JPH0583582A

JPH0583582A - スイツチ駆動回路

Info

Publication number: JPH0583582A
Application number: JP27198091A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Suzuki; 仁鈴木; Masami Matsugaseko; 雅己松ケ迫; Toshiyuki Ogura; 敏之小倉
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1991-09-24
Filing date: 1991-09-24
Publication date: 1993-04-02

Abstract

(57)【要約】【目的】ストレージタイムの変動による影響を軽減す
る。【構成】波形整形回路１２０で水平偏向周期に対応し
たフライバックパルスを波形整形する。微分回路１２１
で水平駆動パルスを微分する。波形整形回路１２０と微
分回路１２１の出力から、充放電制御信号生成回路１２
２（比較器９１）で充放電制御信号を生成する。この充
放電制御信号で充放電回路１２３の充放電を制御する。
充放電回路１２３で生成された鋸歯状波は比較回路１２
４に入力され、垂直偏向周期で変化する基準信号レベル
と比較され、スイッチ駆動信号としてのＰＷＭ信号が生
成される。比較器９９に供給される充放電回路１２３の
出力はクランプ回路１２７によりクランプされる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばテレビジョン受
像機、モニタ装置などにおける偏向電流発生回路のスイ
ッチング素子を駆動する場合に用いて好適なスイッチ駆
動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１４は、テレビジョン受像機における
水平偏向回路とその近傍の回路の従来の構成例を示して
いる。水平偏向回路１には、電源３がフライバックトラ
ンス２の１次コイル２ａを介して接続されている。トラ
ンス２の２次巻線２ｂには、ダイオード４とコンデンサ
５よりなる整流平滑回路が接続されている。水平偏向回
路１が出力する水平偏向電流は、画面６ａを有するＣＲ
Ｔ６の偏向ヨーク７に供給されるようになされている。

【０００３】図１５は、水平偏向回路１の内部の構成を
示している。この例においては、水平偏向回路１は、Ｎ
ＰＮトランジスタ２２と、ダイオード２３と、コンデン
サ２４よりなる並列回路に、偏向ヨーク７とコンデンサ
２５の直列回路が並列に接続された構成となされてい
る。またこの例においては、トランス２に２次コイル２
ｃが設けられ、その出力がダイオード２１により整流さ
れて出力されるようになされている。

【０００４】次に、その動作について説明する。電源３
より出力された直流電圧がトランス２の１次コイル２ａ
を介してＮＰＮトランジスタ２２のコレクタに供給され
ている。このＮＰＮトランジスタ２２は、そのベースに
水平偏向周期に対応する信号が供給されてオンオフされ
る。その結果、ＮＰＮトランジスタ２２のコレクタに
は、図１６（ｂ）に示すようなフライバックパルス（リ
トレースパルス）Ｖｃｐが発生される。

【０００５】コンデンサ２４と２５および偏向ヨーク７
は共振回路を構成しており、ＮＰＮトランジスタ２２の
スイッチング動作に対応して共振動作する。これによ
り、偏向ヨーク７には図１６（ａ）に示すように、トレ
ース区間において直線的に増加し、リトレース区間にお
いて直線的に減少する、所謂鋸歯状波の偏向電流Ｉ₇が
流れる。これにより、ＣＲＴ６の画面６ａ上において電
子ビームが水平方向に走査（偏向）されることになる。

【０００６】また、フライバックパルス電圧Ｖｃｐは、
フライバックトランス２の２次コイル２ｃにより昇圧さ
れ、ダイオード２１により整流されて高電圧Ｈｖが発生
される。この高電圧ＨｖはＣＲＴ６のアノードに供給さ
れる。また、２次コイル２ｂより出力された電圧がダイ
オード４により整流され、コンデンサ５により平滑され
て直流電圧Ｖｃとされる。この電圧Ｖｃは、ＣＲＴ６の
フォーカス電圧、ヒーター電圧などとして用いられる。

【０００７】ところで、図１７（ｂ）に示すように、電
子銃６ｂから画面６ａまでの距離は、画面６ａの中央に
おいて最も短く、画面６ａの上端部あるいは下端部にお
いて最も長くなる。その結果、図１７（ａ）に示すよう
に、いわゆる水平ピン（ＰＩＮ）が発生する。この水平
ピンをそのままにしておくと、表示画像が歪むことにな
る。そこで、通常、水平偏向回路にはこの水平ピンを補
正する回路が付加されている。

【０００８】図１８は、特公昭５７−３９１０２号公報
に開示されている水平偏向回路の原理を示している。即
ち、この例においては、電源３１より出力された直流電
圧がコイル３２を介して、スイッチ３３、コンデンサ２
４および水平偏向コイル７とコンデンサ２５よりなる直
列回路からなる並列回路に供給されている。電源３１と
コイル３２は、図１５における電源３とフライバックト
ランス２の１次巻線２ａに対応している。また、スイッ
チ３３はＮＰＮトランジスタ２２とダイオード２３より
なる並列回路に対応している。

