JPH0591358A

JPH0591358A - スイツチ駆動回路

Info

Publication number: JPH0591358A
Application number: JP27653191A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Suzuki; 仁鈴木; Masami Matsugaseko; 雅己松ケ迫; Toshiyuki Ogura; 敏之小倉
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1991-09-27
Filing date: 1991-09-27
Publication date: 1993-04-09

Abstract

(57)【要約】【目的】ズーミング補正に伴ってピン歪の補正量が変
化するのを防止する。【構成】波形整形回路１２０で水平偏向周期に対応し
たフライバックパルスを波形整形する。微分回路１２１
で水平駆動パルスを微分する。波形整形回路１２０と微
分回路１２１の出力から、充放電制御信号生成回路１２
２（比較器９１）で充放電制御信号を生成する。この充
放電制御信号で充放電回路１２３の充放電を制御する。
充放電回路１２３で生成された鋸歯状波はクランプ回路
１２７でクランプされた後、台形鋸歯状波信号生成回路
１２８に供給される。この台形鋸歯状波信号は傾き調整
回路１２９でＡＢＬ電圧に対応してその傾きが調整され
た後、比較回路１２４に入力され、垂直偏向周期で変化
する基準信号レベルと比較され、スイッチ駆動信号とし
てのＰＷＭ信号が生成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばテレビジョン受
像機、モニタ装置などにおける偏向電流発生回路のスイ
ッチング素子を駆動する場合に用いて好適なスイッチ駆
動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２０は、テレビジョン受像機における
水平偏向回路とその近傍の回路の従来の構成例を示して
いる。水平偏向回路１には、電源３がフライバックトラ
ンス２の１次コイル２ａを介して接続されている。トラ
ンス２の２次巻線２ｂには、ダイオード４とコンデンサ
５よりなる整流平滑回路が接続されている。水平偏向回
路１が出力する水平偏向電流は、画面６ａを有するＣＲ
Ｔ６の偏向ヨーク７に供給されるようになされている。

【０００３】図２１は、水平偏向回路１の内部の構成を
示している。この例においては、水平偏向回路１は、Ｎ
ＰＮトランジスタ２２と、ダイオード２３と、コンデン
サ２４よりなる並列回路に、偏向ヨーク７とコンデンサ
２５の直列回路が並列に接続された構成となされてい
る。またこの例においては、トランス２に２次コイル２
ｃが設けられ、その出力がダイオード２１により整流さ
れて出力されるようになされている。

【０００４】次に、その動作について説明する。電源３
より出力された直流電圧がトランス２の１次コイル２ａ
を介してＮＰＮトランジスタ２２のコレクタに供給され
ている。このＮＰＮトランジスタ２２は、そのベースに
水平偏向周期に対応する信号が供給されてオンオフされ
る。その結果、ＮＰＮトランジスタ２２のコレクタに
は、図２２（ｂ）に示すようなフライバックパルス（リ
トレースパルス）Ｖｃｐが発生される。

【０００５】コンデンサ２４と２５および偏向ヨーク７
は共振回路を構成しており、ＮＰＮトランジスタ２２の
スイッチング動作に対応して共振動作する。これによ
り、偏向ヨーク７には図２２（ａ）に示すように、トレ
ース区間において直線的に増加し、リトレース区間にお
いて直線的に減少する、所謂鋸歯状波の偏向電流Ｉ₇が
流れる。これにより、ＣＲＴ６の画面６ａ上において電
子ビームが水平方向に走査（偏向）されることになる。

【０００６】また、フライバックパルス電圧Ｖｃｐは、
フライバックトランス２の２次コイル２ｃにより昇圧さ
れ、ダイオード２１により整流されて高電圧Ｈｖが発生
される。この高電圧ＨｖはＣＲＴ６のアノードに供給さ
れる。また、２次コイル２ｂより出力された電圧がダイ
オード４により整流され、コンデンサ５により平滑され
て直流電圧Ｖｃとされる。この電圧Ｖｃは、ＣＲＴ６の
フォーカス電圧、ヒーター電圧などとして用いられる。

【０００７】ところで、図２３（ｂ）に示すように、電
子銃６ｂから画面６ａまでの距離は、画面６ａの中央に
おいて最も短く、画面６ａの上端部あるいは下端部にお
いて最も長くなる。その結果、図２３（ａ）に示すよう
に、いわゆる水平ピン（ＰＩＮ）が発生する。この水平
ピンをそのままにしておくと、表示画像が歪むことにな
る。そこで、通常、水平偏向回路にはこの水平ピンを補
正する回路が付加されている。

【０００８】図２４は、特公昭５７−３９１０２号公報
に開示されている水平偏向回路の原理を示している。即
ち、この例においては、電源３１より出力された直流電
圧がコイル３２を介して、スイッチ３３、コンデンサ２
４および水平偏向コイル７とコンデンサ２５よりなる直
列回路からなる並列回路に供給されている。電源３１と
コイル３２は、図２１における電源３とフライバックト
ランス２の１次巻線２ａに対応している。また、スイッ
チ３３はＮＰＮトランジスタ２２とダイオード２３より
なる並列回路に対応している。

【０００９】この例においては、このスイッチ３３、コ
ンデンサ２４、水平偏向コイル７とコンデンサ２５の直
列回路よりなる並列回路（第１の並列回路）に、スイッ
チ３４、コンデンサ３５、およびコイル３６とコンデン
サ３７よりなる直列回路の並列回路（第２の並列回路）
が接続されている。そして、この第２の並列回路にコイ
ル３８と電源３９よりなる直列回路が並列に接続されて
いる。

【００１０】即ち、この水平偏向回路は、第１の並列回
路に、それと同様に構成された第２の並列回路が接続さ
れた構成となされている。

【００１１】水平ピンを補正するには、図２５（ａ）に
示すように、垂直偏向周期に対応して、水平偏向コイル
７に印加されるリトレースパルス（コンデンサ２４の端
子電圧Ｖ₂₄）を、その略中央部（画面上においても中央
部）におけるレベルがその左右端部（画面上における上
下の端部）のレベルに較べて大きくなるように調整する
必要がある。この電圧Ｖ₂₄とコンデンサ３５の端子電圧
Ｖ₃₅を加算したリトレースパルスのレベルは、電源３１
とリトレースパルスの幅により規定されているので、図
２５（ｃ）に示すように、一定となる。そこで、電圧Ｖ
₃₅の値を、図２５（ｂ）に示すように、垂直偏向周期に
対応してその中央部（画面上の中央部）において値が小
さくなり、左右端部（画面上の上下端部）において大き
くなるように変化させることにより、端子電圧Ｖ₂₄を、
その略中央部（画面上においても中央部）におけるレベ
ルがその左右端部（画面上における上下の端部）のレベ
ルに較べて大きくなるように調整することができる。

