JPS60170465A - 自励発振式高圧スイツチング電源装置 - Google Patents
自励発振式高圧スイツチング電源装置Info
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- JPS60170465A JPS60170465A JP2335684A JP2335684A JPS60170465A JP S60170465 A JPS60170465 A JP S60170465A JP 2335684 A JP2335684 A JP 2335684A JP 2335684 A JP2335684 A JP 2335684A JP S60170465 A JPS60170465 A JP S60170465A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、電子複写機のコロナ放電器に高電圧を供給す
る自励発振式高圧スイッチング電源装置に関するもので
ある。
る自励発振式高圧スイッチング電源装置に関するもので
ある。
従来例の構成とその問題点
２ α・−一
近年、電子複写機の普及およびパーソナル化に伴ない、
電子複写機の小型化・高効率化・低価格化が進んでいる
。電子複写機は、複数のコロナ帯電器に高電圧を印加し
て複写プロセスを構成しており、コロナ帯電器に高電圧
を供給する高圧電源装置も複数個あるいは複合一体化さ
れたものが電子複写機内部に組み込せれて使用される。
電子複写機の小型化・高効率化・低価格化が進んでいる
。電子複写機は、複数のコロナ帯電器に高電圧を印加し
て複写プロセスを構成しており、コロナ帯電器に高電圧
を供給する高圧電源装置も複数個あるいは複合一体化さ
れたものが電子複写機内部に組み込せれて使用される。
このため、高圧電源装置においても小型化、高効率化。
低価格化が強く要求されている。
上記の要求に伴なって高圧電源装置も商用電源を利用し
た比較的大型で効率が悪く重い鉄共振１−ランス式高圧
電源装置から、高周波駆動により１−ランス及び高圧整
流回路部品を用いた小型化、高効率化が可能な高圧スイ
ッチング電源装置が主流となってきた。特に、高圧スイ
ッチング電源装置の価格を安価にするためには、発振回
路の構成が簡単な自動発振式高圧スイッチング電源装置
が最も有利な方式である。
た比較的大型で効率が悪く重い鉄共振１−ランス式高圧
電源装置から、高周波駆動により１−ランス及び高圧整
流回路部品を用いた小型化、高効率化が可能な高圧スイ
ッチング電源装置が主流となってきた。特に、高圧スイ
ッチング電源装置の価格を安価にするためには、発振回
路の構成が簡単な自動発振式高圧スイッチング電源装置
が最も有利な方式である。
以下、図面を参照しながら、上述したような従来の自励
発振式高圧スイッチング電源装置につい３１、−ア で説明を行う。
発振式高圧スイッチング電源装置につい３１、−ア で説明を行う。
第１図は従来の自励発振式高圧スイッチング電源装置の
回路構成を示すものである。第１図において、１は入力
電圧を供給する直流低圧電源、２は一次側巻線に印加さ
れる電圧を高電圧に昇圧するスイッチングｌ−ランスで
、−次側巻線として入力巻線２１及びバイアス巻線２２
を有し、ニ次側巻線として高圧出力巻線２３を有する。
回路構成を示すものである。第１図において、１は入力
電圧を供給する直流低圧電源、２は一次側巻線に印加さ
れる電圧を高電圧に昇圧するスイッチングｌ−ランスで
、−次側巻線として入力巻線２１及びバイアス巻線２２
を有し、ニ次側巻線として高圧出力巻線２３を有する。
３はコレクタが入力巻線２１を介して直流低圧電源１の
正電極に接続され、エミッタ直流低圧電源１の負電極に
接続されておりオンオフをくり返すスイッチングトラン
ジスタである。４は直流低圧電源１の正電極とスイッチ
ングトランジスタ３のベースに直列に接続され発振開始
の起動電流を同ベースに供給する抵抗、５はカソードを
スイッチングトランジスタ３のベースに、アノードを同
エミッタに接続し、同ベース電圧が一定電圧以上の負電
圧にバイアスされるのを防止するダイオードである。
正電極に接続され、エミッタ直流低圧電源１の負電極に
接続されておりオンオフをくり返すスイッチングトラン
ジスタである。４は直流低圧電源１の正電極とスイッチ
ングトランジスタ３のベースに直列に接続され発振開始
の起動電流を同ベースに供給する抵抗、５はカソードを
スイッチングトランジスタ３のベースに、アノードを同
エミッタに接続し、同ベース電圧が一定電圧以上の負電