【０００９】この例においては、このスイッチ３３、コ
ンデンサ２４、水平偏向コイル７とコンデンサ２５の直
列回路よりなる並列回路（第１の並列回路）に、スイッ
チ３４、コンデンサ３５、およびコイル３６とコンデン
サ３７よりなる直列回路の並列回路（第２の並列回路）
が接続されている。そして、この第２の並列回路にコイ
ル３８と電源３９よりなる直列回路が並列に接続されて
いる。

【００１０】即ち、この水平偏向回路は、第１の並列回
路に、それと同様に構成された第２の並列回路が接続さ
れた構成となされている。

【００１１】水平ピンを補正するには、図１９（ａ）に
示すように、垂直偏向周期に対応して、水平偏向コイル
７に印加されるリトレースパルス（コンデンサ２４の端
子電圧Ｖ₂₄）を、その略中央部（画面上においても中央
部）におけるレベルがその左右端部（画面上における上
下の端部）のレベルに較べて大きくなるように調整する
必要がある。この電圧Ｖ₂₄とコンデンサ３５の端子電圧
Ｖ₃₅を加算したリトレースパルスのレベルは、電源３１
とリトレースパルスの幅により規定されているので、図
１９（ｃ）に示すように、一定となる。そこで、電圧Ｖ
₃₅の値を、図１９（ｂ）に示すように、垂直偏向周期に
対応してその中央部（画面上の中央部）において値が小
さくなり、左右端部（画面上の上下端部）において大き
くなるように変化させることにより、端子電圧Ｖ₂₄を、
その略中央部（画面上においても中央部）におけるレベ
ルがその左右端部（画面上における上下の端部）のレベ
ルに較べて大きくなるように調整することができる。

【００１２】そこでこの例においては、スイッチ３４を
スイッチ３３と同一のタイミングでスイッチングさせる
ことにより、コンデンサ３５とコイル３８の接続点にリ
トレースパルスを発生させるとともに、電源３９より出
力される電圧を図１９（ｂ）に示すように、垂直偏向周
期に対応してその中央部（画面上の中央部）において値
が小さくなり、左右端部（画面上の上下端部）において
大きくなるように変化させる。その結果、電圧Ｖ₂₄が、
図１９（ａ）に示すように、その略中央部（画面上にお
いても中央部）におけるレベルがその左右端部（画面上
における上下の端部）のレベルに較べて大きくなるよう
に変化し、水平ピンが補正されることになる。

【００１３】この他、水平ピンを補正する方式として、
電源変調方式とＰＣＴ方式が知られている。電源変調方
式は、例えば図１５において、電源３の電圧を垂直偏向
周期で変調するものである。また、ＰＣＴ方式は、図１
５において、水平偏向コイル７に直列にトランスの２次
巻線を接続し、その１次巻線に垂直偏向電流を流すもの
である。

【００１４】しかしながら、これらのいずれの方式も、
電圧Ｖｃｐが垂直偏向周期で変調を受けるので、トラン
ス２より取り出す各種の電圧も垂直偏向周期で変調を受
けることとなり、水平偏向回路と高圧発生回路を別個に
設けた、いわゆるセパレートタイプの回路においては応
用が可能であるが、両者を一体とした、いわゆるコンベ
ンショナルタイプの回路には用いることができない課題
を有している。その点、図１８に示す方式は、コイル３
２をトランスの１次巻線として構成した場合において
も、その２次巻線より取り出す各種の電圧が垂直偏向周
期で変調を受けることがなく、セパレートタイプはもと
より、コンベンショナルタイプの水平偏向回路にも用い
ることができる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら図１８に
示す構成の回路は、スイッチ３４、コンデンサ３５、並
びにコイル３６とコンデンサ３７の直列回路よりなる第
２の並列回路に電流を供給する他、コイル３８と電源３
９の直列回路にも電流を供給する必要があるため、消費
電力が大きくなる課題があった。

【００１６】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、偏向電流発生回路において消費電力をより
少なくすることができるように、そのスイッチング素子
をストレージタイムによる影響を少なくして安定して駆
動できるようにするものである。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチ駆動回
路は、水平偏向周期と垂直偏向周期に対応してスイッチ
ングするスイッチング素子としてのスイッチ７３を駆動
するスイッチ駆動回路において、水平偏向周期に対応し
たフライバックパルスを波形整形する波形整形回路１２
０と、水平偏向周期に対応した水平駆動パルスを微分す
る微分回路１２１と、波形整形回路１２０と微分回路１
２１の出力より充放電制御信号を生成する充放電制御信
号生成回路１２２と、充放電制御信号に対応して充放電
する充放電回路１２３と、充放電回路１２３の出力と垂
直偏向周期に対応した基準レベルとを比較する比較回路
１２４と、比較回路１２４に供給される充放電回路１２
３の出力を所定のレベルにクランプするクランプ回路１
２７とを備えることを特徴とする。