【００１２】そこでこの例においては、スイッチ３４を
スイッチ３３と同一のタイミングでスイッチングさせる
ことにより、コンデンサ３５とコイル３８の接続点にリ
トレースパルスを発生させるとともに、電源３９より出
力される電圧を図２５（ｂ）に示すように、垂直偏向周
期に対応してその中央部（画面上の中央部）において値
が小さくなり、左右端部（画面上の上下端部）において
大きくなるように変化させる。その結果、電圧Ｖ₂₄が、
図２５（ａ）に示すように、その略中央部（画面上にお
いても中央部）におけるレベルがその左右端部（画面上
における上下の端部）のレベルに較べて大きくなるよう
に変化し、水平ピンが補正されることになる。

【００１３】この他、水平ピンを補正する方式として、
電源変調方式とＰＣＴ方式が知られている。電源変調方
式は、例えば図２１において、電源３の電圧を垂直偏向
周期で変調するものである。また、ＰＣＴ方式は、図２
１において、水平偏向コイル７に直列にトランスの２次
巻線を接続し、その１次巻線に垂直偏向電流を流すもの
である。

【００１４】しかしながら、これらのいずれの方式も、
電圧Ｖｃｐが垂直偏向周期で変調を受けるので、トラン
ス２より取り出す各種の電圧も垂直偏向周期で変調を受
けることとなり、水平偏向回路と高圧発生回路を別個に
設けた、いわゆるセパレートタイプの回路においては応
用が可能であるが、両者を一体とした、いわゆるコンベ
ンショナルタイプの回路には用いることができない課題
を有している。その点、図２４に示す方式は、コイル３
２をトランスの１次巻線として構成した場合において
も、その２次巻線より取り出す各種の電圧が垂直偏向周
期で変調を受けることがなく、セパレートタイプはもと
より、コンベンショナルタイプの水平偏向回路にも用い
ることができる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら図２４に
示す構成の回路は、スイッチ３４、コンデンサ３５、並
びにコイル３６とコンデンサ３７の直列回路よりなる第
２の並列回路に電流を供給する他、コイル３８と電源３
９の直列回路にも電流を供給する必要があるため、消費
電力が大きくなる課題があった。

【００１６】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、偏向電流発生回路において消費電力をより
少なくすることができるように、そのスイッチング素子
を駆動して偏向電流を発生させる場合において、ピン歪
の補正量が変化するのを防止するものである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチ駆動回
路は、水平偏向周期と垂直偏向周期に対応してスイッチ
ングするスイッチング素子を駆動するスイッチ駆動回路
において、水平偏向周期に対応したフライバックパルス
を波形整形する波形整形回路１２０と、水平偏向周期に
対応した水平駆動パルスを微分する微分回路１２１と、
波形整形回路１２０と微分回路１２１の出力より充放電
制御信号を生成する充放電制御信号生成回路１２２と、
充放電制御信号に対応して充放電する充放電回路１２３
と、充放電回路の出力を所定のレベルにクランプするク
ランプ回路１２７と、クランプ回路１２７の出力から台
形鋸歯状波信号を生成する台形鋸歯状波信号生成回路１
２８と、台形鋸歯状波信号生成回路１２８により生成さ
れる台形鋸歯状波信号の傾きを負荷変動に対応して調整
する傾き調整回路１２９と、傾き調整回路１２９により
傾きが調整された台形鋸歯状波信号と垂直偏向周期に対
応した基準レベルとを比較する比較回路１２４とを備え
ることを特徴とする。

【００１８】

【作用】上記構成のスイッチ駆動回路においては、波形
整形回路１２０によりフライバックパルスが波形整形さ
れ、微分回路１２１により水平駆動パルスが微分され
る。充放電制御信号生成回路１２２は波形整形回路１２
０と微分回路１２１の出力から充放電制御信号を生成
し、充放電回路１２３の充放電動作を制御する。充放電
回路１２３の出力はクランプ回路１２７により所定のレ
ベルにクランプされる。台形鋸歯状波信号生成回路１２
８はクランプ回路１２７の出力から台形鋸歯状波信号を
生成する。この台形鋸歯状波信号はその傾きが負荷変動
に対応して傾き調整回路１２９により調整された後、比
較回路１２４に入力され、基準レベルと比較される。フ
ライバックパルスは水平偏向周期に対応しており、基準
レベルは垂直偏向周期に対応している。従って、ズーミ
ング補正により垂直偏向周期でピン補正量が変動するよ
うなことが防止される。

【００１９】

【実施例】図１１は、本発明のスイッチ駆動回路を適用
する偏向電流発生回路の一実施例の構成を示す回路図で
あり、図２０、図２１および図２４における場合と対応
する部分には同一の符号を付してある。この実施例にお
いては、スイッチ３３、コンデンサ２４、水平偏向コイ
ル７とコンデンサ２５の直列回路よりなる並列回路に、
スイッチ７３とコンデンサ７４の並列回路が直列に接続
されている。スイッチ３３は、制御回路７１により水平
偏向周期に対応してスイッチング制御されるようになさ
れており、スイッチ７３は制御回路７２により水平偏向
周期および垂直偏向周期に対応してスイッチング制御さ
れるようになされている。

【００２０】次に、図１２のタイミングチャートを参照
してその動作を説明する。スイッチ３３は制御回路７１
に制御され、水平偏向のトレース区間の間オンされ、リ
トレース区間の間オフされる（図１２（ｂ））。コイル
３２を流れる鋸歯状波の電流Ｉ₃₂（図１２（ａ））は、
スイッチ３３がオンしているときスイッチ３３を流れ、
スイッチ３３がオフしているときコンデンサ２４を流れ
る。スイッチ７３は制御回路７２に制御され、スイッチ
３３がオフしているリトレース区間内において所定の時
間オフされる（図１２（ｅ））。電流Ｉ₃₂はスイッチ３
３と７３がオンしているとき、このスイッチ３３と７３
を流れ、スイッチ３３と７３が共にオフしている場合に
おいては、コンデンサ２４と７４を流れる。そして、ス
イッチ３３がオフし、スイッチ７３がオンしている場合
においては、コンデンサ２４とスイッチ７３を流れるこ
とになる。スイッチ３３がオフしている場合において、
水平偏向コイル７、コンデンサ２５および２４からなる
共振回路に鋸歯状波の電流Ｉ₇が流れる。