圧にバイアスされるのを防止するダイオードである。
６はバイアス巻線２２の一端に接続され、バイアス巻線
２２に誘起する誘起電圧によるベース電流を制御する調
節抵抗である。
２２に誘起する誘起電圧によるベース電流を制御する調
節抵抗である。
７６−一端を調節抵抗６、他端をスイッチングトランジ
スタ３のベースに接続し、ベース電流を徐々に減少させ
るコンデンサである。８は高圧出力巻線３３と出力端子
間に接続され誘起する高電圧を直流高電圧に変換する整
流回路である。なお、スイッチング１〜ランジスタ３の
コレクタに流れる電流をコレクタ電流Ｉい同コレクク・
エミッタ間電圧をＶ。８、同ベースに流れるベース電流
をＩＢ、同ベース・エミッタ間電圧を７８ｇとする。
スタ３のベースに接続し、ベース電流を徐々に減少させ
るコンデンサである。８は高圧出力巻線３３と出力端子
間に接続され誘起する高電圧を直流高電圧に変換する整
流回路である。なお、スイッチング１〜ランジスタ３の
コレクタに流れる電流をコレクタ電流Ｉい同コレクク・
エミッタ間電圧をＶ。８、同ベースに流れるベース電流
をＩＢ、同ベース・エミッタ間電圧を７８ｇとする。
以上のように構成された従来例について、以下その動作
について第１図、第２図、第３図、第４図をもちいて説
明する。
について第１図、第２図、第３図、第４図をもちいて説
明する。
直流低圧電源１の正電極より供給された直流電圧は、抵
抗４を介して微少な起動電流がスイッチングトランジス
タ３のベースに流れる。この電流によってスイッチング
トランジスタ３のコレクタ電流Ｉ。が流れコレクタ・エ
ミッタ間電圧Ｖ。８が低下すると、スイッチング１−ラ
ンス２の入力巻線２１に電圧が印加されたことになり、
この電圧に比例５ へ・−ン した誘起電圧が同バイアス巻線２２に発生する。
抗４を介して微少な起動電流がスイッチングトランジス
タ３のベースに流れる。この電流によってスイッチング
トランジスタ３のコレクタ電流Ｉ。が流れコレクタ・エ
ミッタ間電圧Ｖ。８が低下すると、スイッチング１−ラ
ンス２の入力巻線２１に電圧が印加されたことになり、
この電圧に比例５ へ・−ン した誘起電圧が同バイアス巻線２２に発生する。
この誘起電圧は、調節抵抗６、コンデンサ７を介してさ
らにスイッチングトランジスタ３のベースに帰還電流を
供給しベース電流よりを増加させるためスイッチングト
ランジスタ３はオン状態となり、オン期間が始まる。オ
ン期間では、入力巻線２１に流れる電流はリンギングを
しながらほぼ直通的に増加してスイッチングトランス２
を励磁するが、スイッチングトランジスタ３のベース電
流Ｉ、は調節抵抗６、コンデンサ７により制限され徐々
に減少するため、入力巻線２１に流れる電流すなわち、
コレクタ電流工。は、工。−ＨＦＥｘＩＢ（ＨＦＥはス
イッチングトランジスタ３の電流増幅率）で決まる値で
飽和するため、バイアス巻線２２の誘起電圧はなくなり
スイッチング１〜ランジスタ３はオフ状態となりオフ期
間が始まる。オフ期間では、バイアス巻線２２の誘起電
圧はスイッチングトランジスタ３のベースを負電位に逆
バイアスするため、スイッチング１−ランス２の励磁エ
ネルギーが高圧出力巻線２３から高電圧出力ＶＯＵＴ６
・【 − として放出される寸でオフ期間が持続する。
らにスイッチングトランジスタ３のベースに帰還電流を
供給しベース電流よりを増加させるためスイッチングト
ランジスタ３はオン状態となり、オン期間が始まる。オ
ン期間では、入力巻線２１に流れる電流はリンギングを
しながらほぼ直通的に増加してスイッチングトランス２
を励磁するが、スイッチングトランジスタ３のベース電
流Ｉ、は調節抵抗６、コンデンサ７により制限され徐々
に減少するため、入力巻線２１に流れる電流すなわち、
コレクタ電流工。は、工。−ＨＦＥｘＩＢ（ＨＦＥはス
イッチングトランジスタ３の電流増幅率）で決まる値で
飽和するため、バイアス巻線２２の誘起電圧はなくなり
スイッチング１〜ランジスタ３はオフ状態となりオフ期
間が始まる。オフ期間では、バイアス巻線２２の誘起電
圧はスイッチングトランジスタ３のベースを負電位に逆
バイアスするため、スイッチング１−ランス２の励磁エ
ネルギーが高圧出力巻線２３から高電圧出力ＶＯＵＴ６
・【 − として放出される寸でオフ期間が持続する。
スイッチング１−ランス２の励磁エネルギニがすべて放
出されると、急激にバイアス巻線２２の誘起電圧は消滅
するが、スイッチングトランス２のもれインダクタンス
と分布容量によりスイッチングトランジスタ３のベース
