＣ1 、第４のダイオー
ドＤ4 、フィルタ３及び第２の交流入力端子２の経路で
流れ、平滑用コンデンサＣ1 の充電に使用される。第３
のモード期間には、主インダクタＬ1 を通る電流ＩL1と
補助インダクタＬ2 による電流ＩL2との両方で平滑用コ
ンデンサＣ1 が充電される。従って、平滑用コンデンサ
Ｃ1 の電圧Ｖc1が、図１の回路の主インダクタＬ1 の電
流ＩL1のみで充電する場合に比べて高くなる。
【００５９】図１２（Ｂ）の整流回路４を通る電流Ｉ4
の波形は、図１２（Ｆ）（Ｇ）に示す主及び補助インダ
クタＬ1 、Ｌ2 の電流ＩL1、ＩL2の和になる。なお、図
１２の各波形は時間的変化を示すものであって、これ等
の振幅は忠実には示されていない。
の波形は、図１２（Ｆ）（Ｇ）に示す主及び補助インダ
クタＬ1 、Ｌ2 の電流ＩL1、ＩL2の和になる。なお、図
１２の各波形は時間的変化を示すものであって、これ等
の振幅は忠実には示されていない。
【００６０】本実施形態によれば、主インダクタＬ1 及
び補助回路７に基づいて、第１の実施形態と同一の効果
が得られる他に、更に、補助充電回路３０に基づいて次
の効果が得られる。 （１） 平滑用コンデンサＣ1 が、整流回路４と主イン
ダクタＬ1 と逆流阻止用ダイオードＤ5 と１次巻線Ｎ1
の第１の部分Ｎ1aとから成る主充電回路で充電されるの
みでなく、補助充電回路３０によっても充電される。こ
のため、もし、平滑用コンデンサＣ1 を図１の回路で同
一の電圧値に充電すると仮定すれば、図１の回路に比べ
て、図１０の回路では主インダクタＬ1 に流れる電流Ｉ
L1を小さくすることができ、主インダクタＬ1 の小型化
が可能であるのみでなく、ここでの電力損失の低減が可
能になり、スイッチング電源装置の効率を高くすること
ができる。即ち、要求された入力電流波形改善及び力率
改善を達成できる範囲内において主インダクタＬ1 の電
流ＩL1を小さく設定し、ここでの電力損失の低減を図る
ことができる。補助充電回路３０も電力損失を有する
が、補助充電回路３０には平滑用コンデンサＣ1 の充電
電流が流れるのみであり、さほど大きな電流が流れない
ので、補助充電回路３０の電力損失はさほど大きくなら
ない。従って、図１０の回路は効率及び小型化の点で従
来回路よりも優れている。 （２） 図１０の回路において、もし、主インダクタＬ
1 を流れる平滑用コンデンサＣ1 を充電するための電流
が図１の回路と同一に設定されていると仮定すると、図
１０の平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は、補助充電回
路３０による充電の分だけ図１の回路のそれよりも高く
なる。平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が高くなると、
整流出力電圧Ｖ4 のピーク値又はこの近傍で平滑用コン
デンサＣ1 に流れ込む電流のピークを抑制することがで
き、入力電流の高調波成分が低減する。 （３） 第２の充電用補助ダイオードＤ7 は補助充電回
路３０側から主インダクタＬ1 側への電流の逆流を阻止
する。このため主インダクタＬ1 の電流ＩL1が低減さ
れ、ここでの電力損失が小さくなる。
び補助回路７に基づいて、第１の実施形態と同一の効果
が得られる他に、更に、補助充電回路３０に基づいて次
の効果が得られる。 （１） 平滑用コンデンサＣ1 が、整流回路４と主イン
ダクタＬ1 と逆流阻止用ダイオードＤ5 と１次巻線Ｎ1
の第１の部分Ｎ1aとから成る主充電回路で充電されるの
みでなく、補助充電回路３０によっても充電される。こ
のため、もし、平滑用コンデンサＣ1 を図１の回路で同
一の電圧値に充電すると仮定すれば、図１の回路に比べ
て、図１０の回路では主インダクタＬ1 に流れる電流Ｉ
L1を小さくすることができ、主インダクタＬ1 の小型化
が可能であるのみでなく、ここでの電力損失の低減が可
能になり、スイッチング電源装置の効率を高くすること
ができる。即ち、要求された入力電流波形改善及び力率
改善を達成できる範囲内において主インダクタＬ1 の電
流ＩL1を小さく設定し、ここでの電力損失の低減を図る
ことができる。補助充電回路３０も電力損失を有する
が、補助充電回路３０には平滑用コンデンサＣ1 の充電
電流が流れるのみであり、さほど大きな電流が流れない
ので、補助充電回路３０の電力損失はさほど大きくなら
ない。従って、図１０の回路は効率及び小型化の点で従
来回路よりも優れている。 （２） 図１０の回路において、もし、主インダクタＬ
1 を流れる平滑用コンデンサＣ1 を充電するための電流
が図１の回路と同一に設定されていると仮定すると、図
１０の平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は、補助充電回
路３０による充電の分だけ図１の回路のそれよりも高く
なる。平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が高くなると、
整流出力電圧Ｖ4 のピーク値又はこの近傍で平滑用コン
デンサＣ1 に流れ込む電流のピークを抑制することがで
き、入力電流の高調波成分が低減する。 （３） 第２の充電用補助ダイオードＤ7 は補助充電回
路３０側から主インダクタＬ1 側への電流の逆流を阻止
する。このため主インダクタＬ1 の電流ＩL1が低減さ
れ、ここでの電力損失が小さくなる。
【００６１】
【第６の実施形態】図１３に示す第６の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、主インダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1
との接続関係を変えた他は図１０と同一に構成されてい
る。即ち、図１３の回路では、主インダクタＬ1 が逆流
阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ1 と主スイッ