【００１８】

【作用】上記構成のスイッチ駆動回路においては、波形
整形回路１２０によりフライバックパルスが波形整形さ
れ、微分回路１２１により水平駆動パルスが微分され
る。充放電制御信号生成回路１２２は波形整形回路１２
０と微分回路１２１の出力から充放電制御信号を生成
し、充放電回路１２３の充放電動作を制御する。充放電
回路１２３の出力は比較回路１２４に入力され、基準レ
ベルと比較される。充放電回路１２３の出力はまた、ク
ランプ回路１２７により所定のレベルにクランプされ
る。フライバックパルスは水平偏向周期に対応してお
り、基準レベルは垂直偏向周期に対応している。従っ
て、水平偏向周期と垂直偏向周期に対応したＰＷＭ信号
をストレージタイムの影響を受けることなく安定して生
成することができる。

【００１９】

【実施例】図５は、本発明のスイッチ駆動回路を適用す
る偏向電流発生回路の一実施例の構成を示す回路図であ
り、図１４、図１５および図１８における場合と対応す
る部分には同一の符号を付してある。この実施例におい
ては、スイッチ３３、コンデンサ２４、水平偏向コイル
７とコンデンサ２５の直列回路よりなる並列回路に、ス
イッチ７３とコンデンサ７４の並列回路が直列に接続さ
れている。スイッチ３３は、制御回路７１により水平偏
向周期に対応してスイッチング制御されるようになされ
ており、スイッチ７３は制御回路７２により水平偏向周
期および垂直偏向周期に対応してスイッチング制御され
るようになされている。

【００２０】次に、図６のタイミングチャートを参照し
てその動作を説明する。スイッチ３３は制御回路７１に
制御され、水平偏向のトレース区間の間オンされ、リト
レース区間の間オフされる（図６（ｂ））。コイル３２
を流れる鋸歯状波の電流Ｉ₃₂（図６（ａ））は、スイッ
チ３３がオンしているときスイッチ３３を流れ、スイッ
チ３３がオフしているときコンデンサ２４を流れる。ス
イッチ７３は制御回路７２に制御され、スイッチ３３が
オフしているリトレース区間内において所定の時間オフ
される（図６（ｅ））。電流Ｉ₃₂はスイッチ３３と７３
がオンしているとき、このスイッチ３３と７３を流れ、
スイッチ３３と７３が共にオフしている場合において
は、コンデンサ２４と７４を流れる。そして、スイッチ
３３がオフし、スイッチ７３がオンしている場合におい
ては、コンデンサ２４とスイッチ７３を流れることにな
る。スイッチ３３がオフしている場合において、水平偏
向コイル７、コンデンサ２５および２４からなる共振回
路に鋸歯状波の電流Ｉ₇が流れる。

【００２１】コンデンサ２４の容量は、コンデンサ７４
の容量より小さい値に設定されている。従って、リトレ
ース期間の長さ（時間）Ｔｒは実質的にコンデンサ２４
と２５の容量、および水平偏向コイル７のインダクタン
スにより定まり、コンデンサ７４を接続したとしても、
接続しない場合とほとんど同一の時間となる。コイル３
２と水平偏向コイル７の接続点と接地電位との間の電圧
Ｖｃｐは次式で求められることが知られている。Ｖｃｐ＝Ｅ（１＋（π／２）（Ｔｔ／Ｔｒ））・・・・・（１）

【００２２】この電圧Ｖｃｐは、コンデンサ２４の端子
電圧Ｖ₂₄とコンデンサ７４の端子電圧Ｖ₇₄との和に等し
い。即ち、次式が成立する。Ｖｃｐ＝Ｖ₂₄＋Ｖ₇₄・・・・・（２）

【００２３】偏向のためのエネルギーは、コンデンサ７
４を接続しない場合、（１／２）Ｃ₂₄Ｖｃｐ² であったものが、図５に示すようにコンデンサ７４を接
続した場合においては、（１／２）Ｃ₂₄Ｖ₂₄ ² となる。Ｖ₂₄はＶｃｐより小さいから、コンデンサ７４
を接続した場合においては、接続しない場合に較べ、偏
向電流Ｉ₇が減少する。そこで、スイッチ７３がオフし
ている期間（オンしている期間）を調整して電圧Ｖ₇₄を
調整すると、結果的に電圧Ｖ₂₄を調整し、さらに偏向電
流Ｉ₇を調整することができる。その結果、ラスタサイ
ズを調整することが可能となる。また、スイッチ７３の
オフする期間を垂直偏向周期で調整することにより、左
右ピンを補正することができる。