を順バイアスする方向にリンギング電圧（キック電圧と
も言うっ）が発生して、再びスイッチングトランジスタ
３をオンさせる。
出されると、急激にバイアス巻線２２の誘起電圧は消滅
するが、スイッチングトランス２のもれインダクタンス
と分布容量によりスイッチングトランジスタ３のベース
を順バイアスする方向にリンギング電圧（キック電圧と
も言うっ）が発生して、再びスイッチングトランジスタ
３をオンさせる。
その後前述したオンオフ動作をくり返して、スイッチン
グトランジスタ３は発振を続けて高電圧を発生させる。
グトランジスタ３は発振を続けて高電圧を発生させる。
スイッチングトランジスタ３の動作波形を第２図ａ、ｂ
に、スイッチングトランス２の等節回路とオン期間の動
作波形について第３図、第４図ａ。
に、スイッチングトランス２の等節回路とオン期間の動
作波形について第３図、第４図ａ。
ｂ・ｃ、ｃｉ、ｅに示す。第２Ｎａの人はコレクタ電流
ＩＣ，Ｂはコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＩＩ、Ｃはク
ーンオンロス、Ｄはターンオフロスヲ示シ、第２図すの
Ｅはベース電流ＩＢ、Ｆはベース・エミッタ間電圧ｖＢ
ｘを示す。スイッチングトランジス７ ・′・−一 タ３のスイッチング損失は、スイッチングトランジスタ
３がオフ状態からオン状態に移行するターンオン時の損
失１、すなわちターンオンロスＣとオン状態からオフ状
態に移行するターンオフ時ノ損失、すなわちターンオフ
ロスＤが大半を占めており、特に高圧スイッチング電源
装置では第２図ａに示すように〃−ンオン時に過大なコ
レクタ電流ＩＣが流れるために、ターンオンロスは非常
に大きくなる。これはスイッチングトランス２の高圧出
力巻線２３が、入力巻線２１に印加された低電圧を高電
圧に変換するため非常に多い巻線数を必要とし、これに
より第３図に示す高圧出力巻線間容量３２及び−次側巻
線と二次側巻線間に生じる一次二次巻線間容量３１が大
きなものとなる。これらは、一般に分布容量と呼ばれる
。第４図ａはスイッチングトランス２を一次側に変換し
た等側口１路で、高圧出力巻線間容量の一次変換容量３
３及び−次ニ次巻線間容量の一次変換容量３４であり、
−次変換された容量は入力巻線２１と高圧出力巻線２３
の巻き数比の２乗倍となる。この場合数が非常に多いた
め一次変換容量ｄ、非常に大きな値となることがわかる
。さらにスイッチング１−ランジスタ３のコレクタ電流
ＩＣは入力巻線２１のインダクタンス成分に流れる電流
ＩＬ′（第４図ｄに示す波形）と１次変換容量３３．３
４に流れるインラッシュ的な電流］：ｃ／ （第４図Ｃ
に示す波形）の合成であり、ターンオン時の印加電圧Ｖ
／（第４図すに示す波形）により第４図ｅに示す電流波
形となることがわかる。これは第２Ｎａに示すコレクタ
電流ＩＣ波形と同様である。オン期間のコレクタ電流Ｉ
Ｃ波形がリンギングしているのは、 リーケージインダ
クタンク２４と１次変換容量３３゜３４の共振によるも
ので、電流ＩＣ′のインラッシュ電流が大きい程リンギ
ングの振幅は大きなものとなることが一般的に知られて
いる。
ＩＣ，Ｂはコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＩＩ、Ｃはク
ーンオンロス、Ｄはターンオフロスヲ示シ、第２図すの
Ｅはベース電流ＩＢ、Ｆはベース・エミッタ間電圧ｖＢ
ｘを示す。スイッチングトランジス７ ・′・−一 タ３のスイッチング損失は、スイッチングトランジスタ
３がオフ状態からオン状態に移行するターンオン時の損
失１、すなわちターンオンロスＣとオン状態からオフ状
態に移行するターンオフ時ノ損失、すなわちターンオフ
ロスＤが大半を占めており、特に高圧スイッチング電源
装置では第２図ａに示すように〃−ンオン時に過大なコ
レクタ電流ＩＣが流れるために、ターンオンロスは非常
に大きくなる。これはスイッチングトランス２の高圧出
力巻線２３が、入力巻線２１に印加された低電圧を高電
圧に変換するため非常に多い巻線数を必要とし、これに
より第３図に示す高圧出力巻線間容量３２及び−次側巻
線と二次側巻線間に生じる一次二次巻線間容量３１が大
きなものとなる。これらは、一般に分布容量と呼ばれる
。第４図ａはスイッチングトランス２を一次側に変換し
た等側口１路で、高圧出力巻線間容量の一次変換容量３
３及び−次ニ次巻線間容量の一次変換容量３４であり、
−次変換された容量は入力巻線２１と高圧出力巻線２３
の巻き数比の２乗倍となる。この場合数が非常に多いた
め一次変換容量ｄ、非常に大きな値となることがわかる
