JPH0357709B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電子複写機のコロナ放電器に高電圧
を供給する自励発振式高圧スイツチング電源装置
に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、電子複写機の普及およびパーソナル化に
伴ない、電子複写機の小型化・高効率化・低価格
化が進んでいる。電子複写機は、複数のコロナ帯
電器に高電圧を印加して複写プロセスを構成して
おり、コロナ帯電器に高電圧を供給する高圧電源
装置も複数個あるいは複合一体化されたものが電
子複写機内部に組み込まれて使用される。このた
め、高圧電源装置においても小型化、高効率化、
低価格化が強く要求されている。

上記の要求に伴なつて高圧電源装置も商用電源
を利用した比較的大型で効率が悪く重い鉄共振ト
ランス式高圧電源装置から、高周波駆動によりト
ランス及び高圧整流回路部品が小型化でき、高効
率化が可能な高圧スイツチング電源装置が主流と
なつてきた。特に、高圧スイツチング電源装置の
価格を安価にするためには、発振回路の構成が簡
単な自励発振式高圧スイツチング電源装置が最も
有利な方式である。

以下、図面を参照しながら、上述したような従
来の自励発振式高圧スイツチング電源装置につい
て説明を行う。

第１図は従来の自励発振式高圧スイツチング電
源装置の回路構成を示すものである。第１図にお
いて、１は入力電圧を供給する直流低圧電源、２
は一次側巻線に印加される電圧を高電圧に昇圧す
るスイツチングトランスで、一次側巻線として入
力巻線２１及びバイアス巻線２２を有し、二次側
巻線として高圧出力巻線２３を有する。３はコレ
クタが入力巻線２１を介して直流低圧電源１の正
電極に接続され、エミツタが直流低圧電源１の負
電極に接続されておりオンオフをくり返すスイツ
チングトランジスタである。４は直流低圧電源１
の正電極とスイツチングトランジスタ３のベース
に直列に接続され発振開始の起動電流を同ベース
に供給する抵抗、５はカソードをスイツチングト
ランジスタ３のベースに、アノードを同エミツタ
に接続し、同ベース電圧が一定電圧以上の負電圧
にバイアスされるのを防止するダイオードであ
る。６はバイアス巻線２２の一端に接続され、バ
イアス巻線２２に誘起する誘起電圧によるベース
電流を制御する調節抵抗である。

７は一端を調節抵抗６、他端をスイツチングト
ランジスタ３のベースに接続し、ベース電流を
徐々に減少させるコンデンサである。８は高圧出
力巻線２３と出力端子間に接続され誘起する高電
圧を直流高電圧に変換する整流回路である。な
お、スイツチングトランジスタ３のコレクタに流
れる電流をコレクタ電流I_C、同コレクタ・エミツ
タ間電圧をV_CE、同ベースに流れるベース電流を
I_B、同ベース・エミツタ間電圧をV_BEとする。

以上のように構成された従来例について、以下
その動作について第１図、第２図、第３図、第４
図をもちいて説明する。

直流低圧電源１の正電極より供給された直流電
圧は、抵抗４を介して微少な起動電流がスイツチ
ングトランジスタ３のベースに流れる。この電流
によつてスイツチングトランジスタ３のコレクタ
電流I_Cが流れコレクタ・エミツタ間電圧V_CEが低
下すると、スイツチングトランス２の入力巻線２
１に電圧が印加されたことになり、この電圧に比
例した誘起電圧が同バイアス巻線２２に発生す
る。この誘起電圧は、調節抵抗６、コンデンサ７
を介してさらにスイツチングトランジスタ３のベ
ースに帰還電流を供給しベース電流I_Bを増加させ
るためスイツチングトランジスタ３はオン状態と
なり、オン期間が始まる。オン期間では、入力巻
線２１に流れる電流はリンギングをしながらほぼ
直線的に増加してスイツチングトランス２を励磁
するが、スイツチングトランジスタ３のベース電
流I_Bは調節抵抗６、コンデンサ７により制限され
徐々に減少するため、入力巻線２１に流れる電流
すなわち、コレクタ電流I_Cは、I_C＝HFE×I_B
（HFEはスイツチングトランジスタ３の電流増幅
率）で決まる値で飽和するため、バイアス巻線２
２の誘起電圧はなくなりスイツチングトランジス
タ３はオフ状態となりオフ期間が始まる。オフ期
間では、バイアス巻線２２の誘起電圧はスイツチ
ングトランジスタ３のベースを負電位に逆バイア
スするため、スイツチングトランス２の励磁エネ
ルギーが高圧出力巻線２３から高電圧出力V_OUT
として放出されるまでオフ期間が持続する。

スイツチングトランス２の励磁エネルギーがす
べて放出されると、急激にバイアス巻線２２の誘
起電圧は消滅するが、スイツチングトランス２の
もれインダクタンスと分布容量によりスイツチン
グトランジスタ３のベースを順バイアスする方向
にリンギング電圧（キツク電圧とも言う。）が発
生して、再びスイツチングトランジスタ３をオン
させる。

その後前述したオンオフ動作をくり返して、ス
イツチングトランジスタ３は発振を続けて高電圧
を発生させる。

スイツチングトランジスタ３の動作波形を第２
図ａ，ｂに、スイツチングトランス２の等価回路
とオン期間の動作波形について第３図、第４図
ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅに示す。第２図ａのＡはコレ
クタ電流I_C、Ｂはコレクタ・エミツタ間電圧V_CE、
Ｃはターンオンロス、Ｄはターンオフロスを示
し、第２図ｂのＥはベース電流I_B、Ｆはベース・
エミツタ間電圧V_BEを示す。スイツチングトラン
ジスタ３のスイツチング損失は、スイツチングト
ランジスタ３がオフ状態からオン状態に移行する
ターンオン時の損失、すなわちターンオンロスＣ
とオン状態からオフ状態に移行するターンオフ時
の損失、すなわちターンオフロスＤが大半を占め
ており、特に高圧スイツチング電源装置では第２
図ａに示すようにターンオン時に過大なコレクタ
電流I_Cが流れるため、ターンオンロスは非常に大
きくなる。これはスイツチングトランス２の高圧
出力巻線２３が、入力巻線２１に印加された低電
圧を高電圧に変換するため非常に多い巻線数を必
要とし、これにより第３図に示す高圧出力巻線間
容量３２及び一次側巻線と二次側巻線間に生じる
一次二次巻線間容量３１が大きなものとなる。こ
れらは、一般に分布容量と呼ばれる。第４図ａは
スイツチングトランス２を一次側に変換した等価
回路で、高圧出力巻線間容量の一次変換容量３３
及び一次二次巻線間容量の一次変換容量３４であ
り、一次変換された容量は入力巻線２１と高圧出
力巻線２３の巻き数比の２乗倍となる。この場合
（高圧出力巻線数／入力巻線数）²倍であり、高圧出力
巻線数が 非常に多いため一次変換容量は非常に大きな値と
なることがわかる。さらにスイツチングトランジ
スタ３のコレクタ電流I_Cは入力巻線２１のインダ
クタンス成分に流れる電流I_L′（第４図ｄに示す
波形）と一次変換容量３３，３４に流れるインラ
ツシユ的な電流I_C′（第４図ｃに示す波形）の合
成であり、ターンオン時の印加電圧V′（第４図ｂ
に示す波形）により第４図ｅに示す電流波形とな
ることがわかる。これは第２図ａに示すコレクタ
電流I_C波形と同様である。オン期間のコレクタ電
流I_C波形がリンギングしているのは、リーケージ
インダクタンク２４と一次変換容量３３，３４の
共振によるもので、電流I_C′のインラツシユ電流
が大きい程リンギングの振幅は大きなものとなる
ことが一般的に知られている。