【００２１】コンデンサ２４の容量は、コンデンサ７４
の容量より小さい値に設定されている。従って、リトレ
ース期間の長さ（時間）Ｔｒは実質的にコンデンサ２４
と２５の容量、および水平偏向コイル７のインダクタン
スにより定まり、コンデンサ７４を接続したとしても、
接続しない場合とほとんど同一の時間となる。コイル３
２と水平偏向コイル７の接続点と接地電位との間の電圧
Ｖｃｐは次式で求められることが知られている。Ｖｃｐ＝Ｅ（１＋（π／２）（Ｔｔ／Ｔｒ））・・・・・（１）

【００２２】この電圧Ｖｃｐは、コンデンサ２４の端子
電圧Ｖ₂₄とコンデンサ７４の端子電圧Ｖ₇₄との和に等し
い。即ち、次式が成立する。Ｖｃｐ＝Ｖ₂₄＋Ｖ₇₄・・・・・（２）

【００２３】偏向のためのエネルギーは、コンデンサ７
４を接続しない場合、（１／２）Ｃ₂₄Ｖｃｐ² であったものが、図１１に示すようにコンデンサ７４を
接続した場合においては、（１／２）Ｃ₂₄Ｖ₂₄ ² となる。Ｖ₂₄はＶｃｐより小さいから、コンデンサ７４
を接続した場合においては、接続しない場合に較べ、偏
向電流Ｉ₇が減少する。そこで、スイッチ７３がオフし
ている期間（オンしている期間）を調整して電圧Ｖ₇₄を
調整すると、結果的に電圧Ｖ₂₄を調整し、さらに偏向電
流Ｉ₇を調整することができる。その結果、ラスタサイ
ズを調整することが可能となる。また、スイッチ７３の
オフする期間を垂直偏向周期で調整することにより、左
右ピンを補正することができる。

【００２４】このことを図１２を参照してさらに説明す
ると、スイッチ３３がオフであるリトース区間において
コンデンサ２４には電流Ｉ₃₂と電流Ｉ₇の合成電流Ｉ₂₄
（図１２（ｃ））が流れる。電流Ｉ₃₂とＩ₇はいずれも
鋸歯状波の電流であるため電流Ｉ₂₄は図１２（ｃ）に示
すようになる。例えば、スイッチ７３をスイッチ３３と
まったく同じタイミングでオン、オフすると、電流Ｉ
₃₂はスイッチ７３またはコンデンサ７４を介してグラウ
ンドに流れるので、電流Ｉ₇₄はスイッチ３３（または７
３）がオフの区間においてコンデンサ２４を流れる電流
と等しくなる。

【００２５】図１２（ｅ）に示すように、スイッチ７３
のオフのタイミングをスイッチ３３のオフのタイミング
（図１２（ｂ））より遅らせるようにすると、スイッチ
３３がオフでスイッチ７３がオンの区間においては電流
Ｉ₃₂はスイッチ７３を流れるが、スイッチ３３と７３が
共にオフの区間においてはコンデンサ２４と７４を流れ
る。従って、電流Ｉ₇₄は図１２（ｆ）において実線で示
す波形（電流Ｉ₃₂を切り出した波形）となる。即ち、ス
イッチ７３のオフのタイミングを調整することにより、
電流Ｉ₃₂を切り出す区間を変更、調整することができ、
電流Ｉ₇₄は電流Ｉ₃₂に対し、幅と高さが同じ割合で変化
する相似形の電流波形となる。従って、コンデンサ２４
と７４に発生する電圧Ｖ₂₄とＶ₇₄（図１２（ｄ）および
（ｇ））は、共振周波数が異なるが、ほぼ相似の電圧波
形となる。その結果、スイッチ７３のオフのタイミング
を垂直偏向周期に対応して調整するようにすると、コン
デンサ７４に流れる電流Ｉ₇₄、従って、そこに発生する
電圧Ｖ₇₄が変化し、結果的にコンデンサ２４に発生する
電圧Ｖ₂₄が変化する（図１２（ｄ）乃至（ｇ））。

【００２６】この場合、図２４に示したコイル３８と電
源３９が省略された構成とされているため、そこにコイ
ル３２からエネルギーを供給する必要がなくなり、その
分だけ消費されるエネルギーを少なくすることができ
る。

【００２７】図１３は、本発明のスイッチ駆動回路を適
用する偏向電流発生回路の第２の実施例の構成を示して
いる。この実施例においては、図１１の実施例における
スイッチ３３がＮＰＮトランジスタ２２とダイオード２
３の並列回路により構成され、スイッチ７３がＦＥＴ４
１とダイオード４２の並列回路により構成されている。
その他の構成は、図１１における場合と同様である。

【００２８】図１４は、図１３の実施例の動作を示すタ
イミングチャートである。図１４（ａ）に示すように、
ＮＰＮトランジスタ２２がオフしている期間において同
図（ｃ）に示すようにＦＥＴ４１をオフすると、コンデ
ンサ７４の端子電圧Ｖ₇₄は同図（ｄ）に示すようにな
る。コイル３２と水平偏向ヨーク７の接続点のリトレー
スパルス電圧Ｖｃｐは、図１４（ｂ）に示すように、同
図（ｄ）に示すコンデンサ７４の端子電圧Ｖ₇₄と同図
（ｅ）に示すコンデンサ２４の端子電圧Ｖ₂₄の和となっ
ている。そこでＦＥＴ４１がオフとなるタイミングを垂
直偏向周期に対応して調整することにより、コンデンサ
７４の両端に発生するパルス電圧Ｖ₇₄の周波数（幅）と
高さを調整することができる。ここで、周波数を高くす
るということは、図１４（ｄ）に示すパルスの幅を狭く
することを意味し、周波数を低くするということは、こ
のパルスの幅を広くすることを意味する。そして、パル
スの幅が狭くなるとこのパルスの高さが低くなり、幅を
広くするとパルスの高さが高くなる。その結果、電圧Ｖ
ｃｐ（一定）から電圧Ｖ₇₄を引いた電圧Ｖ₂₄が図１４
（ｅ）に示すように変化することになる。