。さらにスイッチング１−ランジスタ３のコレクタ電流
ＩＣは入力巻線２１のインダクタンス成分に流れる電流
ＩＬ′（第４図ｄに示す波形）と１次変換容量３３．３
４に流れるインラッシュ的な電流］：ｃ／ （第４図Ｃ
に示す波形）の合成であり、ターンオン時の印加電圧Ｖ
／（第４図すに示す波形）により第４図ｅに示す電流波
形となることがわかる。これは第２Ｎａに示すコレクタ
電流ＩＣ波形と同様である。オン期間のコレクタ電流Ｉ
Ｃ波形がリンギングしているのは、 リーケージインダ
クタンク２４と１次変換容量３３゜３４の共振によるも
ので、電流ＩＣ′のインラッシュ電流が大きい程リンギ
ングの振幅は大きなものとなることが一般的に知られて
いる。
スイッチングトランジスタ３のスイッチングロスは、電
源効率を低下させ放熱ｔｇを大形化させる。
源効率を低下させ放熱ｔｇを大形化させる。
ターンオン時のコレクタ電流ＩＣのピーク値の増９１く
一ン 加は、大容量のスイッチングトランジスタ３を必要とす
るためロスＩ−ｕｐとなる。コレクタ電流ＩＣのリンギ
ング振幅の増大は、ターンオフ動作を不安定にさせ高圧
出力電圧ＶＯＵＴを安定化させる場合の制御特性に著し
い悪影響を与える。ターンオフロスは近年のスイッチン
グトランジスタの高速化に伴ない著しく減少しており、
ターンオフロスをいかに減少させるかが大きな課題とな
っている。
一ン 加は、大容量のスイッチングトランジスタ３を必要とす
るためロスＩ−ｕｐとなる。コレクタ電流ＩＣのリンギ
ング振幅の増大は、ターンオフ動作を不安定にさせ高圧
出力電圧ＶＯＵＴを安定化させる場合の制御特性に著し
い悪影響を与える。ターンオフロスは近年のスイッチン
グトランジスタの高速化に伴ない著しく減少しており、
ターンオフロスをいかに減少させるかが大きな課題とな
っている。
ターンオンロスを減少させる従来の方法は、第６図に示
すようにスイッチングトランス２の２次側高圧出力巻線
２３０巻線途中に整流ダイオード２６を複数個接続する
ことにより、高圧出力巻線間容量３２を分割して分布容
量を減少させ、ターンオン時のスイッチングトランジス
タ３のコレクタ電流ＩＣを減少させ、ターンオンロスを
減少させている。しかしこの方法では、スイッチングト
ランス２の構造が複雑となり形状が大型化し部品点数も
増加するなどデメリットが多いだけでなく、−次二次巻
線間容量３１は減少しないため十分な効果が期待できな
い。
すようにスイッチングトランス２の２次側高圧出力巻線
２３０巻線途中に整流ダイオード２６を複数個接続する
ことにより、高圧出力巻線間容量３２を分割して分布容
量を減少させ、ターンオン時のスイッチングトランジス
タ３のコレクタ電流ＩＣを減少させ、ターンオンロスを
減少させている。しかしこの方法では、スイッチングト
ランス２の構造が複雑となり形状が大型化し部品点数も
増加するなどデメリットが多いだけでなく、−次二次巻
線間容量３１は減少しないため十分な効果が期待できな
い。
１０ ｌ′、 ・
発明の目的
本発明は上記欠点に鑑み、スイッチングトランジスタの
ターンオンロスを減少することのできる自励発振式高圧
スイッチング電源装置を提供するものである。
ターンオンロスを減少することのできる自励発振式高圧
スイッチング電源装置を提供するものである。
発明の構成
本発明は、入力巻線、バイアス巻線、高圧出力巻線ヲ備
えたスイッチングトランスと、スイッチングトランジス
タのベースとドライブ回路を介して前記バイアス巻線の
一端に接続される回路上に電子スイッチ回路を設け、上
記バイアス巻線から上記ドライブ回路を介して上記スイ
ッチングトランジスタのベースに帰還する帰還電流を上
記電子スイッチ回路により一定時間遮断して上記スイッ
チングトランジスタのターンオンタイミングを遅らせる
ことで、ターンオフロスを減少させるものであるっ 実施例の説明 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。
えたスイッチングトランスと、スイッチングトランジス
タのベースとドライブ回路を介して前記バイアス巻線の
一端に接続される回路上に電子スイッチ回路を設け、上
記バイアス巻線から上記ドライブ回路を介して上記スイ
ッチングトランジスタのベースに帰還する帰還電流を上
記電子スイッチ回路により一定時間遮断して上記スイッ
チングトランジスタのターンオンタイミングを遅らせる
ことで、ターンオフロスを減少させるものであるっ 実施例の説明 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。