【００２４】このことを図６を参照してさらに説明する
と、スイッチ３３がオフであるリトース区間においてコ
ンデンサ２４には電流Ｉ₃₂と電流Ｉ₇の合成電流Ｉ
₂₄（図６（ｃ））が流れる。電流Ｉ₃₂とＩ₇はいずれも
鋸歯状波の電流であるため電流Ｉ₂ ₄は図６（ｃ）に示す
ようになる。例えば、スイッチ７３をスイッチ３３とま
ったく同じタイミングでオン、オフすると、電流Ｉ₃₂は
スイッチ７３またはコンデンサ７４を介してグラウンド
に流れるので、電流Ｉ₇₄はスイッチ３３（または７３）
がオフの区間においてコンデンサ２４を流れる電流と等
しくなる。

【００２５】図６（ｅ）に示すように、スイッチ７３の
オフのタイミングをスイッチ３３のオフのタイミング
（図６（ｂ））より遅らせるようにすると、スイッチ３
３がオフでスイッチ７３がオンの区間においては電流Ｉ
₃₂はスイッチ７３を流れるが、スイッチ３３と７３が共
にオフの区間においてはコンデンサ２４と７４を流れ
る。従って、電流Ｉ₇₄は図６（ｆ）において実線で示す
波形（電流Ｉ₃₂を切り出した波形）となる。即ち、スイ
ッチ７３のオフのタイミングを調整することにより、電
流Ｉ₃₂を切り出す区間を変更、調整することができ、電
流Ｉ₇₄は電流Ｉ₃₂に対し、幅と高さが同じ割合で変化す
る相似形の電流波形となる。従って、コンデンサ２４と
７４に発生する電圧Ｖ₂₄とＶ₇₄（図６（ｄ）および
（ｇ））は、共振周波数が異なるが、ほぼ相似の電圧波
形となる。その結果、スイッチ７３のオフのタイミング
を垂直偏向周期に対応して調整するようにすると、コン
デンサ７４に流れる電流Ｉ₇₄、従って、そこに発生する
電圧Ｖ₇₄が変化し、結果的にコンデンサ２４に発生する
電圧Ｖ₂₄が変化する（図６（ｄ）乃至（ｇ））。

【００２６】この場合、図１８に示したコイル３８と電
源３９が省略された構成とされているため、そこにコイ
ル３２からエネルギーを供給する必要がなくなり、その
分だけ消費されるエネルギーを少なくすることができ
る。

【００２７】図７は、本発明のスイッチ駆動回路を適用
する偏向電流発生回路の第２の実施例の構成を示してい
る。この実施例においては、図５の実施例におけるスイ
ッチ３３がＮＰＮトランジスタ２２とダイオード２３の
並列回路により構成され、スイッチ７３がＦＥＴ４１と
ダイオード４２の並列回路により構成されている。その
他の構成は、図５における場合と同様である。

【００２８】図８は、図７の実施例の動作を示すタイミ
ングチャートである。図８（ａ）に示すように、ＮＰＮ
トランジスタ２２がオフしている期間において同図
（ｃ）に示すようにＦＥＴ４１をオフすると、コンデン
サ７４の端子電圧Ｖ₇₄は同図（ｄ）に示すようになる。
コイル３２と水平偏向ヨーク７の接続点のリトレースパ
ルス電圧Ｖｃｐは、図８（ｂ）に示すように、同図
（ｄ）に示すコンデンサ７４の端子電圧Ｖ₇₄と同図
（ｅ）に示すコンデンサ２４の端子電圧Ｖ₂₄の和となっ
ている。そこでＦＥＴ４１がオフとなるタイミングを垂
直偏向周期に対応して調整することにより、コンデンサ
７４の両端に発生するパルス電圧Ｖ₇₄の周波数（幅）と
高さを調整することができる。ここで、周波数を高くす
るということは、図８（ｄ）に示すパルスの幅を狭くす
ることを意味し、周波数を低くするということは、この
パルスの幅を広くすることを意味する。そして、パルス
の幅が狭くなるとこのパルスの高さが低くなり、幅を広
くするとパルスの高さが高くなる。その結果、電圧Ｖｃ
ｐ（一定）から電圧Ｖ₇₄を引いた電圧Ｖ₂₄が図８（ｅ）
に示すように変化することになる。

【００２９】尚、図８においては、ＮＰＮトランジスタ
２２とＦＥＴ４１のオフの期間のみを示しているが、ダ
イオード２３と４２のオンするタイミングは、それぞれ
電圧Ｖｃｐが０になったとき、または電圧Ｖ₇₄が０にな
ったときに一致するものである。従って、ＮＰＮトラン
ジスタ２２とダイオード２３を１つのスイッチ３３と
し、また、ＦＥＴ４１とダイオード４２を１つのスイッ
チ７３としてみたときの動作は図６における場合と同様
となる。

【００３０】図５および図７に示したコイル３２は、図
９に示すようにフライバックトランス２の１次コイルと
して構成することができる。この場合、２次コイルとし
て５１と５４が設けられている。２次コイル５１の出力
はダイオード５２により整流され、抵抗５３により分圧
されてフォーカス電圧として出力される。また、２次コ
イル５４の出力は相互に逆極性のパルスとして出力され
ている。

【００３１】図１０は、偏向電流発生回路の第３の実施
例を示している。この実施例においては、図７に示した
実施例におけるＮＰＮトランジスタ２２のエミッタが接
地されている。その他の構成は、図７における場合と同
様である。このように構成した場合においても、図７に
示した場合と同様の動作を実行することができる。

【００３２】ところで、図５、図７、図１０に示した実
施例においては、例えば図１１（ａ）に示すように、コ
イル３２に流れる電流Ｉ₃₂の直流成分が変動すると、同
図（ｂ）に示すスイッチ７３のスイッチング動作に対応
して同図（ｃ）に示すように電流Ｉ₇₄がコンデンサ７４
に流れる。即ち、このとき直流成分が重畳された状態
（図１１において右側に示した状態）においては、電流
Ｉ₇₄が非線形に変化し、コンデンサ７４の端子電圧Ｖ₇₄
が図１１（ｄ）に示すように変動する。このことは、コ
イル３２に流れる電流Ｉ₃₂が変動すると、ラスタサイズ
が変動することを意味する。従って、水平偏向回路と高
圧発生回路を別個に設けた、いわゆるセパレートタイプ
の回路においては応用が可能であるが、両者を一体とし
た、いわゆるコンベンショナルタイプの回路には不向き
となる。

【００３３】図１２は、このような観点からコンベンシ
ョナルタイプの回路においても用いることができるよう
にした偏向電流発生回路の一実施例である。この実施例
においては、トランス２がコイル３２よりなる１次コイ
ルと、２次コイル６１とにより構成されている。そし
て、２次コイル６１はコイル６３とコンデンサ６２の直
列回路を介して、コンデンサ７４とコンデンサ２５の接
続点に接続されている。その他の構成は、図５および図
７に示した実施例における場合と同様に構成されてい
る。即ち、この実施例においては、水平偏向コイル７と
コンデンサ２５および２４よりなるメイン共振回路に対
して、２次コイル６１、コイル６３、コンデンサ６２お
よびコンデンサ７４よりなるサブ共振回路が接続された
構成となっている。

【００３４】このように構成した場合、リトレース区間
の前半においてコンデンサ７４、コンデンサ６２、コイ
ル６３、トランス２の２次コイル６１の経路で電流が流
れ、リトレース区間の後半においては、その逆の経路で
コイル６３に電流Ｉ₆₃が流れる。

【００３５】メイン共振回路におけるトレース区間の周
波数は、水平偏向コイル７のインダクタンスＬ₇とコン
デンサ２５の静電容量Ｃ₂₅により規定され、リトレース
区間においてはＬ₇とＣ₂₅、およびコンデンサ２４の静
電容量Ｃ₂₄とにより規定される。また、サブ共振回路に
おいては、トレース区間はコンデンサ６２の静電容量Ｃ
₆₂とコイル６３のインダクタンスＭ₆₃（後述する）とに
より規定され、リトレース区間においてはＭ₆₃とＣ₆₂と
コンデンサ７４の静電容量Ｃ₇₄により規定される（表１
参照）。

【表１】

【００３６】メイン共振回路およびサブ共振回路におい
て、トレース区間の周波数ｆ_Tはリトレース区間の周波
数ｆ_Rより充分小さい値に設定される必要がある。即
ち、トレース区間はリトレース区間に較べて充分長い時
間に設定させる必要がある。これを実現するため、Ｃ₆₂
はＣ₇₄に較べて充分大きい値になるように設定される。

【００３７】即ち、周波数ｆ_Tとｆ_Rは次式で示される。ｆ_T＝１／（２π（Ｍ₆₃Ｃ₆₂）^1/2）・・・・・（３）ｆ_R＝１／（２π（Ｍ₆₃Ｃ₀）^1/2）・・・・・（４）ここで、Ｃ₀はコンデンサ６２と７４の直列合成容量で
あり、次式で示される。Ｃ₀＝Ｃ₆₂Ｃ₇₄／（Ｃ₆₂＋Ｃ₇₄）・・・・・（５）また、Ｍ₆₃はコイル６３の本来のインダクタンスＬ₆₃で
はなく、その両端に印加される電圧に対応して規定され
るインダクタンスである。

【００３８】即ち、図１３に示すようにコイル６３の一
方と他方の端子には、コンデンサ７４の端子電圧Ｖ₇₄と
トランス２の２次コイル６１の出力電圧Ｖ₆₁とが印加さ
れる。その結果、サブ共振回路の共振動作に寄与するイ
ンダクタンスＭ₆₃は次式で示される。Ｍ₆₃＝Ｌ₆₃Ｖ₇₄／（Ｖ₇₄＋Ｖ₆₁）・・・・・（６）

【００３９】コイル６３の仮想接地点が両端の電圧Ｖ₇₄
とＶ₆₁の電圧値に対応して移動することになる。

【００４０】ところで、ｆ_Tはｆ_Rより充分小さいため、
次式が成立する。１／（２π（Ｍ₆₃Ｃ₆₂）^1/2）<<１／（２π（Ｍ₆₃Ｃ₀）^1/2）・・・（７）上式より次式が得られる。Ｍ₆₃Ｃ₆₂>>Ｍ₆₃Ｃ₀・・・・・（８）上式を整理すると、次のようになる。Ｃ₆₂>>Ｃ₀・・・・・（９）ここで、Ｃ₆₂>>Ｃ₇₄とすれば、Ｃ₀の値はほとんどＣ₇₄
で規定されるため、上式が満足される。

【００４１】さらに、Ｍ₆₃（Ｌ₆₃）とＣ₇₄の積に対応し
て周波数が決定されるため、Ｍ₆₃（Ｌ₆₃）はＣ₇₄に対し
て充分な大きさに設定される必要がある。

【００４２】また、コイル６１はコイル６３とコンデン
サ６２を介してコンデンサ７４に所定のバイアスを付与
するものであるから、コイル６３からトランス２の２次
コイル６１に流れる電流によりトランス２が大きな影響
を受けるようなことは防止する必要がある。そこで、２
次コイル６１のインダクタンスＬ₆₁は、コイル６３のイ
ンダクタンスＬ₆₃より充分大きい値に設定しておく必要
がある。

【００４３】以上のように、トランス２の２次コイル６
１からコイル６３、コンデンサ６２を介してコンデンサ
７４に電流Ｉ₆₃をバイアスとして流しておくと、コンデ
ンサ７４には定常状態において、Ｉ₃₂とＩ₆₃の合成電流
が流れることになる。そこで、電流Ｉ₆₃を電流Ｉ₃₂に較
べて充分大きい値に設定しておくと、電流Ｉ₃₂がトラン
ス２の２次側の高圧付加の変動に対応して変化したとし
ても、コンデンサ７４に流れる電流の変化量は相対的に
小さくて済む。従って、トランス２としてフライバック
トランスを用いることが可能となり、いわゆるコンベン
ショナルタイプの回路に適用することが可能になる。

【００４４】なお、図１２におけるコンデンサ６２はコ
ンデンサ２５とコンデンサ７４の間に接続し、メイン共
振回路とサブ共振回路で共用するようにすることもでき
る。また、ＮＰＮトランジスタ２２のエミッタは、図１
０における場合と同様に、接地することもできる。

【００４５】また、以上の実施例においては、スイッチ
３３をＮＰＮトランジスタ２２とダイオード２３により
構成し、スイッチ７３をＦＥＴ４１とダイオード４２に
より構成するようにしたが、スイッチ３３をＦＥＴとダ
イオードにより構成し、スイッチ７３をトランジスタと
ダイオードにより構成することもできる。さらに、スイ
ッチ３３と７３の両方をトランジスタとダイオードによ
り構成したり、またはＦＥＴとダイオードにより構成す
ることもできる。また、ＦＥＴを用いる場合は、その寄
生ダイオードを利用して、外付けのダイオードを省略す
ることもできる。一般的にＦＥＴを用いた方が、トラン
ジスタを用いた場合に較べ、ドライブを簡単にし、スイ
ッチング速度を速くすることができる。

【００４６】上記した各実施例におけるスイッチ７３
（ＦＥＴ４１）を駆動するスイッチ駆動回路としての制
御回路７２は、例えば図１に示すように構成することが
できる。この実施例は、トランス２により発生されるフ
ライバックパルスを波形整形する波形整形回路１２０、
図示せぬ水平駆動パルス生成回路により水平同期信号に
同期して生成される水平駆動（ＨＤ）パルスを微分する
微分回路１２１、波形整形回路１２０と微分回路１２１
の出力から充放電を制御する充放電制御信号を生成する
充放電制御信号生成回路１２２、充放電制御信号生成回
路１２２により生成された充放電制御信号により充放電
が制御される充放電回路１２３、充放電回路１２３の出
力を基準レベルと比較する比較回路１２４、コンデンサ
７４の出力電圧をピーク整流し、基準レベルと合成して
比較回路１２４に帰還する帰還回路１２５、比較回路１
２４の出力を図示せぬ回路に出力する出力回路１２６、
および比較回路１２６に供給される充放電回路１２３の
出力を所定のレベルにクランプするクランプ回路１２７
とにより構成されている。

【００４７】波形整形回路１２０は、抵抗８１、ツェナ
ーダイオード８２により構成されている。微分回路１２
１は、抵抗８３，８５，８７，８９，９０、コンデンサ
８４，８８、ＮＰＮトランジスタ８６により構成されて
いる。充放電制御信号生成回路１２２は、比較器９１に
より構成されている。充放電回路１２３は、抵抗９２，
９４，９５、ＰＮＰトランジスタ９３、コンデンサ９６
により構成されている。また、比較回路１２４は、コン
デンサ９７、抵抗９８，１００、比較器９９により構成
され、帰還回路１２５はダイオード１０１、コンデンサ
１０３、抵抗１０２により構成されている。出力回路１
２６は、抵抗１０４，１０５、ＮＰＮトランジスタ１０
６、ＰＮＰトランジスタ１０７により構成されている。
また、クランプ回路１２７はコンデンサ１０８、抵抗１
０９、ダイオード１１０により構成されている。

【００４８】次に、図２のタイミングチャートを参照し
てその動作について説明する。水平偏向周期に対応して
生成されるフライバックパルス（図２（ａ））のレベル
が所定の値以上になると、ツェナーダイオード８２が導
通し、そのカソードは所定の電圧にクランプされる。従
って、ツェナーダイオード８２のカソード電圧は図２
（ｂ）に示すようになる。また、水平駆動パルス（図２
（ｃ））はコンデンサ８４と抵抗８５よりなる微分素子
により微分され、ＮＰＮトランジスタ８６によりその位
相が反転される（図２（ｄ））。

【００４９】比較器９１はツェナーダイオード８２の出
力（図２（ｂ））とＮＰＮトランジスタ８６の出力（図
２（ｄ））とを比較し、その出力は、前者が後者より大
きいとき論理Ｈ（または開放状態）に、小さいとき論理
Ｌに、それぞれ反転する（図２（ｅ））。

【００５０】ＰＮＰトランジスタ９３はそのベースに抵
抗９４と９５により一定の電圧が印加されているため定
電流回路として機能し、比較器９１が論理Ｈを出力した
とき、この定電流によりコンデンサ９６が充電される。
また、比較器９１が論理Ｌを出力したとき、コンデンサ
９６の充電電荷は比較器９１に吸収され、瞬時に放電さ
れる。その結果、コンデンサ９６には、水平偏向周期で
鋸歯状波に変化する電圧（図２（ｆ））が発生する。

【００５１】ここで特筆すべきは、この鋸歯状波が同一
の水平偏向周期内のフライバックパルスを基準として生
成されていることである。すなわち、通常は、信号処理
の時間遅延のため、図３に示すように、１Ｈ（水平偏向
周期）前のフライバックパルスに同期して次の水平偏向
周期の鋸歯状波が生成されるのである。水平駆動パルス
（従って、それに同期して生成されるフライバックパル
ス）は、通常、その周波数を一定にするため、ＡＦＣの
サーボがかけられている。従って、１Ｈ前のフライバッ
クパルスと１Ｈ後のフライバックパルスとでは、時間軸
にずれがある。その結果、図３に示すように、１Ｈ前の
フライバックパルスに同期して次のＨの鋸歯状波を生成
すると、このＡＦＣによるノイズの影響を受けて、動作
が不安定になり易い。これに対して上記実施例のよう
に、同一のＨ内のフライバックパルスを基準として鋸歯
状波を生成すると、このＡＦＣによる影響を軽減するこ
とができる。

【００５２】コンデンサ９６の電圧は直流阻止用のコン
デンサ９７を介して比較器９９の反転入力端子に供給さ
れる。この比較器９９の非反転入力端子には抵抗１００
を介して垂直偏向周期でパラボラ状にそのレベルが変化
する基準信号（図２ｇ）が供給されている。図２におい
ては、その時間軸が水平偏向周期を基準としているた
め、図２ｇの基準信号は殆ど直線として表わされてい
る。

【００５３】比較器９９は反転入力端子の鋸歯状波信号
のレベルが、非反転入力端子の基準信号レベルより大き
いとき論理Ｌ、小さいとき論理Ｈを出力する（図２
（ｈ））。基準レベル（図２ｇ）は垂直偏向周期で変化
するため、この信号は、その論理Ｌのパルス幅が垂直偏
向周期で変化するＰＷＭ信号になる。このＰＷＭ信号は
ＮＰＮトランジスタ１０６とＰＮＰトランジスタ１０７
を介して出力される。

【００５４】また、スイッチ７３のスイッチングに対応
してコンデンサ７４に発生する電圧Ｖ₇₄は、帰還回路１
２５のダイオード１０１により整流され、コンデンサ１
０３にそのピーク値が保持される。この保持電圧は抵抗
１０２を介して基準レベルと合成され、比較器９９の非
反転入力端子に帰還される。従って、制御系に対して位
相遅れのないフィードバックをかけることができ、動作
を安定させることができる。

【００５５】ところで、水平出力回路におけるトランジ
スタ（図示せず）のばらつき、温度特性、高圧負荷変動
などに起因して、図４（ａ），（ｂ）に示すように、水
平駆動パルスの立上りエッジとフライバックパルスの立
上りエッジのタイミングの差で表わされるストレージタ
イムが変動すると、図４（ｃ）に示すように、ＮＰＮト
ランジスタ８６のコレクタより出力される反転微分信号
のエッジも変動する。これにより、クランプ回路１２７
が設けられていない場合、コンデンサ９６の出力する鋸
歯状波電圧も図４（ｄ）に示すように、その立ち上がり
のタイミングが変化する。その結果、図４ｅに示す基準
レベルが一定であったとしても、ＰＷＭ信号のパルス幅
が変化することになる。

【００５６】そこで、本実施例においては、充放電回路
１２３の抵抗９４と９５の接続点と比較器９９の反転入
力端子との間に、クランプ回路１２７が接続されてい
る。抵抗９４と９５の接続点の電位は、所定の基準電位
を分圧した電位となっているため、一定の電位である。
その結果、比較器９９の反転入力端子の最高電位は、こ
の一定の電位からダイオード１１０の電圧降下分だけ低
い電位にクランプされる。これにより、コンデンサ９６
より比較器９９の反転入力端子に供給される鋸歯状波電
圧は、図４（ｆ）に示すように、ストレージタイムの変
化に対応して立ち上がりのタイミングはずれたとして
も、傾斜部の線の位置は一定となる。そこで、この傾斜
部の上方の範囲のみを使用するようにすれば、ストレー
ジタイムによる影響を受けないで済むことになる。

【００５７】このようにして生成されるＰＷＭ信号によ
りＦＥＴ４１を駆動して、水平ピン歪を補正することが
できる。

【００５８】

【発明の効果】以上の如く本発明のスイッチ駆動回路に
よれば、充放電回路より比較回路に供給される出力を所
定のレベルにクランプするようにしたので、ストレージ
タイムの変動による影響を軽減して、安定してＰＷＭ信
号を生成することができる。また、フライバックパルス
に同期して充放電を制御するので、スイッチングノイズ
が画面上に現われるのを防止することが可能となる。さ
らに、ダイナミックレンジの広いパルス幅の調整が可能
となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチ駆動回路の一実施例の構成を
示す回路図である。

【図２】図１の実施例の動作を説明するタイミングチャ
ートである。

【図３】鋸歯状波が１Ｈ前のフライバックパルスを基準
として生成される様子を説明する図である。

【図４】図１の実施例におけるクランプ回路１２７の動
作を説明するタイミングチャートである。

【図５】本発明のスイッチ駆動回路を適用する偏向電流
発生回路の一実施例の構成を示す回路図である。

【図６】図５の実施例の動作を説明するタイミングチャ
ートである。

【図７】本発明のスイッチ駆動回路を適用する偏向電流
発生回路の第２の実施例の構成を示す回路図である。

【図８】図７の実施例の動作を説明するタイミングチャ
ートである。

【図９】図５および図７の実施例において適用可能なト
ランスの構成を示す回路図である。

【図１０】本発明のスイッチ駆動回路を適用する偏向電
流発生回路の第３の実施例の構成を示す回路図である。

【図１１】図５、図７および図１０の実施例において電
流Ｉ₃₂の直流成分が変動した場合の動作を説明するタイ
ミングチャートである。

【図１２】本発明のスイッチ駆動回路を適用する偏向電
流発生回路の第４の実施例の構成を示す回路図である。

【図１３】図１２の実施例におけるコイル６３の動作を
説明する図である。

【図１４】従来の水平偏向回路の構成例を示すブロック
図である。

【図１５】図１４の例における水平偏向回路１の構成例
を示す回路図である。

【図１６】図１５の動作を説明するタイミングチャート
である。

【図１７】図１５の例における水平ピンの発生原理を説
明する図である。

【図１８】水平ピンを補正する従来の偏向電流発生回路
の一例の構成を示す回路図である。

【図１９】図１８の例の動作を説明する波形図である。

【符号の説明】

１水平偏向回路２トランス６ＣＲＴ７偏向ヨーク２２ＮＰＮトランジスタ２３ダイオード２４，２５コンデンサ３１電源３２コイル３３，３４スイッチ３５コンデンサ３６コイル３７コンデンサ３８コイル３９電源４１ＦＥＴ７１，７２制御回路７３スイッチ７４コンデンサ６１２次コイル６２コンデンサ６３コイル１２０波形整形回路１２１微分回路１２２充放電制御信号生成回路１２３充放電回路１２４比較回路１２５帰還回路１２６出力回路１２７クランプ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水平偏向周期と垂直偏向周期に対応して
スイッチングするスイッチング素子を駆動するスイッチ
駆動回路において、水平偏向周期に対応したフライバックパルスを波形整形
する波形整形回路と、水平偏向周期に対応した水平駆動パルスを微分する微分
回路と、前記波形整形回路と微分回路の出力より充放電制御信号
を生成する充放電制御信号生成回路と、前記充放電制御信号に対応して充放電する充放電回路
と、前記充放電回路の出力と垂直偏向周期に対応した基準レ
ベルとを比較する比較回路と、前記比較回路に供給される前記充放電回路の出力を所定
のレベルにクランプするクランプ回路とを備えることを
特徴とするスイッチ駆動回路。