【００２９】尚、図１４においては、ＮＰＮトランジス
タ２２とＦＥＴ４１のオフの期間のみを示しているが、
ダイオード２３と４２のオンするタイミングは、それぞ
れ電圧Ｖｃｐが０になったとき、または電圧Ｖ₇₄が０に
なったときに一致するものである。従って、ＮＰＮトラ
ンジスタ２２とダイオード２３を１つのスイッチ３３と
し、また、ＦＥＴ４１とダイオード４２を１つのスイッ
チ７３としてみたときの動作は図１２における場合と同
様となる。

【００３０】図１１および図１３に示したコイル３２
は、図１５に示すようにフライバックトランス２の１次
コイルとして構成することができる。この場合、２次コ
イルとして５１と５４が設けられている。２次コイル５
１の出力はダイオード５２により整流され、抵抗５３に
より分圧されてフォーカス電圧として出力される。ま
た、２次コイル５４の出力は相互に逆極性のパルスとし
て出力されている。

【００３１】図１６は、偏向電流発生回路の第３の実施
例を示している。この実施例においては、図１３に示し
た実施例におけるＮＰＮトランジスタ２２のエミッタが
接地されている。その他の構成は、図１３における場合
と同様である。このように構成した場合においても、図
１３に示した場合と同様の動作を実行することができ
る。

【００３２】ところで、図１１、図１３、図１６に示し
た実施例においては、例えば図１７（ａ）に示すよう
に、コイル３２に流れる電流Ｉ₃₂の直流成分が変動する
と、同図（ｂ）に示すスイッチ７３のスイッチング動作
に対応して同図（ｃ）に示すように電流Ｉ₇₄がコンデン
サ７４に流れる。即ち、このとき直流成分が重畳された
状態（図１７において右側に示した状態）においては、
電流Ｉ₇₄が非線形に変化し、コンデンサ７４の端子電圧
Ｖ₇₄が図１７（ｄ）に示すように変動する。このこと
は、コイル３２に流れる電流Ｉ₃₂が変動すると、ラスタ
サイズが変動することを意味する。従って、水平偏向回
路と高圧発生回路を別個に設けた、いわゆるセパレート
タイプの回路においては応用が可能であるが、両者を一
体とした、いわゆるコンベンショナルタイプの回路には
不向きとなる。

【００３３】図１８は、このような観点からコンベンシ
ョナルタイプの回路においても用いることができるよう
にした偏向電流発生回路の一実施例である。この実施例
においては、トランス２がコイル３２よりなる１次コイ
ルと、２次コイル６１とにより構成されている。そし
て、２次コイル６１はコイル６３とコンデンサ６２の直
列回路を介して、コンデンサ７４とコンデンサ２５の接
続点に接続されている。その他の構成は、図１１および
図１３に示した実施例における場合と同様に構成されて
いる。即ち、この実施例においては、水平偏向コイル７
とコンデンサ２５および２４よりなるメイン共振回路に
対して、２次コイル６１、コイル６３、コンデンサ６２
およびコンデンサ７４よりなるサブ共振回路が接続され
た構成となっている。

【００３４】このように構成した場合、リトレース区間
の前半においてコンデンサ７４、コンデンサ６２、コイ
ル６３、トランス２の２次コイル６１の経路で電流が流
れ、リトレース区間の後半においては、その逆の経路で
コイル６３に電流Ｉ₆₃が流れる。

【００３５】メイン共振回路におけるトレース区間の周
波数は、水平偏向コイル７のインダクタンスＬ₇とコン
デンサ２５の静電容量Ｃ₂₅により規定され、リトレース
区間においてはＬ₇とＣ₂₅、およびコンデンサ２４の静
電容量Ｃ₂₄とにより規定される。また、サブ共振回路に
おいては、トレース区間はコンデンサ６２の静電容量Ｃ
₆₂とコイル６３のインダクタンスＭ₆₃（後述する）とに
より規定され、リトレース区間においてはＭ₆₃とＣ₆₂と
コンデンサ７４の静電容量Ｃ₇₄により規定される（表１
参照）。

【表１】

【００３６】メイン共振回路およびサブ共振回路におい
て、トレース区間の周波数ｆ_Tはリトレース区間の周波
数ｆ_Rより充分小さい値に設定される必要がある。即
ち、トレース区間はリトレース区間に較べて充分長い時
間に設定させる必要がある。これを実現するため、Ｃ₆₂
はＣ₇₄に較べて充分大きい値になるように設定される。

【００３７】即ち、周波数ｆ_Tとｆ_Rは次式で示される。ｆ_T＝１／（２π（Ｍ₆₃Ｃ₆₂）^1/2）・・・・・（３）ｆ_R＝１／（２π（Ｍ₆₃Ｃ₀）^1/2）・・・・・（４）ここで、Ｃ₀はコンデンサ６２と７４の直列合成容量で
あり、次式で示される。Ｃ₀＝Ｃ₆₂Ｃ₇₄／（Ｃ₆₂＋Ｃ₇₄）・・・・・（５）また、Ｍ₆₃はコイル６３の本来のインダクタンスＬ₆₃で
はなく、その両端に印加される電圧に対応して規定され
るインダクタンスである。

【００３８】即ち、図１９に示すようにコイル６３の一
方と他方の端子には、コンデンサ７４の端子電圧Ｖ₇₄と
トランス２の２次コイル６１の出力電圧Ｖ₆₁とが印加さ
れる。その結果、サブ共振回路の共振動作に寄与するイ
ンダクタンスＭ₆₃は次式で示される。Ｍ₆₃＝Ｌ₆₃Ｖ₇₄／（Ｖ₇₄＋Ｖ₆₁）・・・・・（６）

【００３９】コイル６３の仮想接地点が両端の電圧Ｖ₇₄
とＶ₆₁の電圧値に対応して移動することになる。

【００４０】ところで、ｆ_Tはｆ_Rより充分小さいため、
次式が成立する。１／（２π（Ｍ₆₃Ｃ₆₂）^1/2）<<１／（２π（Ｍ₆₃Ｃ₀）^1/2）・・・（７）上式より次式が得られる。Ｍ₆₃Ｃ₆₂>>Ｍ₆₃Ｃ₀・・・・・（８）上式を整理すると、次のようになる。Ｃ₆₂>>Ｃ₀・・・・・（９）ここで、Ｃ₆₂>>Ｃ₇₄とすれば、Ｃ₀の値はほとんどＣ₇₄
で規定されるため、上式が満足される。

【００４１】さらに、Ｍ₆₃（Ｌ₆₃）とＣ₇₄の積に対応し
て周波数が決定されるため、Ｍ₆₃（Ｌ₆₃）はＣ₇₄に対し
て充分な大きさに設定される必要がある。

【００４２】また、コイル６１はコイル６３とコンデン
サ６２を介してコンデンサ７４に所定のバイアスを付与
するものであるから、コイル６３からトランス２の２次
コイル６１に流れる電流によりトランス２が大きな影響
を受けるようなことは防止する必要がある。そこで、２
次コイル６１のインダクタンスＬ₆₁は、コイル６３のイ
ンダクタンスＬ₆₃より充分大きい値に設定しておく必要
がある。

【００４３】以上のように、トランス２の２次コイル６
１からコイル６３、コンデンサ６２を介してコンデンサ
７４に電流Ｉ₆₃をバイアスとして流しておくと、コンデ
ンサ７４には定常状態において、Ｉ₃₂とＩ₆₃の合成電流
が流れることになる。そこで、電流Ｉ₆₃を電流Ｉ₃₂に較
べて充分大きい値に設定しておくと、電流Ｉ₃₂がトラン
ス２の２次側の高圧付加の変動に対応して変化したとし
ても、コンデンサ７４に流れる電流の変化量は相対的に
小さくて済む。従って、トランス２としてフライバック
トランスを用いることが可能となり、いわゆるコンベン
ショナルタイプの回路に適用することが可能になる。

【００４４】なお、図１８におけるコンデンサ６２はコ
ンデンサ２５とコンデンサ７４の間に接続し、メイン共
振回路とサブ共振回路で共用するようにすることもでき
る。また、ＮＰＮトランジスタ２２のエミッタは、図１
６における場合と同様に、接地することもできる。

【００４５】また、以上の実施例においては、スイッチ
３３をＮＰＮトランジスタ２２とダイオード２３により
構成し、スイッチ７３をＦＥＴ４１とダイオード４２に
より構成するようにしたが、スイッチ３３をＦＥＴとダ
イオードにより構成し、スイッチ７３をトランジスタと
ダイオードにより構成することもできる。さらに、スイ
ッチ３３と７３の両方をトランジスタとダイオードによ
り構成したり、またはＦＥＴとダイオードにより構成す
ることもできる。また、ＦＥＴを用いる場合は、その寄
生ダイオードを利用して、外付けのダイオードを省略す
ることもできる。一般的にＦＥＴを用いた方が、トラン
ジスタを用いた場合に較べ、ドライブを簡単にし、スイ
ッチング速度を速くすることができる。

【００４６】上記した各実施例におけるスイッチ７３
（ＦＥＴ４１）を駆動するスイッチ駆動回路としての制
御回路７２は、例えば図７に示すように構成することが
できる。この実施例は、トランス２により発生されるフ
ライバックパルスを波形整形する波形整形回路１２０、
図示せぬ水平駆動パルス生成回路により水平同期信号に
同期して生成される水平駆動（ＨＤ）パルスを微分する
微分回路１２１、波形整形回路１２０と微分回路１２１
の出力から充放電を制御する充放電制御信号を生成する
充放電制御信号生成回路１２２、充放電制御信号生成回
路１２２により生成された充放電制御信号により充放電
が制御される充放電回路１２３、充放電回路１２３の出
力を基準レベルと比較する比較回路１２４、コンデンサ
７４の出力電圧をピーク整流し、基準レベルと合成して
比較回路１２４に帰還する帰還回路１２５、比較回路１
２４の出力を図示せぬ回路に出力する出力回路１２６、
および比較回路１２６に供給される充放電回路１２３の
出力を所定のレベルにクランプするクランプ回路１２７
により構成されている。

【００４７】波形整形回路１２０は、抵抗８１、ツェナ
ーダイオード８２により構成されている。微分回路１２
１は、抵抗８３，８５，８７，８９，９０、コンデンサ
８４，８８、ＮＰＮトランジスタ８６により構成されて
いる。充放電制御信号生成回路１２２は、比較器９１に
より構成されている。充放電回路１２３は、抵抗９２，
９４，９５、ＰＮＰトランジスタ９３、コンデンサ９６
により構成されている。また、比較回路１２４は、コン
デンサ９７、抵抗９８，１００、比較器９９により構成
され、帰還回路１２５はダイオード１０１、コンデンサ
１０３、抵抗１０２により構成されている。出力回路１
２６は、抵抗１０４，１０５、ＮＰＮトランジスタ１０
６、ＰＮＰトランジスタ１０７により構成されている。
また、クランプ回路１２７はコンデンサ１０８、抵抗１
０９、ダイオード１１０により構成されている。

【００４８】次に、図８のタイミングチャートを参照し
てその動作について説明する。水平偏向周期に対応して
生成されるフライバックパルス（図８（ａ））のレベル
が所定の値以上になると、ツェナーダイオード８２が導
通し、そのカソードは所定の電圧にクランプされる。従
って、ツェナーダイオード８２のカソード電圧は図８
（ｂ）に示すようになる。また、水平駆動パルス（図８
（ｃ））はコンデンサ８４と抵抗８５よりなる微分素子
により微分され、ＮＰＮトランジスタ８６によりその位
相が反転される（図８（ｄ））。

【００４９】比較器９１はツェナーダイオード８２の出
力（図８（ｂ））とＮＰＮトランジスタ８６の出力（図
８（ｄ））とを比較し、その出力は、前者が後者より大
きいとき論理Ｈ（または開放状態）に、小さいとき論理
Ｌに、それぞれ反転する（図８（ｅ））。

【００５０】ＰＮＰトランジスタ９３はそのベースに抵
抗９４と９５により一定の電圧が印加されているため定
電流回路として機能し、比較器９１が論理Ｈを出力した
とき、この定電流によりコンデンサ９６が充電される。
また、比較器９１が論理Ｌを出力したとき、コンデンサ
９６の充電電荷は比較器９１に吸収され、瞬時に放電さ
れる。その結果、コンデンサ９６には、水平偏向周期で
鋸歯状波に変化する電圧（図８（ｆ））が発生する。