１１ ｌニー、＞
第６図０：本発明の一実施例における自励発振式高圧ス
イッチング電源装置の回路構成を示すものである。なお
、第１図と同一のものは同符号を付し、その構成の説明
を省略する。
イッチング電源装置の回路構成を示すものである。なお
、第１図と同一のものは同符号を付し、その構成の説明
を省略する。
抵抗４１は直流低圧電源１の正電極とコンデンサ１０の
一端に直列に接続され発振開始の起動電流とコンデンサ
１ｏの充電電流を供給する抵抗、１ｏは一端を抵抗４１
に他端を直流低圧電源１の負電極に接続し充電放電をく
り返すコンデンサ、９けコレクタをコンデンサ７の一端
に接続し、ベースを抵抗４１とコンデンサ１ｏの接続点
に接続され、エミッタをスイッチングトランジスタ３０
ベースに接続し、コンデンサ１０の両端電圧によりオン
オフをくり返しスイッチとなる１−ランジスタ、１１は
カソードを１−ランジスタ９のコレクタに接続しアノー
ドを上記トランジスタ９のエミッタに接続したダイオー
ドである。なお、調節抵抗６、コンデンサ７によりドラ
イブ回路を構成し、ダイオード５．１１、コンデンサ１
０、トランジスタ９、抵抗４１によって電子スイッチ回
路を構成している。
一端に直列に接続され発振開始の起動電流とコンデンサ
１ｏの充電電流を供給する抵抗、１ｏは一端を抵抗４１
に他端を直流低圧電源１の負電極に接続し充電放電をく
り返すコンデンサ、９けコレクタをコンデンサ７の一端
に接続し、ベースを抵抗４１とコンデンサ１ｏの接続点
に接続され、エミッタをスイッチングトランジスタ３０
ベースに接続し、コンデンサ１０の両端電圧によりオン
オフをくり返しスイッチとなる１−ランジスタ、１１は
カソードを１−ランジスタ９のコレクタに接続しアノー
ドを上記トランジスタ９のエミッタに接続したダイオー
ドである。なお、調節抵抗６、コンデンサ７によりドラ
イブ回路を構成し、ダイオード５．１１、コンデンサ１
０、トランジスタ９、抵抗４１によって電子スイッチ回
路を構成している。
以上のように構成された一実施例について、以下その動
作について第６図、第７図をもちいて説明する。
作について第６図、第７図をもちいて説明する。
直流低圧電源１の正電極より供給された直流電圧は、抵
抗４１を介してコンデンサ１０を充電するため、コンデ
ンサ１０の両端電圧ｖｃは−にゲ１し一定電圧に達する
と１−ランジスタ９のベースからエミッタを介してスイ
ッチングトランジスタ３のベースへ起動電流を供給する
。一定電圧とは、スイッチングトランジスタ３のベース
・エミッタ順方向電圧ＶＢＫとトランジスタ９のベース
・エミッタ順方向電圧の和の電圧である。スイッチング
トランジスタ３及０’ ｌ・ランジスク９は前記起動電
流によりオン状態となり、スイッチングトランス２のバ
イアス巻線２２に発生する誘起電圧か調節抵抗６、コン
デンサ７、すでにオン状態となっているトランジスタ９
のコレクタ・エミッタ間を介しで、スイッチングトラン
ジスタ３のベースに帰還電流を供給しベース電流ＩＢを
増加させ、 オン期１３１ｚ−ン 間が始捷る。オン期間では、はぼ直線的に増加す゛ る
スイッチングトランジスタ３のコレクタ電流ＩＣが、調
節抵抗６、コンデンサ７により制限されたベース電流Ｉ
Ｂにより飽和すると、スイッチングトランジスタ３はオ
フ状態になりオフ期間となる。
抗４１を介してコンデンサ１０を充電するため、コンデ
ンサ１０の両端電圧ｖｃは−にゲ１し一定電圧に達する
と１−ランジスタ９のベースからエミッタを介してスイ
ッチングトランジスタ３のベースへ起動電流を供給する
。一定電圧とは、スイッチングトランジスタ３のベース
・エミッタ順方向電圧ＶＢＫとトランジスタ９のベース
・エミッタ順方向電圧の和の電圧である。スイッチング
トランジスタ３及０’ ｌ・ランジスク９は前記起動電
流によりオン状態となり、スイッチングトランス２のバ
イアス巻線２２に発生する誘起電圧か調節抵抗６、コン
デンサ７、すでにオン状態となっているトランジスタ９
のコレクタ・エミッタ間を介しで、スイッチングトラン
ジスタ３のベースに帰還電流を供給しベース電流ＩＢを
増加させ、 オン期１３１ｚ−ン 間が始捷る。オン期間では、はぼ直線的に増加す゛ る
スイッチングトランジスタ３のコレクタ電流ＩＣが、調
節抵抗６、コンデンサ７により制限されたベース電流Ｉ
Ｂにより飽和すると、スイッチングトランジスタ３はオ
フ状態になりオフ期間となる。
第７ＮａのＡはコレクタ電流ＩＣ，Ｂはコレクタ・エミ
ッタ間電圧ｖｃＥ、Ｃはターンオンロス、Ｄはターンオ