チＱ1 との相互接続点に接続されている。図１３の回路
における主インダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との関係は図
６の回路におけるこれ等の関係と同一であるので、図１
３の第６の実施形態は、図１０の第５の実施形態の効果
と、図６の第２の実施形態の効果との両方を有する。
ッチング電源装置は、主インダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1
との接続関係を変えた他は図１０と同一に構成されてい
る。即ち、図１３の回路では、主インダクタＬ1 が逆流
阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ1 と主スイッ
チＱ1 との相互接続点に接続されている。図１３の回路
における主インダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との関係は図
６の回路におけるこれ等の関係と同一であるので、図１
３の第６の実施形態は、図１０の第５の実施形態の効果
と、図６の第２の実施形態の効果との両方を有する。
【００６２】
【第７の実施形態】図１４に示す第７の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図１０の回路における補助充電回
路３０を補助充電回路３０ａに変形し、この他は図１０
と同一に構成したものである。図１４の補助充電回路３
０ａでは、第１の充電用補助ダイオードＤ6 が補助イン
ダクタＬ2 と充電用補助巻線Ｎ5 との間に接続され、充
電用補助コンデンサＣ2 が補助インダクタＬ2 と平滑用
コンデンサＣ1 との間に接続されている。図１４の補助
充電回路３０ａは、第１の充電用補助ダイオードＤ6と
充電用補助コンデンサＣ2 との接続位置を変えた他は、
図１０の補助充電回路３０と同一に形成されている。
ッチング電源装置は、図１０の回路における補助充電回
路３０を補助充電回路３０ａに変形し、この他は図１０
と同一に構成したものである。図１４の補助充電回路３
０ａでは、第１の充電用補助ダイオードＤ6 が補助イン
ダクタＬ2 と充電用補助巻線Ｎ5 との間に接続され、充
電用補助コンデンサＣ2 が補助インダクタＬ2 と平滑用
コンデンサＣ1 との間に接続されている。図１４の補助
充電回路３０ａは、第１の充電用補助ダイオードＤ6と
充電用補助コンデンサＣ2 との接続位置を変えた他は、
図１０の補助充電回路３０と同一に形成されている。
【００６３】図１４のスイッチング電源装置の補助充電
回路３０ａ以外の部分の動作は、図１０のスイッチング
電源装置と実質的に同一である。従って、図１４の回路
における力率改善及び波形改善に関する動作の説明を省
略する。
回路３０ａ以外の部分の動作は、図１０のスイッチング
電源装置と実質的に同一である。従って、図１４の回路
における力率改善及び波形改善に関する動作の説明を省
略する。
【００６４】図１４のスイッチング電源装置において、
主スイッチＱ1 のオン期間に充電用補助巻線Ｎ5 に発生
する電圧は第１の充電用補助ダイオードＤ6 を逆バイア
スする方向を有する。従って、主スイッチＱ1 のオン期
間には充電用補助コンデンサＣ2 を充電する電流が第１
の充電用補助ダイオードＤ6 を流れない。主スイッチＱ
1 のオフ期間には、第１の充電用補助ダイオードＤ6 を
順バイアスする方向の電圧が充電用補助巻線Ｎ5 に得ら
れるので、充電用補助巻線Ｎ5 と充電用補助コンデンサ
Ｃ2 と第１の充電用補助ダイオードＤ6 との閉回路が形
成され、充電用補助コンデンサＣ2 の充電電流が流れ
る。
主スイッチＱ1 のオン期間に充電用補助巻線Ｎ5 に発生
する電圧は第１の充電用補助ダイオードＤ6 を逆バイア
スする方向を有する。従って、主スイッチＱ1 のオン期
間には充電用補助コンデンサＣ2 を充電する電流が第１
の充電用補助ダイオードＤ6 を流れない。主スイッチＱ
1 のオフ期間には、第１の充電用補助ダイオードＤ6 を
順バイアスする方向の電圧が充電用補助巻線Ｎ5 に得ら
れるので、充電用補助巻線Ｎ5 と充電用補助コンデンサ
Ｃ2 と第１の充電用補助ダイオードＤ6 との閉回路が形
成され、充電用補助コンデンサＣ2 の充電電流が流れ
る。
【００６５】今、第２の充電用補助ダイオードＤ7 の電
圧降下を無視すると、補助インダクタＬ2 の入力側端子
と第２の整流出力導体４５との間の電圧は整流出力電圧
Ｖ4に一致し、補助インダクタＬ2 の出力側端子と第２
の整流出力導体４５との間の電圧は平滑用コンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1から補助コンデンサＣ2 の電圧Ｖc2を引き
算した値Ｖc1−Ｖc2に相当する。従って、補助インダク
タＬ2 の電圧ＶL2は、 ＶL2＝Ｖ4 −（Ｖc1−Ｖc2）＝Ｖ4 −Ｖc1＋Ｖc2 となる。補助インダクタＬ2 の電流ＩL2は、Ｖ4 −Ｖc1
＋Ｖc2に基づいて流れ、この電流ＩL2はＶ4 ＋Ｖc2がＶ
c1よりも高い時のみ流れる。平滑用コンデンサＣ1 は、
図１０の第５の実施形態と同様に主インダクタＬ1 を通
る電流ＩL1と補助インダクタＬ2 を通る電流ＩL2の両方
で充電され、平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は図１の
回路のこれよりも高くなる。従って、図１４の第７の実
施形態によっても図１０の第５の実施形態と同様な効果
を得ることができる。
圧降下を無視すると、補助インダクタＬ2 の入力側端子
と第２の整流出力導体４５との間の電圧は整流出力電圧
Ｖ4に一致し、補助インダクタＬ2 の出力側端子と第２
の整流出力導体４５との間の電圧は平滑用コンデンサＣ
1 の電圧Ｖc1から補助コンデンサＣ2 の電圧Ｖc2を引き
算した値Ｖc1−Ｖc2に相当する。従って、補助インダク