【００５１】ここで特筆すべきは、この鋸歯状波が同一
の水平偏向周期内のフライバックパルスを基準として生
成されていることである。すなわち、通常は、信号処理
の時間遅延のため、図９に示すように、１Ｈ（水平偏向
周期）前のフライバックパルスに同期して次の水平偏向
周期の鋸歯状波が生成されるのである。水平駆動パルス
（従って、それに同期して生成されるフライバックパル
ス）は、通常、その周波数を一定にするため、ＡＦＣの
サーボがかけられている。従って、１Ｈ前のフライバッ
クパルスと１Ｈ後のフライバックパルスとでは、時間軸
にずれがある。その結果、図９に示すように、１Ｈ前の
フライバックパルスに同期して次のＨの鋸歯状波を生成
すると、このＡＦＣによるノイズの影響を受けて、動作
が不安定になり易い。これに対して上記実施例のよう
に、同一のＨ内のフライバックパルスを基準として鋸歯
状波を生成すると、このＡＦＣによる影響を軽減するこ
とができる。

【００５２】コンデンサ９６の電圧は直流阻止用のコン
デンサ９７を介して比較器９９の反転入力端子に供給さ
れる。この比較器９９の非反転入力端子には抵抗１００
を介して垂直偏向周期でパラボラ状にそのレベルが変化
する基準信号（図８ｇ）が供給されている。図８におい
ては、その時間軸が水平偏向周期を基準としているた
め、図８ｇの基準信号は殆ど直線として表わされてい
る。

【００５３】比較器９９は反転入力端子の鋸歯状波信号
のレベルが、非反転入力端子の基準信号レベルより大き
いとき論理Ｌ、小さいとき論理Ｈを出力する（図８
（ｈ））。基準レベル（図８ｇ）は垂直偏向周期で変化
するため、この信号は、その論理Ｌのパルス幅が垂直偏
向周期で変化するＰＷＭ信号になる。このＰＷＭ信号は
ＮＰＮトランジスタ１０６とＰＮＰトランジスタ１０７
を介して出力される。

【００５４】また、スイッチ７３のスイッチングに対応
してコンデンサ７４に発生する電圧Ｖ₇₄は、帰還回路１
２５のダイオード１０１により整流され、コンデンサ１
０３にそのピーク値が保持される。この保持電圧は抵抗
１０２を介して基準レベルと合成され、比較器９９の非
反転入力端子に帰還される。従って、制御系に対して位
相遅れのないフィードバックをかけることができ、動作
を安定させることができる。

【００５５】ところで、水平出力回路におけるトランジ
スタ（図示せず）のばらつき、温度特性、高圧負荷変動
などに起因して、図１０（ａ），（ｂ）に示すように、
水平駆動パルスの立上りエッジとフライバックパルスの
立上りエッジのタイミングの差で表わされるストレージ
タイムが変動すると、図１０（ｃ）に示すように、ＮＰ
Ｎトランジスタ８６のコレクタより出力される反転微分
信号のエッジも変動する。これにより、クランプ回路１
２７が設けられていない場合、コンデンサ９６の出力す
る鋸歯状波電圧も図１０（ｄ）に示すように、その立ち
上がりのタイミングが変化する。その結果、図１０ｅに
示す基準レベルが一定であったとしても、ＰＷＭ信号の
パルス幅が変化することになる。

【００５６】そこで、本実施例においては、充放電回路
１２３の抵抗９４と９５の接続点と比較器９９の反転入
力端子との間に、クランプ回路１２７が接続されてい
る。抵抗９４と９５の接続点の電位は、所定の基準電位
を分圧した電位となっているため、一定の電位である。
その結果、比較器９９の反転入力端子の最高電位は、こ
の一定の電位からダイオード１１０の電圧降下分だけ低
い電位にクランプされる。これにより、コンデンサ９６
より比較器９９の反転入力端子に供給される鋸歯状波電
圧は、図１０（ｆ）に示すように、ストレージタイムの
変化に対応して立ち上がりのタイミングはずれたとして
も、傾斜部の線の位置は一定となる。そこで、この傾斜
部の上方の範囲のみを使用するようにすれば、ストレー
ジタイムによる影響を受けないで済むことになる。

【００５７】このようにして生成されるＰＷＭ信号によ
りＦＥＴ４１を駆動して、水平ピン歪を補正することが
できる。

【００５８】しかしながら、図７に示した実施例におい
ては、鋸歯状波のピークをクランプしているので、その
立上り付近（傾斜部の開始部分）はばらつきが多く、用
いることができない。また、鋸歯状波の傾きは回路のゲ
インに関係するため、余り大きく設定することができな
い。電源電圧を大きくすれば、この傾きを大きくするこ
とが可能であるが、電源電圧を大きくするにも実際には
限度がある。このようなことから、図７の実施例におい
ては、鋸歯状波の立ち上がりのタイミングをフライバッ
クパルスの立ち上がりのタイミングより相当前に設定す
る必要が生じる。しかしながら、このように、鋸歯状波
の立ち上がりを早いタイミングに設定すると、スイッチ
７３のスイッチングに対応してコンデンサ７４の端子に
発生する電圧Ｖ₇₄が必要以上に大きくなる。これを防止
するには、例えば図５に示すように構成することができ
る。

【００５９】図５の実施例においては、図７の実施例に
おける場合に対して、波形整形回路１２０で、コンデン
サ１５１，１５２，１５４、抵抗１５３が付加されてい
る。また、出力回路１２６に、抵抗１５６，１５９、Ｆ
ＥＴ１５７、コンデンサ１５８が付加されている。さら
にクランプ回路１２７にはダイオード１５５が付加され
ている。本実施例においては、また、クランプ回路１２
７の出力が台形鋸歯状波信号生成回路１２８を介して比
較回路１２４（比較器９９）に供給されるようになされ
ている。台形鋸歯状波信号生成回路１２８は、抵抗１６
１，１６２，１６６，１７１，１７２、コンデンサ１６
３，１６５，１６８、ダイオード１７３、ツェナーダイ
オード１６７、ＰＮＰトランジスタ１７０、比較器１６
４により構成されている。その他の構成は図７における
場合と同様である。

【００６０】次にその動作について、図６のタイミング
チャートを参照して説明する。上述したように、水平駆
動パルスが微分回路１２１により微分され、充放電制御
信号生成回路１２２に供給される。また、図６（ａ）に
示すフライバックパルスが波形整形回路１２０において
波形整形され、充放電制御信号生成回路１２２に供給さ
れる。充放電制御信号生成回路１２２により生成された
充放電制御信号に対応して充放電回路１２３で鋸歯状波
が生成され、この鋸歯状波のピークがクランプ回路１２
７でクランプされ、図６（ｂ）に示すような鋸歯状波が
得られる。