フロスを示し、第７図すのＥはベース電流ＩＢ、 Ｆ
ｉｔ、ベース・エミッタ間電圧ＶＢＩＩの動作波形を示
す。オフ期間では、バイアス巻線２２の誘起電圧はスイ
ッチングトランジスタ３のベースを調節抵抗６、コンデ
ンサ７、ダイオード１１を介して負電圧にバイアスする
ため、同ベース・エミッタ間電圧はダイオード６の順方
向電圧まで逆バイアスするとともに、コンデンサ１ｏの
両端電圧ｖｃも１−ランジスタ９のベースから同コレク
タ及び調節抵抗６、コンデンサ７を介して前記起動電流
とともに放電されて一定電圧になる。一定電圧とは、ダ
イオード６とダイオード１１の順方向電圧の和から１−
ランジスタ９のベース・コレクタ１４ ｌ、 順方向電圧を引いた負電圧となる。
ッタ間電圧ｖｃＥ、Ｃはターンオンロス、Ｄはターンオ
フロスを示し、第７図すのＥはベース電流ＩＢ、 Ｆ
ｉｔ、ベース・エミッタ間電圧ＶＢＩＩの動作波形を示
す。オフ期間では、バイアス巻線２２の誘起電圧はスイ
ッチングトランジスタ３のベースを調節抵抗６、コンデ
ンサ７、ダイオード１１を介して負電圧にバイアスする
ため、同ベース・エミッタ間電圧はダイオード６の順方
向電圧まで逆バイアスするとともに、コンデンサ１ｏの
両端電圧ｖｃも１−ランジスタ９のベースから同コレク
タ及び調節抵抗６、コンデンサ７を介して前記起動電流
とともに放電されて一定電圧になる。一定電圧とは、ダ
イオード６とダイオード１１の順方向電圧の和から１−
ランジスタ９のベース・コレクタ１４ ｌ、 順方向電圧を引いた負電圧となる。
オフ期間は、スイッチング１１ラン・ス２の励磁エネル
ギーが高圧出力巻線２３から高圧出力ＶＯ［ＩＴとして
放出される１で持続するが、前記励磁エネルギーがなく
なるとバイアス巻線２２の電圧はスイッチング１−ラン
ラスタ３０ベースを正電圧にバイアスするようなリンギ
ング電圧を発生するが、トランジスタ９のベース電圧は
コンデンサ１ｏの両端電圧が直流低電圧電源１の正電極
より抵抗４１を介して流れる充電々流により順バイアス
される寸でオフを続ける。トランジスタ９がオンすると
前述したオン期間となり、スイッチングトランジスタ３
は発振をくり返］７て高電圧を発生させる。
ギーが高圧出力巻線２３から高圧出力ＶＯ［ＩＴとして
放出される１で持続するが、前記励磁エネルギーがなく
なるとバイアス巻線２２の電圧はスイッチング１−ラン
ラスタ３０ベースを正電圧にバイアスするようなリンギ
ング電圧を発生するが、トランジスタ９のベース電圧は
コンデンサ１ｏの両端電圧が直流低電圧電源１の正電極
より抵抗４１を介して流れる充電々流により順バイアス
される寸でオフを続ける。トランジスタ９がオンすると
前述したオン期間となり、スイッチングトランジスタ３
は発振をくり返］７て高電圧を発生させる。
第７図ＣのＧ （ｄコンデンサ１０の両端電圧ｖｃ 波
形を示しており、Ｈｄ］コンデンザ１ｏの充電時間によ
るオンダイミングの遅れ期間、第７図ｄの工は高圧出力
巻線２３両端電圧ｖｏ波形、 Ｊは図中のオン期間をな
くした場合のリンギング電圧波形を示す。リンギング電
圧は、オフ期間にスイッチングトランス２の各巻線間に
発生した逆起電圧が１５−”；“ン 励磁エネルギーの消滅により急激に減少するのに伴ない
、高圧出力巻線２３０分布容量にだくわえられた逆起電
圧による電荷が放出されるため、スイッチングトランス
２のもれインダクタンスと共振することで発生する電圧
で、オフ期間を持続させると第７図ｄのＪに示す電圧波
形となる。リンギング電圧の振幅は前記分布容量及びも
れインダクタンスが大きい程大きくなるため、特に高圧
トランスでは大きな振幅となる。
形を示しており、Ｈｄ］コンデンザ１ｏの充電時間によ
るオンダイミングの遅れ期間、第７図ｄの工は高圧出力
巻線２３両端電圧ｖｏ波形、 Ｊは図中のオン期間をな
くした場合のリンギング電圧波形を示す。リンギング電
圧は、オフ期間にスイッチングトランス２の各巻線間に
発生した逆起電圧が１５−”；“ン 励磁エネルギーの消滅により急激に減少するのに伴ない
、高圧出力巻線２３０分布容量にだくわえられた逆起電
圧による電荷が放出されるため、スイッチングトランス
２のもれインダクタンスと共振することで発生する電圧
で、オフ期間を持続させると第７図ｄのＪに示す電圧波
形となる。リンギング電圧の振幅は前記分布容量及びも
れインダクタンスが大きい程大きくなるため、特に高圧
トランスでは大きな振幅となる。
そこで、スイッチングトランジスタ３のオンタイミング
を遅らせて、高圧出力巻線２３の分布容量の電位が最も