タＬ2 の電圧ＶL2は、 ＶL2＝Ｖ4 −（Ｖc1−Ｖc2）＝Ｖ4 −Ｖc1＋Ｖc2 となる。補助インダクタＬ2 の電流ＩL2は、Ｖ4 −Ｖc1
＋Ｖc2に基づいて流れ、この電流ＩL2はＶ4 ＋Ｖc2がＶ
c1よりも高い時のみ流れる。平滑用コンデンサＣ1 は、
図１０の第５の実施形態と同様に主インダクタＬ1 を通
る電流ＩL1と補助インダクタＬ2 を通る電流ＩL2の両方
で充電され、平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は図１の
回路のこれよりも高くなる。従って、図１４の第７の実
施形態によっても図１０の第５の実施形態と同様な効果
を得ることができる。
【００６６】
【第８の実施形態】図１５に示す第８の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図１４の第７の実施形態の主イン
ダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との接続関係を図１３の第６
の実施形態と同一に変形し、この他は図１４と同一に形
成したものである。即ち、図１５の第８の実施形態にお
いては、主インダクタＬ1 が逆流阻止用ダイオードＤ5
を介して１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点
に接続されている。従って、図１５の第８の実施形態
は、図１３の第６の実施形態及び図１４の第７の実施形
態と同様な効果を有する。
ッチング電源装置は、図１４の第７の実施形態の主イン
ダクタＬ1 と１次巻線Ｎ1 との接続関係を図１３の第６
の実施形態と同一に変形し、この他は図１４と同一に形
成したものである。即ち、図１５の第８の実施形態にお
いては、主インダクタＬ1 が逆流阻止用ダイオードＤ5
を介して１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点
に接続されている。従って、図１５の第８の実施形態
は、図１３の第６の実施形態及び図１４の第７の実施形
態と同様な効果を有する。
【００６７】
【第９の実施形態】図１６に示す第９の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図７の第３の実施形態の回路に図
１０の第５の実施形態の補助充電回路３０と逆流阻止用
ダイオードＤ5 と同一のものを付加し、この他は図７と
同一に形成したものである。図１６のトランス５ｄは、
図７のトランス５ａに充電用補助巻線Ｎ5 を付加したも
のに相当する。図１６の充電用補助巻線Ｎ5 は、図１０
の充電用補助巻線Ｎ5 と同様に１次巻線Ｎ1 及び２次巻
線Ｎ2 に電磁結合されている。図１６の補助充電回路３
０は図１０の補助充電回路３０と同一に形成され、同様
に動作する。従って、図１６の第９の実施形態は、図７
の第３の実施形態の効果と図１０の第５の実施形態の効
果との両方を有する。
ッチング電源装置は、図７の第３の実施形態の回路に図
１０の第５の実施形態の補助充電回路３０と逆流阻止用
ダイオードＤ5 と同一のものを付加し、この他は図７と
同一に形成したものである。図１６のトランス５ｄは、
図７のトランス５ａに充電用補助巻線Ｎ5 を付加したも
のに相当する。図１６の充電用補助巻線Ｎ5 は、図１０
の充電用補助巻線Ｎ5 と同様に１次巻線Ｎ1 及び２次巻
線Ｎ2 に電磁結合されている。図１６の補助充電回路３
０は図１０の補助充電回路３０と同一に形成され、同様
に動作する。従って、図１６の第９の実施形態は、図７
の第３の実施形態の効果と図１０の第５の実施形態の効
果との両方を有する。
【００６８】
【第１０の実施形態】図１７に示す第１０の実施形態の
スイッチング電源装置は、図１６の第９のスイッチング
電源装置の主インダクタＬ1 の接続箇所を変え、この他
は図１６の回路と同一に形成したものである。図１７に
おいては、主インダクタＬ1 が図１３の第６の実施形態
と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ
1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続されている。
図１７のトランス５ｅは、図１６のトランス５ｄからタ
ップ１０を取り除いたものに相当する。
スイッチング電源装置は、図１６の第９のスイッチング
電源装置の主インダクタＬ1 の接続箇所を変え、この他
は図１６の回路と同一に形成したものである。図１７に
おいては、主インダクタＬ1 が図１３の第６の実施形態
と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻線Ｎ
1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続されている。
図１７のトランス５ｅは、図１６のトランス５ｄからタ
ップ１０を取り除いたものに相当する。
【００６９】図１７の第１０の実施形態の回路は、主回
路及び補助回路７が図９の第４の実施形態と同一であ
り、補助充電回路３０が図１０の第５の実施形態と同一
であるので、第４の実施形態の効果と第５の実施形態の
効果との両方を有する。
路及び補助回路７が図９の第４の実施形態と同一であ
り、補助充電回路３０が図１０の第５の実施形態と同一
であるので、第４の実施形態の効果と第５の実施形態の
効果との両方を有する。
【００７０】
【第１１の実施形態】図１８に示す第１１の実施形態の
スイッチング電源装置は、図１６の第９の実施形態の補
助充電回路３０を補助充電回路３０ａに変形し、この他
は図１６と同一に形成したものである。図１８の補助充
電回路３０ａは、図１４の第７の実施形態の補助充電回
路３０ａと同一に形成され、同一に動作する。従って、
図１８の第１１の実施形態は、図１６の第９の実施形態
の効果と、図１４の第７の実施形態の効果との両方を有
する。
スイッチング電源装置は、図１６の第９の実施形態の補
助充電回路３０を補助充電回路３０ａに変形し、この他
は図１６と同一に形成したものである。図１８の補助充
電回路３０ａは、図１４の第７の実施形態の補助充電回
路３０ａと同一に形成され、同一に動作する。従って、
図１８の第１１の実施形態は、図１６の第９の実施形態
の効果と、図１４の第７の実施形態の効果との両方を有
する。
【００７１】
【第１２の実施形態】図１９の第１２の実施形態のスイ
ッチング電源装置は、図１８の実施形態の主インダクタ
Ｌ1 の接続箇所を変形し、この他は図１８と同一に形成
したものである。図１９の主インダクタＬ1 は図１７の
回路と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻
線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続されてい
る。従って、図１９のトランス５ｆの１次巻線Ｎ1 はタ
ップを有さない。
ッチング電源装置は、図１８の実施形態の主インダクタ
Ｌ1 の接続箇所を変形し、この他は図１８と同一に形成
したものである。図１９の主インダクタＬ1 は図１７の
回路と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 を介して１次巻
線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に接続されてい
る。従って、図１９のトランス５ｆの１次巻線Ｎ1 はタ
ップを有さない。
【００７２】図１９の第１２の実施形態は、図９の第４
の実施形態と同様な主回路及び補助回路７を有し、且つ
図１４の第７の実施形態と同様な補助充電回路３０ａを
有するので、第４の実施形態の効果と第７の実施形態の
効果との両方を有する。
の実施形態と同様な主回路及び補助回路７を有し、且つ
図１４の第７の実施形態と同様な補助充電回路３０ａを
有するので、第４の実施形態の効果と第７の実施形態の
効果との両方を有する。
【００７３】
【第１３の実施形態】図２０に示す第１３の実施形態の
スイッチング電源装置は、第７の実施形態を示す図１４
の補助充電回路３０ａを変形した補助充電回路３０ｂを
設け、この他は図１４と同一に形成したものである。図
２０の補助充電回路３０ｂは、図１４の補助充電回路３
０ａから充電用補助コンデンサＣ2 と補助インダクタＬ
2 と第１の充電用補助ダイオードＤ6 とを省いたものに
相当する。従って、図２０の補助充電回路３０ｂは充電
用補助巻線Ｎ5 と充電用補助ダイオードＤ7 とから成
る。充電用補助巻線Ｎ5 は補助ダイオードＤ7 を介して
補助整流出力導体４４と平滑用コンデンサＣ1 との間に
接続されており且つ漏れインダクタンスを有する。充電
用補助巻線Ｎ5 には主スイッチＱ1 のオフ期間に充電用
補助ダイオードＤ7を順方向バイアスする向きの電圧Ｖn
5が発生する。充電用補助ダイオードＤ7 の電流は、整
流出力電圧Ｖ4 と充電用補助巻線Ｎ5 の電圧Ｖn5との和
Ｖ4 ＋Ｖn5が平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1よりも高
くなった時にのみ流れ、これが平滑用コンデンサＣ1 の
充電に使用される。
スイッチング電源装置は、第７の実施形態を示す図１４
の補助充電回路３０ａを変形した補助充電回路３０ｂを
設け、この他は図１４と同一に形成したものである。図
２０の補助充電回路３０ｂは、図１４の補助充電回路３
０ａから充電用補助コンデンサＣ2 と補助インダクタＬ
2 と第１の充電用補助ダイオードＤ6 とを省いたものに
相当する。従って、図２０の補助充電回路３０ｂは充電
用補助巻線Ｎ5 と充電用補助ダイオードＤ7 とから成
る。充電用補助巻線Ｎ5 は補助ダイオードＤ7 を介して
補助整流出力導体４４と平滑用コンデンサＣ1 との間に
接続されており且つ漏れインダクタンスを有する。充電
用補助巻線Ｎ5 には主スイッチＱ1 のオフ期間に充電用
補助ダイオードＤ7を順方向バイアスする向きの電圧Ｖn
5が発生する。充電用補助ダイオードＤ7 の電流は、整
流出力電圧Ｖ4 と充電用補助巻線Ｎ5 の電圧Ｖn5との和
Ｖ4 ＋Ｖn5が平滑用コンデンサＣ1 の電圧Ｖc1よりも高
くなった時にのみ流れ、これが平滑用コンデンサＣ1 の
充電に使用される。
【００７４】図２０の第１３の実施形態は、図１４の補
助充電回路３０ａの補助インダクタＬ2 と補助コンデン
サＣ2 とによる平滑効果を得ることができない点を除い
て図１４の第７の実施形態と同一の効果を得ることがで
きる、また、図２０の第１３の実施形態によれば、補助
充電回路３０ｂの構成の簡略化及び小型化を図ることが
できる。
助充電回路３０ａの補助インダクタＬ2 と補助コンデン
サＣ2 とによる平滑効果を得ることができない点を除い
て図１４の第７の実施形態と同一の効果を得ることがで
きる、また、図２０の第１３の実施形態によれば、補助
充電回路３０ｂの構成の簡略化及び小型化を図ることが
できる。
【００７５】なお、図２０において図１３及び図１５の
回路と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 のカソードを１
次巻線Ｎ1 のタップ１０に接続せずに、１次巻線Ｎ1 と
主スイッチＱ1 の相互接続点に接続することができる。
また、図２０の補助回路７を、図７に示す第３の実施形
態の補助回路７ａに置き換えることができる。換言すれ
ば、図１０、図１３、図１４、図１５、図１６、図１
７、図１８及び図１９の補助充電回路３０又は３０ａ
を、図２０の補助充電回路３０ｂに置き換えることがで
きる。
回路と同様に逆流阻止用ダイオードＤ5 のカソードを１
次巻線Ｎ1 のタップ１０に接続せずに、１次巻線Ｎ1 と
主スイッチＱ1 の相互接続点に接続することができる。
また、図２０の補助回路７を、図７に示す第３の実施形
態の補助回路７ａに置き換えることができる。換言すれ
ば、図１０、図１３、図１４、図１５、図１６、図１
７、図１８及び図１９の補助充電回路３０又は３０ａ
を、図２０の補助充電回路３０ｂに置き換えることがで
きる。
【００７６】
【第１４の実施形態】図２１に示す第１４の実施形態の
スイッチング電源装置は、変形された整流回路４ａと変
形された補助充電回路３０ｃを設け、この他は図１０の
第５の実施形態と同一に形成したものである。
スイッチング電源装置は、変形された整流回路４ａと変
形された補助充電回路３０ｃを設け、この他は図１０の
第５の実施形態と同一に形成したものである。
【００７７】図２１の整流回路４ａは、図１０の整流回
路４と同様に第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 を有す
る他に第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12を有する。
第５のダイオードＤ11のアノードは第１の交流入力導体
４１に接続され、そのカソードは補助整流出力導体４４
に接続されている。第６のダイオードＤ12のアノードは
第２の交流入力導体４２に接続され、そのカソードは補
助整流出力導体４４に接続されている。従って、補助整
流出力導体４４には、第１及び第３のダイオードＤ1 、
Ｄ3 の整流出力が供給されず、この代りに第５及び第６
のダイオードＤ11、Ｄ12の整流出力が供給される。第５
及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12の電気的特性は第１及
び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の電気的特性と実質的に
同一である。従って、補助整流出力導体４４と第２の整
流出力導体４５との間の電圧は、第１の整流出力導体４
３と第２の整流出力導体４５との間の電圧Ｖ4 と実質的
に同一である。
路４と同様に第１〜第４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 を有す
る他に第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12を有する。
第５のダイオードＤ11のアノードは第１の交流入力導体
４１に接続され、そのカソードは補助整流出力導体４４
に接続されている。第６のダイオードＤ12のアノードは
第２の交流入力導体４２に接続され、そのカソードは補
助整流出力導体４４に接続されている。従って、補助整
流出力導体４４には、第１及び第３のダイオードＤ1 、
Ｄ3 の整流出力が供給されず、この代りに第５及び第６
のダイオードＤ11、Ｄ12の整流出力が供給される。第５
及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12の電気的特性は第１及
び第３のダイオードＤ1 、Ｄ3 の電気的特性と実質的に
同一である。従って、補助整流出力導体４４と第２の整
流出力導体４５との間の電圧は、第１の整流出力導体４
３と第２の整流出力導体４５との間の電圧Ｖ4 と実質的
に同一である。
【００７８】補助充電回路３０ｃは、図１０の補助充電
回路３０から第２の充電用補助ダイオードＤ7 を省いた
ものに相当する。整流回路４ａの第５及び第６のダイオ
ードＤ11、Ｄ12が逆流防止作用を有するので、第２の充
電用補助ダイオードＤ7 を省いても、補助充電回路３０
ｃは図１０の補助充電回路３０と同様に動作する。な
お、図２１の第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12は主
スイッチＱ1 のオン・オフによる補助インダクタＬ2 の
電流変化に応答することができる高周波ダイオードであ
る。もし、第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12が低周
波ダイオードの場合には、補助充電回路３０ｃに図１０
と同様に第２の充電用補助ダイオードＤ7を付加するこ
とが望ましい。
回路３０から第２の充電用補助ダイオードＤ7 を省いた
ものに相当する。整流回路４ａの第５及び第６のダイオ
ードＤ11、Ｄ12が逆流防止作用を有するので、第２の充
電用補助ダイオードＤ7 を省いても、補助充電回路３０
ｃは図１０の補助充電回路３０と同様に動作する。な
お、図２１の第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12は主
スイッチＱ1 のオン・オフによる補助インダクタＬ2 の
電流変化に応答することができる高周波ダイオードであ
る。もし、第５及び第６のダイオードＤ11、Ｄ12が低周
波ダイオードの場合には、補助充電回路３０ｃに図１０
と同様に第２の充電用補助ダイオードＤ7を付加するこ
とが望ましい。
【００７９】図２１の整流回路４ａ及び補助充電回路３
０ｃは図１０の整流回路４及び補助充電回路３０と実質
的に同一に動作するので、第１３の実施形態のスイッチ
ング電源装置は図１０の第５の実施形態と同様な効果を
有する。なお、図１３、図１４、図１５、図１６、図１
７、図１８、図１９及び図２０の整流回路４の代りに図
２１の整流回路４ａを使用することができる。
０ｃは図１０の整流回路４及び補助充電回路３０と実質
的に同一に動作するので、第１３の実施形態のスイッチ
ング電源装置は図１０の第５の実施形態と同様な効果を
有する。なお、図１３、図１４、図１５、図１６、図１
７、図１８、図１９及び図２０の整流回路４の代りに図
２１の整流回路４ａを使用することができる。
【００８０】
【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図１０、図１３、図１４、図１５、図１６、図
１７、図１８及び図１９の実施形態の第２の充電用補助
ダイオードＤ7 を省くことができる。第２の充電用補助
ダイオードＤ7 を省いた場合には、図１１のｔ0 〜ｔ1
期間、ｔ6 〜ｔ8 期間、ｔ9 〜ｔ10期間にも図１１
（Ｄ）の交流入力電流Ｉacが流れる。 （２） 各実施形態において、第１の整流出力導体４３
と第２の整流出力導体４５との間にバイパス用コンデン
サを接続することができる。このバイパス用コンデンサ
は平滑用コンデンサＣ1 よりも十分に小さい容量の高周
波コンデンサとする。これにより、例えば、図１の回路
において、主スイッチＱ1 のオフ期間に、主インダクタ
Ｌ1 と逆流阻止用ダイオードＤ5 と１次巻線Ｎ1 の第１
の部分Ｎ1aと平滑用コンデンサＣ1 と整流回路４との経
路に流れる電流を、整流回路４を通さないでバイパス用
コンデンサを通して流すことができる。この結果、整流
回路４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 で発生するノイズを低減
することができる。 （３） トランス５〜５ｅに２次巻線Ｎ2 を設ける代り
に周知の単巻トランス構成にすることができる。また、
１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に整流平
滑回路を接続し、昇圧型スイッチング電源装置を構成す
ることができる。 （４） 逆流阻止用ダイオードＤ5 を第１の整流出力導
体４３と主インダクタＬ1 との間に移すことができる。
また逆流が問題にならない場合には逆流阻止用ダイオー
ドＤ5 を省くことができる。 （５） 主スイッチＱ1 をＦＥＴ以外のトランジスタ、
ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等の
半導体スイッチとすることができる。 （６） 主スイッチＱ1 のオン期間に２次側のダイオー
ドＤo が導通するフォワード型のスイッチング電源装置
にも本発明を適用することができる。 （７） 図１、図６、図１０、図１３、図１４、図１
５、図２０、及び図２１において点線で示すように、補
助コンデンサＣaの上端を１次巻線Ｎ１のタップ１０に
接続する代りに、補助コンデンサＣaの上端を１次巻線
Ｎ１と主スイッチＱ1との相互接続点１０ａに接続する
ことができる。
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図１０、図１３、図１４、図１５、図１６、図
１７、図１８及び図１９の実施形態の第２の充電用補助
ダイオードＤ7 を省くことができる。第２の充電用補助
ダイオードＤ7 を省いた場合には、図１１のｔ0 〜ｔ1
期間、ｔ6 〜ｔ8 期間、ｔ9 〜ｔ10期間にも図１１
（Ｄ）の交流入力電流Ｉacが流れる。 （２） 各実施形態において、第１の整流出力導体４３
と第２の整流出力導体４５との間にバイパス用コンデン
サを接続することができる。このバイパス用コンデンサ
は平滑用コンデンサＣ1 よりも十分に小さい容量の高周
波コンデンサとする。これにより、例えば、図１の回路
において、主スイッチＱ1 のオフ期間に、主インダクタ
Ｌ1 と逆流阻止用ダイオードＤ5 と１次巻線Ｎ1 の第１
の部分Ｎ1aと平滑用コンデンサＣ1 と整流回路４との経
路に流れる電流を、整流回路４を通さないでバイパス用
コンデンサを通して流すことができる。この結果、整流
回路４のダイオードＤ1 〜Ｄ4 で発生するノイズを低減
することができる。 （３） トランス５〜５ｅに２次巻線Ｎ2 を設ける代り
に周知の単巻トランス構成にすることができる。また、
１次巻線Ｎ1 と主スイッチＱ1 との相互接続点に整流平
滑回路を接続し、昇圧型スイッチング電源装置を構成す
ることができる。 （４） 逆流阻止用ダイオードＤ5 を第１の整流出力導
体４３と主インダクタＬ1 との間に移すことができる。
また逆流が問題にならない場合には逆流阻止用ダイオー
ドＤ5 を省くことができる。 （５） 主スイッチＱ1 をＦＥＴ以外のトランジスタ、
ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等の
半導体スイッチとすることができる。 （６） 主スイッチＱ1 のオン期間に２次側のダイオー
ドＤo が導通するフォワード型のスイッチング電源装置
にも本発明を適用することができる。 （７） 図１、図６、図１０、図１３、図１４、図１
５、図２０、及び図２１において点線で示すように、補
助コンデンサＣaの上端を１次巻線Ｎ１のタップ１０に
接続する代りに、補助コンデンサＣaの上端を１次巻線
Ｎ１と主スイッチＱ1との相互接続点１０ａに接続する
ことができる。
【図１】本発明に従う第１の実施形態のスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図２】図１の制御回路を詳しく示すブロック図であ
る。
る。
【図３】図１の各部の電圧及び電流を概略的に示す波形
図である。
図である。
【図４】図１の各部の電圧及び電流を概略的に示す波形
図である。
図である。
【図５】図２の各部の状態を示す波形図である。
【図６】第２の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図７】第３の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図８】図７の各部の状態を示す波形図である。
【図９】第４の実施形態のスイッチング電源装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図１０】第５の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１１】図１０の各部の状態を示す波形図である。
【図１２】図１０の各部の状態を示す波形図である。
【図１３】第６の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１４】第７の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１５】第８の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１６】第９の実施形態のスイッチング電源装置を示
す回路図である。
す回路図である。
【図１７】第１０の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図１８】第１１の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図１９】第１２の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２０】第１３の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２１】第１４の実施形態のスイッチング電源装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
５〜５ｅ トランス
７、７ａ 補助回路
Ｎ1 、Ｎ2 １次及び２次巻線
Ｎ3 、Ｎ4 補助巻線
Ｎ5 充電用補助巻線
Ｑ1 主スイッチ
Ｃ1 平滑用コンデンサ
Ｌ1 、Ｌ2 主及び補助インダクタ
Ｃa 、Ｃ2 補助コンデンサ
Ｄa 、Ｄb 、Ｄ6 、Ｄ7 補助ダイオード
Claims (13)
- 【請求項１】 交流電源から供給された交流電圧を直流
電圧に変換するためのスイッチング電源装置であって、 交流電圧を供給するための第１及び第２の交流入力端子
（１、２）と、 前記第１及び第２の交流入力端子（１、２）に接続され
且つ第１及び第２の整流出力導体（４３、４５）を有し
ている整流回路（４又は４ａ）と、 主巻線（Ｎ1 ）と前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合された
補助巻線（Ｎ3 ）とを有するトランス（５又は５ａ又は
５ｂ又は５ｃ又は５ｄ又は５ｅ）と、 前記主巻線（Ｎ1 ）の一端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）
と、 その一端が前記第１の整流出力導体（４３）に接続さ
れ、その他端が少なくとも前記主巻線（Ｎ1 ）の一部を
介して前記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）に接続されたイン
ダクタ（Ｌ1 ）と、 前記主巻線（Ｎ1 ）の他端と前記第２の整流出力導体
（４５）との間に接続された主スイッチ（Ｑ1 ）と、 前記主スイッチ（Ｑ1 ）に並列に接続されたコンデンサ
又は寄生容量から成るソフトスイッチング用キャパシタ
ンス手段（Ｃq1）と、 直流出力電圧を得るために前記トランス（５又は５ａ又
は５ｂ又は５ｃ又は５ｄ又は５ｅ）に接続された整流平
滑回路（６）と、 前記補助巻線（Ｎ3 ）に直列に接続された補助スイッチ
（Ｑ2 ）と、 前記ソフトスイッチング用キャパシタンス手段（Ｃq1）
の放電を可能にするための電圧を前記主巻線（Ｎ1 ）に
発生させることが可能な電流を前記補助巻線（Ｎ3 ）に
供給するための電流供給手段（Ｃa 、又はＣa 、Ｎ4 、
Ｄb ）と、 前記主スイッチ（Ｑ1 ）及び前記補助スイッチ（Ｑ2 ）
に接続され、且つ前記交流入力端子（１、２）に印加さ
れる交流電圧の周波数よりも高い繰返し周波数で前記主
スイッチ（Ｑ1 ）をオン・オフ制御する第１の機能、及
び前記主スイッチ（Ｑ1 ）のターンオン時に前記主スイ
ッチ（Ｑ1 ）をソフトスイッチングさせるために前記主
スイッチ（Ｑ1 ）のオン制御の開始時点（ｔ2 ）よりも
前の時点（ｔ1 ）で前記補助スイッチ（Ｑ2 ）のオン制
御を開始し、前記主スイッチ（Ｑ1 ）のオン終了時点
（ｔ5 ) 又はこのオン終了時点（ｔ5 ）よりも前の時点
（ｔ4〜ｔ5 ）で前記補助スイッチ（Ｑ2 ）のオン制御
を終了させる第２の機能とを有している制御回路（８）
とを備えたスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記主巻線（Ｎ1 ）はタップ（１０）を
有し、 前記電流供給手段は、前記主巻線（Ｎ1 ）の前記タップ
（１０）と前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ
（Ｑ2 ）との直列回路の一端との間に接続された補助コ
ンデンサ（Ｃa ）と、前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助
スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路に対して逆方向並列に接
続された補助ダイオード（Ｄb ）とから成り、 前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2 ）との
直列回路の他端が前記第２の整流出力導体（４５）に接
続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項３】 前記電流供給手段は、前記主巻線（Ｎ1
）と前記主スイッチ（Ｑ1 ）の相互接続点（１０ａ）
と前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2 ）と
の直列回路の一端との間に接続された補助コンデンサ
（Ｃa ）と、前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ
（Ｑ2 ）との直列回路に対して逆方向並列に接続された
補助ダイオード（Ｄb ）とから成り、 前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ（Ｑ2 ）との
直列回路の他端が前記第２の整流出力導体（４５）に接
続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項４】 更に、逆流を阻止するために前記補助巻
線（Ｎ3 ）及び前記補助スイッチ（Ｑ2 ）に対してそれ
ぞれ直列に接続された補助ダイオード（Ｄa）を有して
いることを特徴とする請求項２又は３記載のスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項５】 前記電流供給手段は、 前記主巻線に電磁結合され且つ前記補助巻線（Ｎ3 ）と
前記補助スイッチ（Ｑ2 ）との直列回路に対して直列に
接続された別の補助巻線（Ｎ4 ）と、 前記別の補助巻線（Ｎ4 ）の電圧を整流するための整流
素子（Ｄｂ）と、 前記整流素子（Ｄｂ）を介して前記別の補助巻線（Ｎ4
）に対して並列に接続され且つ前記別の補助巻線（Ｎ4
）を介して前記補助巻線（Ｎ3 ）と前記補助スイッチ
（Ｑ2 ）との直列回路に対して並列に接続された補助コ
ンデンサ（Ｃa ）とを有していることを特徴とする請求
項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項６】 更に、前記整流回路（４又は４ａ）から
前記第１の整流出力導体（４３）と実質的に同一の整流
電圧を出力するための補助整流出力導体（４４）と、 前記平滑用コンデンサ（Ｃ1 ）を充電するための電圧を
得るために前記主巻線（Ｎ1 ）に電磁結合され且つ前記
補助整流出力導体（４４）と前記平滑用コンデンサ（Ｃ
1 ）の一端との間に接続された充電用補助巻線（Ｎ5 ）
とを有していることを特徴とする請求項１記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項７】 更に、 前記補助整流出力導体（４４）にその一端が接続された
補助インダクタ（Ｌ2）と、 前記補助インダクタ（Ｌ2 ）の他端と前記充電用補助巻
線（Ｎ5 ）との間に接続された充電用補助コンデンサ
（Ｃ2 ）と、 前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）と前記充電用補助コンデン
サ（Ｃ2 ）との直列回路に対して並列に接続された充電
用補助ダイオード（Ｄ6 ）とを有していることを特徴と
する請求項６記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項８】 更に、 前記補助整流出力導体（４４）にその一端が接続された
補助インダクタ（Ｌ2）と、 前記補助インダクタ（Ｌ2 ）の他端と前記充電用補助巻
線（Ｎ5 ）との間に接続された充電用補助ダイオード
（Ｄ6 ）と、 前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）と前記充電用補助ダイオー
ド（Ｄ6 ）との直列回路に対して並列に接続された充電
用補助コンデンサ（Ｃ2 ）とを有していることを特徴と
する請求項６記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項９】 更に、前記補助整流出力導体（４４）と
前記充電用補助巻線（Ｎ5 ）との間に接続された逆流阻
止用補助ダイオード（Ｄ7 ）を有していることを特徴と
する請求項６記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項１０】 更に、前記補助インダクタ（Ｌ2 ）に
直列に接続された逆流阻止用ダイオード（Ｄ7 ）を有し
ていることを特徴とする請求項７又は８記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項１１】 更に、前記インダクタ（Ｌ1 ）に対し
て直列に接続された逆流阻止用ダイオード（Ｄ5 ）を有
していることを特徴とする請求項６記載のスイッチング
電源装置。 - 【請求項１２】 前記整流回路（４）は、 その第１の電極が前記第１の交流入力端子（１）に接続
され、その第２の電極が前記第１の整流出力導体（４
３）及び補助整流出力導体（４４）にそれぞれ接続され
た第１のダイオード（Ｄ1 ）と、 その第１の電極が前記第２の整流出力導体（４５）に接
続され、その第２の電極が前記第１の交流入力端子
（１）に接続された第２のダイオード（Ｄ2 ）と、 その第１の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続
され、その第２の電極が前記第１の整流出力導体（４
３）及び前記補助整流出力導体（４４）にそれぞれ接続
された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、 その第１の電極が前記第２の整流出力導体（４５）に接
続され、その第２の電極が前記第２の交流入力端子
（２）に接続された第４のダイオード（Ｄ4 ）とを有し
ていることを特徴とする請求項６記載のスイッチング電
源装置。 - 【請求項１３】 前記整流回路（４）は、 その第１の電極が前記第１の交流入力端子（１）に接続
され、その第２の電極が前記第１の整流出力導体（４
３）に接続された第１のダイオード（Ｄ1 ）と、 その第１の電極が前記第２の整流出力導体（４５）に接
続され、その第２の電極が前記第１の交流入力端子
（１）に接続された第２のダイオード（Ｄ2 ）と、 その第１の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続
され、そ第２の電極が前記第１の整流出力導体（４３）
に接続された第３のダイオード（Ｄ3 ）と、 その第１の電極が前記第２の整流出力導体（４５）に接
続され、その第２の電極が前記第２の交流入力端子
（２）に接続された第４のダイオード（Ｄ4 ）とその第
１の電極が前記第１の交流入力端子（１）に接続され、
その第２の電極が前記補助整流出力導体（４４）に接続
された第５のダイオード（Ｄ11）と、 その第１の電極が前記第２の交流入力端子（２）に接続
され、その第２の電極が前記補助整流出力導体（４４）
に接続された第６のダイオード（Ｄ12）とを有している
ことを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装
置。
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