【００６１】クランプ回路１２７より出力された鋸歯状
波信号は比較器１６４の非反転入力端子に入力され、そ
の反転入力端子に抵抗１６１，１６２、コンデンサ１６
３よりなる回路から供給される基準電圧ｄ（図６ｄ）と
比較される。比較器１６４は鋸歯状波信号が基準電圧ｄ
より大きいとき論理Ｈを出力し、小さいとき論理Ｌを出
力する。

【００６２】エミッタが抵抗１６９を介して所定の電圧
源に接続されているＰＮＰトランジスタ１７０のベース
には、抵抗１７１、ダイオード１７３、抵抗１７２より
なる直列回路から一定の電圧が供給されている。従って
ＰＮＰトランジスタ１７０は定電流源として動作する。
比較器１６４の出力が論理Ｈであるとき、ＰＮＰトラン
ジスタ１７０のコレクタより出力される定電流によりツ
ェナーダイオード１６７を介してコンデンサ１６８が定
電流により充電される。そして、比較器１６４の出力が
論理Ｌのとき、コンデンサ１６８の充電電荷は比較器１
６４に吸収され、放電する。このようにしてコンデンサ
１６８には図６（ｃ）に示すような台形鋸歯状波信号が
現われる。コンデンサ１６８の電圧がコンデンサ１６５
と抵抗１６６よりなる回路を介して比較器９９の反転入
力端子に供給される。

【００６３】台形鋸歯状波信号の台形部の高さｈは、ツ
ェナーダイオード１６７により設定される。また、フラ
イバックパルス（図６（ａ））の立ち上がりと台形鋸歯
状波信号（図６（ｃ））の立ち上がりのタイミングは、
基準電圧ｄを変更することにより調整することができ
る。基準電圧ｄを高くすれば２つのタイミングは近くな
り、低くすれば遠くなる。

【００６４】ところで、ＣＲＴにおいては、そこに表示
される画像が明るくなると、輝度電流が増加し、高圧負
荷が増加する。その結果、実際に出力される高電圧が低
下する。高電圧が低下すると、画面上の画サイズが水平
方向に広がることになる。そこで、これを防止するた
め、通常、比較器９９の非反転入力端子に供給される、
垂直偏向周期でパラボラ状に変化する電圧（図６（ｂ）
における電圧ｄ、図８（ｆ）における電圧ｇ）の直流成
分が例えば負の方向にシフトする（小さくなる）ように
サーボがかかるようになされている。このパラボラ電圧
を負の方向にシフトすると、コンデンサ７４の端子電圧
が増加し、従って、帰還回路１２５からフィードバック
される電圧も増加し、ズーミング補正が行なわれて、画
サイズが水平方向に縮められる。これにより、基本的に
は一定の画サイズが保持されることになる。

【００６５】しかしながら、このように、パラボラ電圧
の直流成分がシフトすると、ピン歪の補正量も変化して
しまうことになる。このことを、図２および図３を参照
してさらに説明する。いま、画面が、例えば暗い画面
（カットオフ）から明るい画面（ハイライト）に変化し
たとすると、図３（ａ）に示すように、パラボラ電圧の
レベルが低下される。パラボラ電圧は図３（ａ）に示す
ように、垂直偏向周期でその端部（始点と終点）におい
て小さいレベルとなり、中央部において大きいレベルと
なるが、いま、直流的にシフトしたので、その端部にお
けるシフト量ΔＶ₁と、中央部におけるシフト量ΔＶ₂は
等しくなる。しかしながら、このようにパラボラ電圧を
直流的にシフトすると、図３（ｂ）に示すように、帰還
回路１２５における垂直偏向周期の中央部におけるフィ
ードバックの変化量Δｖ₂が、端部におけるフィードバ
ックの変化量Δｖ₁より小さくなる。すなわち、フィー
ドバック電圧の変化量Δｖが垂直偏向周期で変動する。
これは次の理由による。

【００６６】すなわち、フライバックトランス２の１次
コイル３２からコンデンサ７４に流れ込む電流Ｉ₇₄は、
図１２（ｆ）に示したように、スイッチ７３のオフの期
間（図１２（ｅ））に対応して流れる。図２にはこの電
流Ｉ₇₄を拡大して示してある。同図に示すように、明る
い画面の場合、暗い画面の場合に較べて、傾斜が大きく
なるとともに、立ち上がりのタイミングが早くなる。従
って、図３（ａ）に示すように、パラボラ電圧を直流的
に低下させると、図２に示すように、ＰＷＭ信号の生成
に用いられる電流Ｉ₇₄の領域が図中右側に移動すること
になる。明るい画面と暗い画面においてＰＷＭ信号生成
に使用する時間的範囲（図２における横方向の幅：図中
Ｈ／Ｌ（ハイライト）とＣ／Ｏ（カットオフ）で示す
幅）が等しいとすると、領域が右側に移動すると電流Ｉ
₇₄のレベルが小さくなるので、そのエネルギーの変化量
（図中ハッチングを施した面積の変化量）も小さくな
る。

【００６７】図２と図３を比較して明らかなように、電
流Ｉ₇₄はパラボラ電圧が大きいとき（カットオフになる
程）小さくなり、パラボラ電圧が小さいとき（ハイライ
トになる程）大きくなる。従って、パラボラ電圧が大き
いときの電流Ｉ₇₄（ＰＷＭのエネルギー）の変化率は、
パラボラ電圧が小さいときの変化率より小さくなる。電
流Ｉ₇₄によるコンデンサ７４への充電電圧に対応するレ
ベルが比較器９９にフィードバックされるので、パラボ
ラ電圧が大きいときの（パラボラ電圧の中央部におけ
る）フィードバック量の変化率Δｖ₂は、パラボラ電圧
が小さいときの（パラボラ電圧の端部における）変化率
Δｖ₁より小さくなる。

【００６８】その結果、図３（ａ）に示す成分と、図３
（ｂ）に示すフィードバック量を加算して得られるピン
歪補正量（交流分）は、図３（ｃ）に示すように、垂直
偏向周期の中央部において、画面が暗い場合に較べて明
るい場合の方が小さくなる。

【００６９】このようなピン歪補正量の垂直偏向周期の
変化を防止するため、例えば図１に示すような構成にす
ることができる。この実施例においては、クランプ回路
１２８におけるＰＮＰトランジスタ１７０のベースに、
傾き調整回路１２９が接続されている。この傾き調整回
路１２９は、交流成分調整回路１２９ａと直流成分調整
回路１２９ｂの並列回路により構成され、図示せぬ回路
から供給される負荷変動に対応した信号（実施例の場合
ＡＢＬ信号）を所定の特性に処理してＰＮＰトランジス
タ１７０のベースに出力するようになっている。交流成
分調整回路１２９ａは、ダイオード１８２と抵抗１８１
の並列回路と、この並列回路に直列に接続されたコンデ
ンサ１８３、抵抗１８４とにより構成されている。ま
た、直流成分調整回路１２９ｂは、抵抗１８５とコンデ
ンサ１８６よりなる積分回路と、これに直列に接続され
た抵抗１８７とコンデンサ１８８の並列回路とにより構
成されている。その他の構成は図５における場合と同様
である。

【００７０】ダイオード１８２はＡＢＬ信号の交流成分
の遅れを補償する。ＡＢＬ信号のうち直流成分は、コン
デンサ１８３により交流成分調整回路１２９ａの通過を
阻止される。また、ＡＢＬ信号は抵抗１８５とコンデン
サ１８６により積分され、その直流成分が検出される。
ＡＢＬ信号の交流成分と直流成分は合成され、クランプ
回路１２８のＰＮＰトランジスタ１７０のベースに供給
される。これにより、画面が明るいとき（ハイライト
時）、ＰＮＰトランジスタ１７０のベース電圧が低下さ
れ、上述した台形鋸歯状波信号の傾斜が大きくなるよう
に調整される。逆に、画面が暗いとき（カットオフ
時）、ＰＮＰトランジスタ１７０のベース電圧が上昇
し、上述した台形鋸歯状波信号の傾斜が小さくなるよう
に調整される。

【００７１】図４は、台形鋸歯状波信号の傾斜がハイラ
イト時に大きくなり、カットオフ時に小さくなる様子を
示している。このように、台形鋸歯状波信号の傾斜が調
整されると、ハイライト時における場合と、カットオフ
時における場合とで、フィードバック量の変化率Δｖを
一定にすることができる。従って、ズーミング補正に伴
ってピン歪の補正量が変化することが防止される。

【００７２】

【発明の効果】以上の如く本発明のスイッチ駆動回路に
よれば、比較回路に供給される台形鋸歯状波信号の傾斜
の大きさを調整自在としたので、ズーミング補正の結果
ピン歪の補正量が変化するのを防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチ駆動回路の一実施例の構成を
示す回路図である。

【図２】図１１のコンデンサ７４に流れる電流と図１の
台形鋸歯状波生成回路１２８により生成される台形鋸歯
状波の関係を説明する図である。

【図３】パラボラ波とピン歪補正量の関係を説明する図
である。

【図４】図１の実施例の動作を説明する図である。

【図５】図１の実施例の基礎となる回路の構成を示す回
路図である。

【図６】図５の実施例の動作を説明するタイミングチャ
ートである。

【図７】図５の実施例の基礎となる回路の一実施例の構
成を示す回路図である。

【図８】図７の実施例の動作を説明するタイミングチャ
ートである。

【図９】鋸歯状波が１Ｈ前のフライバックパルスを基準
として生成される様子を説明する図である。

【図１０】図７の実施例におけるクランプ回路１２７の
動作を説明するタイミングチャートである。

【図１１】本発明のスイッチ駆動回路を適用する偏向電
流発生回路の一実施例の構成を示す回路図である。

【図１２】図１１の実施例の動作を説明するタイミング
チャートである。

【図１３】本発明のスイッチ駆動回路を適用する偏向電
流発生回路の第２の実施例の構成を示す回路図である。

【図１４】図１３の実施例の動作を説明するタイミング
チャートである。

【図１５】図１１および図１３の実施例において適用可
能なトランスの構成例を示す回路図である。

【図１６】本発明のスイッチ駆動回路を適用する偏向電
流発生回路の第３の実施例の構成を示す回路図である。

【図１７】図１１、図１３および図１６の実施例におい
て電流Ｉ₃₂の直流成分が変動した場合の動作を説明する
タイミングチャートである。

【図１８】本発明のスイッチ駆動回路を適用する偏向電
流発生回路の第４の実施例の構成を示す回路図である。

【図１９】図１８の実施例におけるコイル６３の動作を
説明する図である。

【図２０】従来の水平偏向回路の構成例を示すブロック
図である。

【図２１】図２０の例における水平偏向回路１の構成例
を示す回路図である。

【図２２】図２１の動作を説明するタイミングチャート
である。

【図２３】図２１の例における水平ピンの発生原理を説
明する図である。

【図２４】水平ピンを補正する従来の偏向電流発生回路
の一例の構成を示す回路図である。

【図２５】図２４の例の動作を説明する波形図である。

【符号の説明】

１水平偏向回路２トランス６ＣＲＴ７偏向ヨーク２２ＮＰＮトランジスタ２３ダイオード２４，２５コンデンサ３１電源３２コイル３３，３４スイッチ３５コンデンサ３６コイル３７コンデンサ３８コイル３９電源４１ＦＥＴ７１，７２制御回路７３スイッチ７４コンデンサ６１２次コイル６２コンデンサ６３コイル１２０波形整形回路１２１微分回路１２２充放電制御信号生成回路１２３充放電回路１２４比較回路１２５帰還回路１２６出力回路１２７クランプ回路１２８台形鋸歯状波信号生成回路１２９傾き調整回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水平偏向周期と垂直偏向周期に対応して
スイッチングするスイッチング素子を駆動するスイッチ
駆動回路において、水平偏向周期に対応したフライバックパルスを波形整形
する波形整形回路と、水平偏向周期に対応した水平駆動パルスを微分する微分
回路と、前記波形整形回路と微分回路の出力より充放電制御信号
を生成する充放電制御信号生成回路と、前記充放電制御信号に対応して充放電する充放電回路
と、前記充放電回路の出力を所定のレベルにクランプするク
ランプ回路と、前記クランプ回路の出力から台形鋸歯状波信号を生成す
る台形鋸歯状波信号生成回路と、前記台形鋸歯状波信号生成回路により生成される台形鋸
歯状波信号の傾きを負荷変動に対応して調整する傾き調
整回路と、前記傾き調整回路により傾きが調整された台形鋸歯状波
信号と垂直偏向周期に対応した基準レベルとを比較する
比較回路とを備えることを特徴とするスイッチ駆動回
路。