高電圧に々つだ時にスイッチングトランジスタ３をオン
させることで、前述のターンオン時のインラッシュ電流
を抑制することが可能となる。キック電圧の振幅周期は
、分布容量ともれインダクタンスにより決まるため、前
記オンタイミングの遅れ期間は一定でよいことになる。
を遅らせて、高圧出力巻線２３の分布容量の電位が最も
高電圧に々つだ時にスイッチングトランジスタ３をオン
させることで、前述のターンオン時のインラッシュ電流
を抑制することが可能となる。キック電圧の振幅周期は
、分布容量ともれインダクタンスにより決まるため、前
記オンタイミングの遅れ期間は一定でよいことになる。
発明の効果
以」二のように本発明によれば、簡単な回路構成でスイ
ッチングトランジスタのターンオン時のコ特開昭ＧＯ−
１７０４６５（５） レクク電流ＩＣを抑制することができるため、 ターン
オンロスを著しく減少することが可能であり、同時にコ
レクタ電流ＩＣのリンギングも小さくなることから、電
源効率を改善し放熱器を小形にし、安価な小容量のスイ
ッチングトランジスタを使用することが可能となるなど
、小形で安価な高効率な自励発振式高圧スイッチング電
源装置を実現することができ、その実用的効果は犬なる
ものがある。
ッチングトランジスタのターンオン時のコ特開昭ＧＯ−
１７０４６５（５） レクク電流ＩＣを抑制することができるため、 ターン
オンロスを著しく減少することが可能であり、同時にコ
レクタ電流ＩＣのリンギングも小さくなることから、電
源効率を改善し放熱器を小形にし、安価な小容量のスイ
ッチングトランジスタを使用することが可能となるなど
、小形で安価な高効率な自励発振式高圧スイッチング電
源装置を実現することができ、その実用的効果は犬なる
ものがある。
第１図は従来の自動発振式高圧スイッチング電源装置の
回路構成図、第２図ａ、ｂは従来例のスイッチングトラ
ンジスタの動作波形図、第３図はスイッチングトランス
の構成図、第４図ａ、ｂ。 Ｃ・ｄ・ｅは従来例のスイッチングミーランスの等価回
路図及び動作波形図、第５図は従来の改善例を示すスイ
ッチングトランスの回路図、第６図は本発明の一実施例
における自励発振式高圧スイッチング電源装置の回路構
成図、第７図ａ、ｂ、ｃ。 ｄは本発明の一実施例のスイッチングトランジス１７
、′、−ン タの動作波形である。 １・・・・・・直流低電圧電源、２・・・・・・スイッ
チングトランス、３・・・・・・スイッチングトランジ
スタ、５・・・・・・ダイオード、６ ・・・・調節抵
抗、了・・・・・・コンデンサ、８・・・・・整流回路
、９・・・・・・トランジスタ、１０コンデンサ、１１
・・・・・・ダイオード、２１・・・・・・入力巻線、
２２・・・・・・バイアス巻線、２３・・・・・・高圧
出力巻線、４１・・・・・・抵抗。 代理人の氏名 升理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図
回路構成図、第２図ａ、ｂは従来例のスイッチングトラ
ンジスタの動作波形図、第３図はスイッチングトランス
の構成図、第４図ａ、ｂ。 Ｃ・ｄ・ｅは従来例のスイッチングミーランスの等価回
路図及び動作波形図、第５図は従来の改善例を示すスイ
ッチングトランスの回路図、第６図は本発明の一実施例
における自励発振式高圧スイッチング電源装置の回路構
成図、第７図ａ、ｂ、ｃ。 ｄは本発明の一実施例のスイッチングトランジス１７
、′、−ン タの動作波形である。 １・・・・・・直流低電圧電源、２・・・・・・スイッ
チングトランス、３・・・・・・スイッチングトランジ
スタ、５・・・・・・ダイオード、６ ・・・・調節抵
抗、了・・・・・・コンデンサ、８・・・・・整流回路
、９・・・・・・トランジスタ、１０コンデンサ、１１
・・・・・・ダイオード、２１・・・・・・入力巻線、
２２・・・・・・バイアス巻線、２３・・・・・・高圧
出力巻線、４１・・・・・・抵抗。 代理人の氏名 升理士 中 尾 敏 男 ほか１名第１
図 第２図
Claims (1)
- 入力巻線、バイアス巻線、高圧出力巻線を備えたスイッ
チングトランスと、スイッチングトランジスタのベース
とドライブ回路を介して前記バイアス巻線の一端に接続
される回路上に電子スイッチ回路を設け、前記バイアス
巻線から同ドライブ回路を介して同スイッチングトラン
ジスタのペースに帰還する帰還電流を前記電子スイッチ
回路により一定時間遮断して同スイッチングトランジス
タのターンオンタイミングを遅らせることを特徴とした