スイツチングトランジスタ３のスイツチングロ
スは、電源効率を低下させ放熱器を大形化させ
る。ターンオン時のコレクタ電流I_Cのピーク値の
増加は、大容量のスイツチングトランジスタ３を
必要とするためコストupとなる。コレクタ電流I_C
のリンギング振幅の増大は、ターンオフ動作を不
安定にさせ高圧出力電圧V_OUTを安定化させる場
合の制御特性に著しい悪影響を与える。ターンオ
フロスは近年のスイツチングトランジスタの高速
化に伴ない著しく減少しており、ターンオンロス
をいかに減少させるかが大きな課題となつてい
る。

ターンオンロスを減少させる従来の方法は、第
５図に示すようにスイツチングトランス２の２次
側高圧出力巻線２３の巻線途中に整流ダイオード
２５を複数個接続することにより、高圧出力巻線
間容量３２を分割して分布容量を減少させ、ター
ンオン時のスイツチングトランジスタ３のコレク
タ電流I_Cを減少させ、ターンオンロスを減少させ
ている。しかしこの方法では、スイツチングトラ
ンス２の構造が複雑となり形状が大型化し部品点
数も増加するなどデメリツトが多いだけでなく、
一次二次巻線間容量３１は減少しないため十分な
効果が期待できない。

発明の目的 本発明は上記欠点に鑑み、スイツチングトラン
ジスタのターンオンロスを減少することのできる
自励発振式高圧スイツチング電源装置を提供する
ものである。

発明の構成 本発明は、入力巻線、バイアス巻線、高圧出力
巻線を備えたスイツチングトランスと、スイツチ
ングトランジスタのベースとドライブ回路を介し
て前記バイアス巻線の一端に接続される回路上に
電子スイツチ回路を設け、上記バイアス巻線から
上記ドライブ回路を介して上記スイツチングトラ
ンジスタのベースに帰還する帰還電流を上記電子
スイツチ回路により一定時間遮断して上記スイツ
チングトランジスタのターンオンタイミングを遅
らせることで、ターンオンロスを減少させるもの
である。

実施例の説明 以下本発明の一実施例について、図面を参照し
ながら説明する。

第６図は本発明の一実施例における自励発振式
高圧スイツチング電源装置の回路構成を示すもの
である。なお、第１図と同一のものは同符号を付
し、その構成の説明を省略する。

抵抗４１は直流低圧電源１の正電極とコンデン
サ１０の一端に直列に接続され発振開始の起動電
流とコンデンサ１０の充電電流を供給する抵抗、
１０は一端を抵抗４１に他端を直流低圧電源１の
負電極に接続し充電放電をくり返すコンデンサ、
９はコレクタをコンデンサ７の一端に接続し、ベ
ースを抵抗４１とコンデンサ１０の接続点に接続
され、エミツタをスイツチングトランジスタ３の
ベースに接続し、コンデンサ１０の両端電圧によ
りオンオフをくり返しスイツチとなるトランジス
タ、１１はカソードをトランジスタ９のコレクタ
に接続しアノードを上記トランジスタ９のエミツ
タに接続したダイオードである。なお、調節抵抗
６、コンデンサ７によりドライブ回路を構成し、
ダイオード５，１１、コンデンサ１０、トランジ
スタ９、抵抗４１によつて電子スイツチ回路を構
成している。

以上のように構成された一実施例について、以
下その動作について第６図、第７図をもちいて説
明する。

直流低圧電源１の正電極より供給された直流電
圧は、抵抗４１を介して起動電流が流れコンデン
サ１０を充電するため、コンデンサ１０の両端電
圧V_Cは上昇し一定電圧に達するとトランジスタ
９のベースからエミツタの順方向接合を介してス
イツチングトランジスタ３のベースへ前記起動電
流が流れる。この時トランジスタ９はオンする
が、コレクタ・エミツタ間の電位が無いため、ス
イツチングトランジスタ３のベースに供給される
電流は前記起動電流のみである。一定電圧とは、
スイツチングトランジスタ３のベース・エミツタ
順方向電圧V_BEとトランジスタ９のベース・エミ
ツタ順方向電圧の和の電圧である。スイツチング
トランジスタ３は前記起動電流によりオン状態と
なり、スイツチングトランス２のバイアス巻線２
２に発生する誘起電圧が調節抵抗６、コンデンサ
７、すでにオン状態となつているトランジスタ９
のコレクタ・エミツタ間を介して、スイツチング
トランジスタ３のベースに帰還電流を供給しベー
ス電流I_Bを増加させ、オン期間が始まる。オン期
間では、ほぼ直線的に増加するスイツチングトラ
ンジスタ３のコレクタ電流I_Cが、調節抵抗６、コ
ンデンサ７により制限されたベース電流I_Bにより
飽和すると、スイツチングトランジスタ３はオフ
状態になりオフ期間となる。第７図ａのＡはコレ
クタ電流I_C、Ｂはコレクタ・エミツタ間電圧V_CE、
Ｃはターンオンロス、Ｄはターンオフロスを示
し、第７図ｂのＥはベース電流I_B、Ｆはベース・
エミツタ間電圧V_BEの動作波形を示す。オフ期間
では、バイアス巻線２２の誘起電圧はスイツチン
グトランジスタ３のベースを調節抵抗６、コンデ
ンサ７、ダイオード１１を介して負電圧にバイア
スするため、同ベース・エミツタ間電圧はダイオ
ード５の順方向電圧まで逆バイアスするととも
に、コンデンサ１０の両端電圧V_Cもトランジス
タ９のベースから同コレクタ及び調節抵抗６、コ
ンデンサ７を介して前記起動電流とともに放電さ
れて一定電圧になる。一定電圧とは、ダイオード
５とダイオード１１の順方向電圧の和からトラン
ジスタ９のベース・コレクタ順方向電圧を引いた
負電圧となる。

オフ期間は、スイツチングトランス２の励磁エ
ネルギーが高圧出力巻線２３から高圧出力V_OUT
として放出されるまで接続するが、前記励磁エネ
ルギーがなくなるとバイアス巻線２２の電圧はス
イツチングトランジスタ３のベースを正電圧にバ
イアスするようなリンギング電圧を発生するが、
トランジスタ９のベース電圧はコンデンサ１０の
両端電圧が直流低圧電源１の正電極より抵抗４１
を介して流れる充電々流により順バイアスされる
までオフを続ける。トランジスタ９がオンすると
前述したオン期間となり、スイツチングトランジ
スタ３は発振をくり返して高電圧を発生させる。
第７図ｃのＧはコンデンサ１０の両端電圧V_C波
形を示しており、Ｈはコンデンサ１０の充電時間
によるオンダイミングの遅れ期間、第７図ｄのＩ
は高圧出力巻線２３両端電圧V₀波形、Ｊは図中
のオン期間をなくした場合のリンギング電圧波形
を示す。リンギング電圧は、オフ期間にスイツチ
ングトランス２の各巻線間に発生した逆起電圧が
励磁エネルギーの消滅により急激に減少するのに
伴ない、高圧出力巻線２３等の分布容量にたくわ
えられた逆起電圧による電荷が放出されるため、
スイツチングトランス２のもれインダクタンスと
共振することで発生する電圧で、オフ期間を持続
させると第７図ｄのＪに示す電圧波形となる。リ
ンギング電圧の振幅は前記分布容量及びもれイン
ダクタンスが大きい程大きくなるため、特に高圧
トランスでは大きな振幅となる。

そこで、スイツチングトランジスタ３のオンタ
イミングを遅らせて、高圧出力巻線２３等の分布
容量の電位が最も高電圧になつた時、すなわち前
記共振周期のおよそ1/2付近に達した時にスイツ
チングトランジスタ３をオンさせることで、前述
のターンオン時のインラツシユ電流を最も抑制す
ることが可能となる。リンギング電圧の振幅周期
は、分布容量ともれインダクタンスの共振により
決まるため、前記オンタイミングの遅れ期間は一
定でよいことになる。

すでに実施例で明らかなように、本発明の意味
する所は、自励発振式におけるスイツチングトラ
ンジスタのオンするタイミングを、スイツチング
トランスの励磁エネルギーがなくなつた時に発生
するリンギング電圧の振幅が最も大きくなる付近
まで遅延させ、ターンオン時のインラツシユ電流
を抑制することにあり、そのための手段として電
子スイツチ回路により前記スイツチングトランジ
スタのベース電流を一時的に遮断し前記遅延を行
なうことを特徴としている。

本実施例の説明では、前記電子スイツチ回路を
スイツチングトランジスタのベース電流帰還ルー
プを切断するように挿入して遮断したが、前記電
子スイツチ回路を前記スイツチングトランジスタ
のベース電流帰還ループをシヨートするように挿
入して遮断しても同様な効果が得られる。さら
に、前記電子スイツチ回路の遅延時間をコンデン
サの充電時間を利用して決定した時、放電時間を
利用することも可能である。

さらに、前記遅延時間を決定する前記コンデン
サの充放電電流を入力電圧より供給したが、スイ
ツチングトランスの巻線誘起電圧など他の電圧よ
り供給しても同様な結果が得られる。

発明の効果 以上のように本発明によれば、簡単な回路構成
でスイツチングトランジスタのターンオン時のコ
レクタ電流I_Cを抑制することができるため、ター
ンオンロスを著しく減少することが可能であり、
同時にコレクタ電流I_Cのリンギングも小さくなる
ことから、電源効率を改善し放熱器を小形にし、
安価な小容量のスイツチングトランジスタを使用
することが可能となるなど、小形で安価な高効率
な自励発振式高圧スイツチング電源装置を実現す
ることができ、その実用的効果は大なるものがあ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自励発振式高圧スイツチング電
源装置の回路構成図、第２図ａ，ｂは従来例のス
イツチングトランジスタの動作波形図、第３図は
スイツチングトランスの構成図、第４図ａ，ｂ，
ｃ，ｄ，ｅは従来例のスイツチングトランスの等
価回路図及び動作波形図、第５図は従来の改善例
を示すスイツチングトランスの回路図、第６図は
本発明の一実施例における自励発振式高圧スイツ
チング電源装置の回路構成図、第７図ａ，ｂ，
ｃ，ｄは本発明の一実施例のスイツチングトラン
ジスタの動作波形である。 １……直流低電圧電源、２……スイツチングト
ランス、３……スイツチングトランジスタ、５…
…ダイオード、６……調節抵抗、７……コンデン
サ、８……整流回路、９……トランジスタ、１０
……コンデンサ、１１……ダイオード、２１……
入力巻線、２２……バイアス巻線、２３……高圧
出力巻線、４１……抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力巻線、バイアス巻線、高圧出力巻線を備
   えたスイツチングトランスと、前記入力巻線の一
   端と入力電源間に直列に接続されたスイツチング
   トランジスタと、前記スイツチングトランジスタ
   のベースがドライブ回路を介して前記バイアス巻
   線の一端に接続される回路上に設けられた前記バ
   イアス巻線に発生する誘起電圧に同期して遮断導
   通動作する電子スイツチ回路と、前記電子スイツ
   チ回路は前記誘起電圧が前記ドライブ回路を介し
   て前記スイツチングトランジスタのベースに帰還
   電流を供給する方向に誘起起動電圧を発生した時
   点から一定時間前記帰還電流の遮断動作を維持し
   た後導通動作するように導通動作の遅延手段を含
   み、前記遅延手段は前記誘起電圧に同期してコン
   デンサの充放電を行い前記コンデンサの電圧が一
   定の電圧になつたときに前記電子スイツチ回路が
   前記帰還電流の導通動作するように構成され、前
   記電子スイツチ回路により前記バイアス巻線の前
   記誘起起動電圧の発生した時点から一定時間前記
   スイツチングトランジスタのターンオンするタイ
   ミングを遅らせることを特徴とした自励発振式高
   圧スイツチング電源装置。