自励発振式高圧スイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2335684A JPS60170465A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | 自励発振式高圧スイツチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2335684A JPS60170465A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | 自励発振式高圧スイツチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60170465A true JPS60170465A (ja) | 1985-09-03 |
| JPH0357709B2 JPH0357709B2 (ja) | 1991-09-03 |
Family
ID=12108288
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2335684A Granted JPS60170465A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | 自励発振式高圧スイツチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60170465A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0853372A1 (en) * | 1996-12-24 | 1998-07-15 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Power supply circuit |
| US5995382A (en) * | 1997-10-17 | 1999-11-30 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply |
| US6038143A (en) * | 1997-10-17 | 2000-03-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply having time constant circuit electronic switch an external voltage and having charging time variable in response to output voltage |
| US6101103A (en) * | 1997-10-17 | 2000-08-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply |
-
1984
- 1984-02-10 JP JP2335684A patent/JPS60170465A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0853372A1 (en) * | 1996-12-24 | 1998-07-15 | Matsushita Electric Works, Ltd. | Power supply circuit |
| US5995382A (en) * | 1997-10-17 | 1999-11-30 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply |
| US6038143A (en) * | 1997-10-17 | 2000-03-14 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply having time constant circuit electronic switch an external voltage and having charging time variable in response to output voltage |
| US6101103A (en) * | 1997-10-17 | 2000-08-08 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0357709B2 (ja) | 1991-09-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |