JPH0227870B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はテレビ受信機の水平偏向回路と組み合
わせられ、該水平偏向回路にDC電圧を供給する
スイツチング電圧調整給電デバイス（以下、給電
デバイスと略称する）に係る。より特定的には本
発明は給電デバイスの入力に供給されるDC入力
電圧のレベルと関連して、給電デバイスの出力で
供給する電圧を上昇又は増加させ、且つこのレベ
ルをDC入力電圧の回帰スイツチングにより調整
するようなDC電圧を供給する給電デバイスに係
り、この回帰スイツチングは給電デバイスにより
給電されるテレビ受信機の（水平）線路周波数と
同期される。

このタイプのスイツチングによる逓昇又は上昇
電圧調整給電デバイスは公知であり、特に米国特
許公報第US−Ａ−3571697号（又は第3736496号）
に記載され、これらの文献はスイツチモード
（switched mode）給電デバイス、又はいわゆる
非絶縁フライバツクタイプのDC−DCコンバータ
に係り、該コンバータにおいてバイポーラスイツ
チングトランジスタのコレクタ−エミツタパス
は、入力電圧を供給するDCソースの端子間で転
流（commutating）インダクタンスと直列に接
続され、またトランジスタとインダクタンスとの
結線と、検波又は蓄積コンデンサのプレートの１
つとの間には（負荷と並列に）整流ダイオードが
接続され、トランジスタの導通時にインダクタン
スに蓄積された電流が、連続するカツトオフ周期
に、ダイオードを介してコンデンサの充電（及び
負荷の提供）に使用されるように配設されてい
る。テレビ受信機におけるこのタイプのスイツチ
モード給電デバイスの使用、特に受信機の水平偏
向回路に給電するための給電デバイスは例えばフ
アン スハイク（Van Schaik）による二つの論
文「テレビ受信機のおけるスイツチモード給電入
門」（An Introduction to switched−Mode
Power Supplies in TV Receivers）及び「テレ
ビ受信機におけるSMPS用制御回路」（Control
Circuits for SMPS in TV Receivers）に記載
があり、夫々英文のDutch review
“ELECTRONIC APPLICATIONS
BULLETIN”of PHILIPS、1976年９月の
Vol.34、No.３、pp93〜108、及び同1976年９月の
Vol.34、No.４、pp162〜180、又はBritish
Review“MULLARD TECHNICAL
COMMUNICATIONS”1977年７月No.135pp181
〜195及び1977年10月No.136pp210〜226に掲載さ
れている。これらの論文に記載されたスイツチモ
ード給電デバイスは電源から隔離されたものもそ
うでないものも、また順方向コンバータ又はフラ
イバツクコンバータを使用するものも、いずれも
スイツチングトランジスタが１回又は数回スイツ
チオンされる（飽和状態になるか又は導通する）
かまたはされないうちは、その出力において水平
偏向回路給電用DC電圧を供給しないため、この
トランジスタの制御回路は独立した弛張発振器を
具備しなければならず、またインダクタンスとト
ランジスタとを直列に含むスイツチング回路と同
じDC入力電圧（AC電源の電圧で、整流され平滑
にされた電圧）により供給されなければならな
い。スイツチングと水平偏向との同期は水平発振
器及び／又は水平偏向回路全体が作動を開始し、
開始時に独立して作動するデバイスにより該水平
発振器及び／又は該水平偏向回路に供給される給
電電圧が十分になるやいなや副次的にのみ惹起さ
れる。このスイツチングと水平偏向との同期は、
電力スイツチングの階段遷移により高周波エネル
ギ放射によつて生じるスクリーン上に見られる干
渉を減少又は排除するために有利であり、特にス
イツチングトランジスタが遮断されている場合、
同期は通常、線路変成器の補助的二次巻線の端子
から取られたフライバツク又は帰線（retrace）
パルスから成る信号により行なわれ、該変成器の
一次巻線は通常スイツチモード給電デバイスの出
力と、出力段に具備されたトレーススイツチの端
子の１つとの間に接続される。この目的のために
水平発振器（例えば公報第FR−Ａ−2040217号を
参照せよ）により供給される信号を使用すること
も可能である。

公報第「Ｒ−Ａ−2261670号に記載のテレビ受
信機用スイツチモード給電において電源から整流
且つ平滑にされた電圧を供給される順方向型コン
バータのスイツチングトランジスタを制御するた
めの回路は、フリツプフロツプの双安定トリガ回
路から成り、該双安定トリガ回路の出力の１つ
は、のこぎり歯状電圧ゼネレータを電圧コンパレ
ータとから成る調整回路を介して、そのトリガ入
力の１つに結合されて戻り、のこぎり歯状電圧が
フライバツクパルスの振幅に比例する電圧レベル
に達すると該コンパレータはフリツプフロツプの
設定を制御する遷移を供給する。このフリツプフ
ロツプの２個の合補的出力の他の出力は、もう１
つのトリガ入力に、いわゆる開始ループ及び電圧
コンパレータを介して接続され、該開始ループの
有する昇順電圧波形はフライバツクパルスの振幅
が正常な動作において達成すべき公称レベルの所
定の部分より小さい所定の電圧レベルに漸近的に
近づき、また該電圧コンパレータは、フライバツ
クパルスが公称振幅よりわずかに低いしきい値振
幅に達するか又はそれを越えるまで、フリツプフ
ロツプの回帰リセツトをその初期状態に制御する
遷移を供給する。このしきい値振幅が超えられる
と、フリツプフロツプのリセツトは、開始パルス
に代わつて、フライバツクパルス自体、この場合
は、逆向きのフライバツクパルスによつて制御さ
れる。このような配設は、開始期間中無安定でそ
の後単安定になるマルチバイブレータと同等であ
り、該マルチバイブレータはフライバツクパルス
によりトリガされ、またその準安定状態は可変持
続時間を有し、これらのフライバツクパルスの振
幅に従つて、デユーテイサイクルにより調整され
る。スイツチの閉鎖（スイツチングトランジスタ
の飽和）を制御するパルスがここでフライバツク
パルスの前端をもつて開始し、その持続時間又は
長さは、負荷により引き出される電流の関数及び
整流され且つ平滑にされた電圧の変化の関数とし
て変調され、これにより水平偏向のトレース部分
持続中に給電スイツチの開放（トランジスタの遮
断）を制御する該フライバツクパルスの終端が生
じる。このようにして、このスイツチモード給電
は殆んどの公知のものと同様に、その出力の制御
を、その出力レベルの逆関数としてデユーテイサ
イクルを変化させることにより行う。

高周波の電波はスイツチングインダクタンス中
の電流及びその端子間の電圧の段階状遷移期間中
にはつきりと最も強くなるため、１本又は数本の
垂直線（映像信号による搬送波の変調センスによ
り明暗がある）の出現が観察されることもあり、
該垂直線は映像の正常な部分と対比をなし、その
画面上の位置はスイツチングトランジスタを制御
するパルスの持続時間に依存する。この電波の効
果は特に電波の周波数又は同調器の入力信号が小
さい場合、特に選択されたチヤネルがVHFバン
ドの低い周波数域に位置するときには邪魔にな
る。受信器の自動ゲイン制御デバイスは高周波及
び／又は中周波入力段のゲインで作動するので受
信機の感度（増幅）が最大となり、これはまたス
プリアス電波信号にも関係する。

本発明の一方においてスイツチングトランジス
タのカツトオフを前端又はフライバツクパルスと
同期させて制御し、他方において、特別な発振器
を伴わない簡単な回路により水平偏向回路の開始
を制御することにより画面上に見られる干渉を排
除又は少なくとも評価し得る程度に減少させ、ま
た水平偏向回路が作動していないときに遮断状態
のままでいるスイツチングトランジスタを十分に
保護する。これは、米国特許公報第US−Ａ−
3571697号に記載のタイプの逓昇スイツチング制
御供給デバイスを使用することにより、また本発
明に基づき、給電デバイスの制御回路が水平偏向
回路を含み、該水平偏向回路が該制御回路に給電
するように構成することにより可能となる。本発
明の目的は、スイツチングによりその出力電圧の
昇圧及び調整を行い得る給電デバイスであり、テ
レビジヨン受信機の水平偏向回路と組合わせて構
成されており、前記水平偏向回路に給電するため
のDC出力電圧の昇圧調整のスイツチングを伴つ
ており、前記水平偏向回路が水平発振回路と励振
段と出力段とをカスケード式に含んでおり前記出
力段がトレーススイツチイングトランジスタと線
路変成器とを含んでいるようなスイツチング電圧
調整給電デバイスであつて、DC入力電圧のソー
スの極間に接続されたインダクタンスと、前記イ
ンダクタンスに直列に接続された第１のスイツチ
ングトランジスタと、前記インダクタンスと前記
第１のスイツチングトランジスタのコレクタとの
間の結線に接続されたアノードと波コンデンサ
の１つの端子に接続されたカソードとを有するダ
イオードと、前記第１のスイツチングトランジス
タのベースに給電するための制御回路とを含んで
おり、前記波コンデンサの他の端子は前記第１
のスイツチングトランジスタのエミツタに接続さ
れており、前記ダイオードは、前記第１のスイツ
チングトランジスタがターンオフする時は前記
波コンデンサの前記端子間に前記DC入力電圧よ
り低い初期DC電圧を供給し、前記第１のスイツ
チングトランジスタが回帰的にオフとオンとを交
互に反復する時は前記DC入力電圧より高くかつ
前記第１のスイツチングトランジスタの状態での
デユーテイサイクルに依存するレベルを有する調
整されたDC出力電圧を供給すべく構成されてお
り、前記制御回路は前記DC出力電圧の調整自在
な部分を設定基準電圧に比較し、前記比較される
電圧間の差に比例する調整電圧又は電流を供給す
る調整段と、回帰信号によりトリガされ前記調整
電圧又は電流の関数として変化するデユーテイサ
イクルを有する矩形の出力信号を供給するパルス
幅変調器と、前記矩形の出力信号を入力して前記
第１のスイツチングトランジスタを制御するよう
な他の励振段とを含んでおり、前記矩形の出力信
号は、前記第１のスイツチングトランジスタのオ
ン及びオフ状態を制御するように前記パルス幅変
調器に同期している回帰トリガ信号を供給すべく
前記水平偏向回路によつて制御されており、前記
水平偏向回路の動作の開始が前記DC入力電圧が
前記スイツチング電圧調整給電デバイスの入力に
供給されると直ちに現れる前記初期DC電圧によ
り制御されており、前記他の励振段の給電入力の
１つが、前記線路変成器の２次巻線から前記第１
のスイツチングトランジスタのオフを実質的に前
記トレーススイツチトランジスタと同時に制御す
るように、正の交番が定電圧プラトーを、そして
負の交番が負方向のフライバツクパルスを含むよ
うな第１の電圧信号を直接に入力することを特徴
とするスイツチング電圧調整給電デバイスを提供
することにある。

本発明に基づき、スイツチングトランジスタを
制御する回路と一体となつている水平偏向回路は
開始時より、水平偏向回路を制御する矩形の出力
信号の反復期間を決定し、また第２の励振段であ
る第２の励振回路の給電入力の１つは初期の電圧
信号を直接受理し、該電圧信号の正の交番はDC
電圧プラトーから成り、負の交番は線路変成器の
第１の２次巻線により供給される逆方向フライバ
ツクパルスから成り、このようにしてスイツチン
グトランジスタの遮断は、トレーススイツチトラ
ンジスタの遮断と実質上同時に制御される。

以下本発明を添付図面に基づき具体例により詳
細に説明する。

第１図は、給電デバイスBS及び該給電デバイ
スBSにより給電されるテレビ受信機の水平偏向
回路SHの概略図と、それらを制御する個々の回
路の構成図を示す。

調整されないDC入力電圧VEは、４個のダイオ
ードを有する整流ブリツジＲによつて給電され
る。このDC入力電圧VEは入力時に、絶縁逓降型
の変圧器TSの２次巻線によつて給電され、変圧
器TSの１次巻線にはAC電源が供給されている。
整流ブリツジＲの出力端子はそれぞれに第１の
波コンデンサＣ１の端子に接続されている。この
第１の波コンデンサＣ１の端子間でDC入力電
圧VEが得られる。

このDC入力電圧VEのソースの極の１つである
陽極Ｐは、エネルギを蓄積するインダクタンスＬ
の端子のひとつに接続されている。極の他の１つ
である陰極Ｎの方は、AC電源から分離された受
信機のアースＧに接続する。インダクタンスＬの
他方の端子は、１つには、エミツタがアースＧに
接続しているNPNバイポーラ型の第１のスイツ
チングトランジスタＴ１のコレクタに接続し、他
の１つには、そのカソードが、第２の波コンデ
ンサＣ２の陽端子に接続している第１のダイオー
ドＤ１のアノードに接続している。この第２の
波コンデンサＣ２の陰端子はアースＧに接続さ
れ、第２のコンデンサＣ２の２端子間で、負荷を
供給するDC出力電圧VSが得られる。

このような給電デバイスBSは、第１のスイツ
チングトランジスタＴ１とこの第１のスイツチン
グトランジスタＴ１に属する第１のダイオードＤ
１とが、インダクタンスＬを貫通する電流を同一
方向へそれぞれ伝導するように接続されているの
で、出力電圧レベルの逓昇又は増大及び調整を共
に提供する。この給電デバイスBSは、変圧器TS
の１次巻線がAC電源に接続するやいなや、第２
の波コンデンサＣ２の端子から成る給電デバイ
スBSの出力において、初期DC電圧VSIで供給す
る。この初期DC電圧VSIは、第１のダイオード
Ｄ１での順方向電圧降下VD１より小さいDC入
力電圧VEに等しく、制御回路SCが始動するまで
負荷に供給される。制御回路SCの出力６は第１
のスイツチングトランジスタＴ１のベースに、こ
の第１のスイツチングトランジスタＴ１を交互に
オン及びオフにするよう接続されている。

第１のスイツチングトランジスタＴ１が、その
ベース−エミツタ接合を正バイアスにすることで
オンにされると、この第１のスイツチングトラン
ジスタＴ１のコレクタ−エミツタパスは、インダ
クタンスＬと第１のダイオードＤ１との結線をア
ースＧに接続する。こうして第１のダイオードＤ
１は逆バイアスにされて伝導を停止し、調整され
ないDC入力電圧VEを供給するソースの陽極Ｐと
陰極Ｎとの間に第１のスイツチングトランジスタ
Ｔ１によつて接続されているインダクタンスＬ
が、第１のスイツチングトランジスタＴ１の伝導
時間の平行に伴つて増大するエネルギを蓄積する
ために、第１のスイツチングトランジスタＴ１が
カツトオフされるまで線形的に増加する電流IL
を導通する。制御回路SCが第１のスイツチング
トランジスタのベース−エミツタ電圧を零あるい
はそれ以下に至らせた後、第１スイツチングトラ
ンジスタＴ１がカツトオフされた瞬間、インダク
タンスＬの端子における電圧が逆向きとなつて、
インダクタンスＬの、第１のスイツチングトラン
ジスタＴ１のコレクタ及び第１のダイオードＤ１
のアノードとの結線において、DC入力電圧VEよ
り大きい電圧VMが得られ、これにより第１のダ
イオードＤ１は正バイアスにされる。従つて、第
１のスイツチングトランジスタＴ１がカツトオフ
された瞬間から、インダクタンスＬに電流ILの
形で蓄積されており、第２の波コンデンサＣ２
を、DC出力電圧VSがDC入力電圧VEより大きく
なるまで荷電するエネルギが消滅するまで、第１
のダイオードＤ１は線形的に減少する電流を伝導
する。DC出力電圧VEのレベルの調整は通常の手
段、即ち、第１のスイツチングトランジスタＴ１
の導通期間と連続する導通期間及びカツトオフ期
間の２つの所要時間の和との比を現わすデユーテ
イサイクルを（安定基準電圧との比較により決定
された）所望のDC出力電圧VSの関数として変化
させることにより、行なわれる。

本発明によれば上述の型の給電デバイスBSは、
給電デバイスBSにより給電されるテレビ受信機
の水平偏向回路SHと結合する。それによつて水
平偏向回路SHは、給電デバイスBSの制御回路
SCにとつて必要不可欠な部分を形成し、この部
分即ち水平偏向回路SHは給電デバイスBSの作動
の繰返し期間を決定する。また上記のデユーテイ
サイクル変更による調整が、線路変成器TLの逓
昇２次巻線（図示せず）によつて供給される水平
フライバツクパルスを整流することによつて得ら
れる、のこぎり波状走査電流の安定ピーク−ピー
ク振幅及び／またはブラウン管電極（アノード、
集束電極及び加束格子）をバイアスするための超
高電圧を保持する。

複号ビデオ信号から分離した水平同期信号に関
する図示されていない周知の位相制御回路を有す
る水平発振器OHと、水平発振器OHにより制御
され水平偏向回路の出力段OSを制御する励振段
である励振回路HDとをカスケード式に有する水
平偏向回路SH全体は、上述の給電デバイスBSに
より給電される。実際、水平偏向回路SHの正の
給電入力ALは、ヒユーズFSによつて、給電デバ
イスBSの正の出力端子SPを形成する第１のダイ
オードＤ１のカソードと第２の波コンデンサＣ
２の陽端子との結線に接続している。

この給電入力ALは、励振回路HDの入力に直
接接続し、更に好ましくは、通常のツエナダイオ
ードあるいは直列安定トランジスタ型の電圧調整
器VRDを介して水平発振器OHの入力に直接接続
しており、更に隔離されたアースＧに接続する。

水平偏向回路SHの給電入力ALは更に、線路変
成器TLの１次巻線Ｂ１の端子のひとつに接続す
る。他方の端子ABは、もうひとつのNPN型ス
イツチングトランジスタであるトレーススイツチ
トランジスタTHのコレクタ、分流回復ダイオー
ド（shunt recovery diode）DRのカソード、帰
線コンデンサCRの端子のひとつ、及び走査のト
レース期間中一方の端子が他方の端子と接続して
いる水平偏向コイルLHに給電するトレースコン
デンサCSの極板のひとつと並列に接続している。
トレーススイツチトランジスタTHのエミツタ、
分流回復ダイオードDRのアノード、帰線コンデ
ンサCRの他方の端子、及び水平偏向コイルLHの
他方の端子は総てアースＧに接続する。このよう
に接続された部分の集合は出力段OSを形成する。
その作動は周知であり本発明の一部とはならな
い。

上述の如く、変圧器TSの１次巻線がAC電源に
接続されるやいなや、整流ブリツジＲは、第１の
波コンデンサＣ１の陽極Ｐ及び陰極Ｎ間に調整
されない低いDC入力電圧VEを供給すべく、第１
の波コンデンサＣ１に給電する。次いで第１の
スイツチングトランジスタＴ１がオフにされ、こ
のDC入力電圧VEは、インダクタンスＬ及び第１
のダイオードＤ１を通つて第２の波コンデンサ
Ｃ２へと供給される。これにより出力端子SPと
アースＧとの間で初期DC電圧VSIが得られ、こ
の初期DC電圧VSIは実質的に（DC入力電圧VE
−順方向電圧降下VD１）に等しく、調整された
DC出力電圧VSの60％にほぼ等しい。この初期
DC電圧VSI（約0.6VSに等価）は、水平発振器
OHによる自律振動の発生を生起するのに十分で
ある。この水平発振器OHは出力において、励振
回路HDの入力に接続されて、ライン周波数に近
い独立周波数のパルスを供給する。このパルスに
応答して、やはり給電デバイスBSにより給電さ
れる励振回路HDはトレーススイツチトランジス
タTHのベースに、このトレーススイツチトラン
ジスタTHの独立周波数での周期的カツトオフ
と、フライバツク期間の所要時間よりも長い期間
の後に続くオン状態とを制御するパルスを、走査
のトレース部分の実質的に最初の半分の間に分流
回復ダイオードDRが水平偏向コイルLHから電
流を受容し得るよう供給する。フライバツク（帰
線とも言う）の間、トレーススイツチトランジス
タTH及び分流回復ダイオードDRは共にカツト
オフされ、AC電流の流れにおいて並列に接続さ
れている水平偏光コイルLH及び線路変成器TL
の１次巻線Ｂ１のインダクタンスのそれぞれに電
流の形で蓄積されたエネルギは、並列共振回路を
形成する帰線コンデンサCRを貫流し発振する。
この並列共振回路の共振期間は、フライバツク期
間の所要時間を決定する。

こうして、点ABとアースＧの間に周期的に、
実質的に正弦半波形を有する電圧パルスVTHが
生ずる。この電圧パルスVTHは第２図の線図Ａ
に示す。この電圧パルスVTHの平均値は、初め
は初期DC電圧VSIに等しく、確定した作動の間
はDC出力電圧VSに等しい。線路変成器TLは、
超高電圧巻線及び図示されない他の給電整流回路
用巻線に加えて、２個の２次巻線Ｂ２及びＢ３を
有する。これらの２次巻線Ｂ２及びＢ３はそれぞ
れに、零平均値を有するフライバツクパルスを含
む電圧信号を両端子間で供給し、それぞれに陰極
及び陽極を持つ。

即ち、第１の２次巻線Ｂ２は、連続した二つの
フライバツクパルス間で、そのレベルがこれらの
フライバツクパルスの平均値に等しい正プラトー
を有する第１の電圧信号−VTLを供給する。こ
の第１の電圧信号−VTLは、本発明によれば、
第１のスイツチングトランジスタＴ１のオフ状態
の制御に用いられ、これにより、他の場合に可視
である干渉が、帰線期間を含む帰線消去期間にの
み起こる。第２の２次巻線Ｂ３は、前述の第１の
電圧信号−VTLの逆あるいは相補形である第２
の電圧信号＋VTLを供給する。

これらの２次巻線Ｂ２及びＢ３のそれぞれの端
子の一方はアースＧに接続され、他方の端子はそ
れぞれに、制御回路SCの二つの入力２及び１に
接続している。制御回路SCの第３の入力３は給
電デバイスBSの出力端子SPに接続し、第４の入
力４は、DC入力電圧VEのソースの陽極Ｐに接続
する。制御回路SCの第５の端子５はアースＧ（お
よび陰極Ｎ）に接続し、出力６は第１のスイツチ
ングトランジスタＴ１のベースに接続している。
この制御回路SCにより、水平偏向回路SHの始動
後、最初のフライバツクパルスによつてその形状
が制御されるのこぎり波電圧波形と調整電圧と
の、DC出力電圧VSに依る従来の比較により作動
するパルス幅変調器によつて決定される時刻にお
いて、第１のスイツチングトランジスタＴ１の１
次飽和が生起される。次のフライバツクパルスの
立上がりまで続く第１のスイツチングトランジス
タＴ１のこの１次飽和の間、エネルギはインダク
タンスＬに蓄積される。

第１のスイツチングトランジスタＴ１がオフに
された瞬間から、第１のダイオードＤ１は、第２
のコンデンサＣ２へ蓄積されたエネルギを転送
し、第２のコンデンサＣ２の端子において、エネ
ルギは逆バイアスされて第１のダイオードＤ１中
の電流が消失するまで、初期DC電圧VSIに対し
て出力電圧VSを増大させる。

確定された作動におけるトレーススイツチトラ
ンジスタTHのコレクタ−エミツタの電圧パルス
VTH及び第１のスイツチングトランジスタＴ１
のコレクタ−エミツタ電圧VCEはそれぞれ、第
２図の線図Ａ及びＢにより示される。第２図の線
図Ｃは、インダクタンスＬを貫流する電流ILに
対応する波形を示す。

第１のスイツチングトランジスタＴ１のベース
が制御回路SCの出力６から、時点ｔ１において
第１のスイツチングトランジスタＴ１をオンにす
る矩形の出力信号を受信した時、第１のスイツチ
ングトランジスタＴ１のコレクタ−エミツタ電圧
VCE（線図Ｂ）は零（VCEsat）に近づく。そし
て線形的に増加する電流IL（線図Ｃ）は、時点ｔ
１から第１のスイツチングトランジスタＴ１が再
びオフにされる時点ｔ２までインダクタンスＬを
貫流する。この電流ILは、フライバツクパルス
を示す電圧パルスVTH（線図Ａ）の立上がりに
よつて制御される。第１のスイツチングトランジ
スタＴ１のコレクタ電流がベースにおける過剰少
数キヤリアの蓄積時間の最後に消失して、インダ
クタンスＬの端子間での電圧は、DC入力電圧VE
に付加されるべく、その極性を反転し、これによ
りコレクタ−エミツタ電圧VCE（線図Ｂ）はDC
出力電圧VS（及びDC入力電圧VE）よりも大きい
レベルVMに到達し、第１のダイオードＤ１の正
バイアスに付与する。この後第１のダイオードＤ
１はインダクタンスＬを通して電流ILを導通す
る。この電流ILは、最大値IMに達した時点ｔ２
から線形的に減少し、第２の波コンデンサＣ２
を再充電して、特に水平偏向回路SHに給電する
ために、第１のダイオードＤ１を通過方向へ貫流
する。

第１のダイオードＤ１を通過する電流ILが時
点ｔ３において消失すると、第１のスイツチング
トランジスタＴ１のコレクタ−エミツタ電圧
VCEは、第１のスイツチングトランジスタＴ１
が次にオンされるまで、調整されないDC入力電
圧VEに等しくなり、第１のダイオードＤ１は第
１のスイツチングトランジスタＴ１が再びカツト
オフされるまで逆バイアスのままである。

上記から、この給電デバイスBSの主な利点が、
２つの電力スイツチングトランジスタ、即ちトレ
ーススイツチトランジスタTH及び第１のスイツ
チングトランジスタＴ１を制御するのに、水平偏
向回路SHに属する１つの水平発振器OHで十分
だということが理解される。

更にテレビ受信機の水平偏向回路SHにおいて
生じ得る過負荷、例えばトレーススイツチトラン
ジスタTHの短絡等により生じる過負荷は第１の
ダイオードＤ１及びインダクタンスＬに過負荷を
もたらす。結果としてカツトオフされる第１のス
イツチングトランジスタＴ１はこの過負荷の影響
を受けることがなく、従つて保護される。インダ
クタンスＬ及び第１のダイオードＤ１と同様にテ
レビ受信機の他の部分を保護するために、ヒユー
ズFSを第２の波コンデンサＣ２からの給電ラ
イン中に直列に接続することができる。このヒユ
ーズFSは陽極ＰとインダクタンスＬとの間に挿
入しても良い。

荷電（例えば待機リモートコントロール受信機
に給電するための）が十分になされない時、補正
作動を得るために切換えられる電圧給電を構成す
ることが困難であることは更に周知である。本具
体例においては、給電がなされている時には常
に、水平偏向回路SHによつて形成される最小負
荷が存在するので問題は無い。この水平偏向回路
SHが作動していない時には、給電デバイスBSも
作動しないが、この給電デバイスBSは、DC出力
電圧VSより小さい値であつてダメージを生起し
得ない初期DC電圧VSIを給電し、例えばリモー
トコントロールを有するテレビ受信機用の待機受
信機に給電し得る。

最終的に、制御回路SCによつて第１のスイツ
チングトランジスタＴ１は、消去回路（図示せ
ず）がブラウン管上のスポツトを消した時、各フ
ライバツク期間の初めにおいてカツトオフされ
る。このようにして、受信機入力回路へと発せら
れるスプリアス信号によつては、ブラウン管の画
面上には何らの可視的効果ももたらされない。

第３図は、第１図の制御回路SCを示す構成図
である。

この制御回路SCはパルス幅変調器１０を有し
パルス幅変調器１０の第１の入力１１は、入力１
に接続されて、線路変成器TL（第１図参照）の第
２の２次巻線Ｂ３から正極性のフライバツクパル
スである第２の電圧信号＋VTLを受信し、また
パルス幅変調器１０の第２の入力１２は調整電圧
又は電流を受信し、この調整電圧又は電流のレベ
ルは調整段である調整回路３０の出力３２によつ
て発せられる実際のDC出力電圧VSと一定基準値
との差に比例し、調整回路３０の入力３１は入力
３を通じて給電デバイスBSの出力端子SPに接続
し、給電デバイスBSは調整されたDC出力電圧
VSを供給する。調整電圧又は電流の変化は、の
こぎり波状電圧波形の瞬間振幅が実質的に一定な
勾配及び振幅を伴つてこの調整電圧のレベルに達
するか、又は調整電流（この電流はコンデンサを
線形に充電する電流に加えられる）に依存する可
変勾配を伴つて、のこぎり波形の始めと終りに関
して固定の基準（立上り）電圧のあらかじめ定め
られたレベルに達するかいずれかの、時刻の変化
を引き起す。このようにして一定の周期性を有す
る２つのレベルの矩形の出力信号が発生し、この
信号のデユーテイサイクルは調整電圧又は電流の
関数として変化する。基準電圧によつて定められ
るDC出力電圧VSの公称値に関してDC出力電圧
VSの減少のためにデユーテイサイクルの増大を
引き起すこと及びDC出力電圧VSの増大のために
反対の結果を得ることが準備されるならば、DC
出力電圧VSは調整され得て公称電圧で安定化す
るのに役立つ。

パルス幅変調器１０の出力１４が第１スイツチ
ングトランジスタTIの励振回路２０の第１の入
力２１を給電し、励振回路２０の第２の入力２２
は線路変成器TLの第１の２次巻線Ｂ２から来る
負極性のフライバツクパルスである第１の電圧波
形−VTLを受信する。

第４図及び第５図は第３図の励振回路２０の、
第１のスイツチングトランジスタＴ１の有効なタ
ーンオフを準備する二つの相異なる具体例を示
す。

第４図中、励振回路２０Ａは第３の給電入力２
３を有し、この第３の給電入力２３は調整されな
いDC入力電圧VEのソースの陽極Ｐ及び第１の抵
抗器Ｒ１（1.8キロオーム）の端子の一つに接続
し、この第１の抵抗器の他端子は第２のダイオー
ドＤ２及び第３のダイオードＤ３（IN4148型）
のアノードに並列に接続する。これらのダイオー
ドの第３のダイオードＤ３のカソードはNPN型
の第２のスイツチングトランジスタＴ２及び第２
の抵抗器Ｒ２（220オーム）の端子の一つに接続
する。第２のスイツチングトランジスタＴ２のエ
ミツタは第２の抵抗器Ｒ２の他端子及び励振回路
２０Ａの出力２４に接続し、この出力２４は制御
回路SCの出力６を通じて第１のスイツチングト
ランジスタＴ１のベースに接続する。第２のスイ
ツチングトランジスタＴ２のコレクタは第３の抵
抗器Ｒ３（10オーム）を通じて第１の電圧信号−
VTLを受信する励振回路２０Ａの第２の入力２
２に接続し、第１の電圧信号−VTLは負方向の
フライバツクパルス及びパルス間に一定の正のレ
ベル（零平均値）の平坦域を有する。第１のスイ
ツチングトランジスタＴ１のベースはそのエミツ
タに、また第４の抵抗器Ｒ４（100オーム）を通
じてアースＧに結線する。第２のスイツチングト
ランジスタＴ２はこのように共通コレクタ（エミ
ツタホロア）段階として取付ける。

励振回路２０Ａの入力２１に接続されたパルス
幅変調器１０（第３図）の出力１４が低状態（レ
ベル）即ちゼロに近い電圧を供給する際、このよ
うにして正にバイアスされた第２のダイオードＤ
２は導通化するので、そのアノードは、同じ導通
方向に向けられた三列PN接合を作るのに要する
電圧よりも小さいボルト（0.7＋VCEsat）の十分
の二、三の電圧になるだろう。この三列PN接合
の第１列は第３のダイオードＤ３によつて形成さ
れ、第２列は第２のスイツチングトランジスタＴ
２のベース−エミツタ接合であり、第３列は第１
のスイツチングトランジスタＴ１のベース−エミ
ツタ接合であり、第１のスイツチングトランジス
タＴ１はこのようにしてターンオフのままであ
る。他方、出力１４が高い状態を供給し、又は開
回路（パルス幅変調器１０の出力段階が開コレク
タトランジスタによつて形成される）を形成する
際、第２のダイオードＤ２はその逆バイアスによ
つてカツトオフされ、入力２３に印加されるDC
入力電圧VEは第１の抵抗器Ｒ１と、第３のダイ
オードＤ３と、直列に接続された第２のスイツチ
ングトランジスタＴ２及び第１のスイツチングト
ランジスタＴ１のそれぞれのベース−エミツタ接
合とを通つて流れる電流を引き起す。このような
状況下で、もし同時に第２のスイツチングトラン
ジスタＴ２のコレクタに加えられる第１の電圧信
号−VTLがその一定の正レベル部分を有し、こ
の正レベル部分が水平走査の掃引期間に一致する
ならば、第２のスイツチングトランジスタＴ２及
び第１のスイツチングトランジスタＴ１は、給電
デバイスBSが関係する限りにおいて、前述の効
果によつて同時に飽和状態になる。他方、第２の
スイツチングトランジスタＴ２のコレクタに加え
られる第１の電圧信号−VTLが負になる際、帰
線期間中、電流は第１の抵抗器Ｒ１と、第３のダ
イオードＤ３と、第２のスイツチングトランジス
タＴ２のベース−コレクタ接合と第３の抵抗器Ｒ
３とを通つて励振回路２０Ａの端子２３と端子２
２との間を流れる。第２のスイツチングトランジ
スタＴ２は次にその対称的飽和特性に従つて作動
し、この第２のスイツチングトランジスタＴ２の
コレクタはエミツタになりまたその逆になる。次
にこの第２のスイツチングトランジスタＴ２は第
４の抵抗器Ｒ４を通つてアースＧと入力２２の間
を反対方向（負）に電流を流し、第４の抵抗器Ｒ
４の端子を横切つて、第２のスイツチングトラン
ジスタＴ２を通つて第１のスイツチングトランジ
スタＴ１のベースからの過剰少数キヤリアの除去
後に、前記ベースをエミツタに関して負にバイア
スする電圧降下を引き起す。逆に飽和された第２
のスイツチングトランジスタＴ２のベースに印加
されるこの負電圧は蓄積時間のかなりの減少と第
１のスイツチングトランジスタＴ１の急速なター
ンオフとを可能にする。前述のパルス幅変調器１
０の、のこぎり波発生器が正方向のフライバツク
パルスによつて制御されるので、こののこぎり波
発生器の出力１４によつて励振回路２０Ａの入力
２１に加えられる矩形の出力信号は、第１のスイ
ツチングトランジスタＴ１のターンオフに続く帰
線期間中、矩形の出力信号の高い状態から低い状
態への転換を受け、この転換は第２のダイオード
Ｄ２を導通させ、従つて第２のスイツチングトラ
ンジスタＴ２（逆転された）を、第１の電圧信号
−VTLが再び正になり、且つこの第２のスイツ
チングトランジスタＴ２を正しい方向に再びバイ
アスする前にカツトオフにする。

第５図は励振回路２０Ｂによつて示される、第
３図の励振回路２０の他の具体例の図式的線図を
示し、この励振回路２０Ｂは、第２のスイツチン
グトランジスタＴ２のコレクタ回路及び第１のス
イツチングトランジスタＴ１のベース回路のみ
が、第４図の励振回路２０Ａに対して変更されて
いる。

この変更は特に第３の抵抗器Ｒ３及び逆に飽和
された第２のスイツチングトランジスタＴ２のエ
ミツタ−コレクタパスとを通つて第１のスイツチ
ングトランジスタＴ１のベースに加えられた第１
の電圧信号−VTLの負のピーク振幅が第１のス
イツチングトランジスタＴ１のベース−エミツタ
又はベース−コレクタの一つの逆（ツエナ）アバ
ランチ効果降服電圧を超える場合のためのもので
ある。このことは線路変成器TLの第１の２次巻
線Ｂ２がテレビ受信機中で他の役割にもまた用い
られる場合に生じる。

第２のスイツチングトランジスタＴ２が逆に飽
和される（対称的に）のを妨げるために、励振回
路２０Ｂは第１の電圧信号−VTLを受信する入
力２２とそのコレクタとの間に第３の抵抗器Ｒ３
を直列に挿入し、且つコレクタ−エミツタパスと
同一方向に伝導するために接続した第４のダイオ
ードＤ４を有する。入力２２は更に第５のダイオ
ードＤ５（IN4148）のカソードに接続し、この
第５のダイオードＤ５のアノードは第５の抵抗器
Ｒ５（330オーム）及び第５の抵抗器Ｒ５に並列
に接続された第３のコンデンサＣ３（1nF）によ
つて形成される回路を通つて第１のスイツチング
トランジスタＴ１のベースに接続される。

第５のダイオードＤ５は、第１の電圧信号−
VTLが正の時、第１のスイツチングトランジス
タＴ１のベースを入力２２から絶縁し、第１の電
圧信号−VTLが負になる時、第５の抵抗器Ｒ５
及び第４の抵抗器Ｒ４によつて形成される抵抗式
分圧器を通じて第１のスイツチングトランジスタ
Ｔ１のベースと入力２２とを直列に接続する。第
３の波コンデンサＣ３は負のフライバツクパル
スの突然の転換の第１のスイツチングトランジス
タＴ１のベースの伝送を助けることによつてター
ンオフを促進する。

第６図は一部分ブロツクの形状をした、第３図
の制御回路SCのパルス幅変調器１０の可能な具
体例の線図である。第７図の線図Ｄ，Ｅ及びＦは
入力１１にそれぞれ加えられ、且つのこぎり波発
生器の出力SI（VI）によつて又はパルス幅変調器
１０Ａの出力１４（VP）によつて給電された電
圧波形を示す。

第６図のパルス幅変調器１０Ａはのこぎり波発
生器GDと、積分抵抗器RI並びに積分コンデンサ
CIを有する。前記のこぎり波発生器GDは第１の
増幅器Ａ１（例えば集積演算増幅器）を有する従
来の積分回路によつて形成される。前記積分抵抗
器RIは入力１１と第１の増幅器Ａ１の入力との
間に直列に挿入され、入力１１は第７図の線図Ｄ
によつて示される第２の電圧信号＋VTLを受信
し且つ線路変成器TLの第２の２次巻線Ｂ３によ
つて給電される。前記積分コンデンサCIは第１
の増幅器Ａ１の前記入力と出力SI（容量性フイー
ドバツク）との間に第１の増幅器Ａ１に並列に接
続される。この第２の電圧波形＋VTLに応答し
て、のこぎり波発生器GDの出力SIを形成する第
１の増幅器Ａ１の出力は第７図の線図Ｅによつて
図示される電圧波形を供給し、線図Ｅは走査のト
レース期間TAに対応する時刻ｔ０とｔ２の間の
期間中は最大値（正）と最小値（負）との間を直
線的に減少する電圧を有し、時刻ｔ０に先立つ、
及び時刻ｔ２に続く帰線間隔中は実質的に余弦曲
線の半分の形状をした増大する電圧を有する。

電圧VIはアナログ電圧の比較器の入力（−）
の一つに印加され、この比較器は差動型の第２の
増幅器Ａ２（集積演算増幅器）によつて形成され
得て、この比較器の他の入力（＋）はパルス幅変
調器１０Ａの入力１２に接続されて調整回路３０
（第３図）によつて供給される電圧調整器VDか
ら出力された調整電圧VRを受信する。この調整
電圧VRは、基準電圧（例えばツエナダイオード
によつて供給されるVZ）と第１図の回路の給電
デバイスBSの出力電圧とを比較することによつ
て得られ、第７図の線図Ｅに鎖線によつて示され
ているゆるやかな変化を受けるDC電圧である。

比較器の逆入力（−）に加えられた波形VIが
調整電圧VRより大きい場合、これは時刻ｔ０及
びｔ１の間の期間の場合であるが、パルス幅変調
器１０Ａの出力１４に接続されたこの比較器の出
力は低状態を供給する。他方、波形VIが調整電
圧VRに達するか又は調整電圧VRより小さい場
合、このことは時刻ｔ１から起るが、パルス幅変
調器１０Ａの出力１４は高状態（これは第１のス
イツチングトランジスタＴ１の飽和を引き起す）
を供給する。この高状態は、第１のスイツチング
トランジスタＴ１のターンオフを制御する立上り
区間を有する次のフライバツクパルスの始めの時
刻ｔ２に続く時刻ｔ４まで続き、この時、即ち時
刻ｔ２において波形VIは調整電圧VRより大きく
なる。このようにしてパルス幅変調器１０Ａの出
力１４において第７図の線図Ｆに示された矩形の
出力信号VPが得られ、相次いで低レベル（ゼロ
又は負）と高レベルを形成し、この低レベルは帰
線期間TRの初めの半分の間に始まつて時刻ｔ１
で終り、高レベルは時刻ｔ１から時刻ｔ４に及
ぶ。第１のスイツチングトランジスタＴ１の導通
の開始を決定する信号VPの正の転換の時刻ｔ１
は更に走査のトレース期間TA中に位置し、その
期間の開始時刻ｔ０又は終りの時刻ｔ２に対する
時刻ｔ１の位置は調整電圧VRの関数として変化
する。調整電圧VRが負である時（第７図の線図
のＥにおける如く）、DC出力電圧VSのあらかじ
め決定された部分は基準電圧より大であり、高レ
ベル状態の期間（ｔ２−ｔ１）は走査のトレース
期間TAの半分より小さい。反対の場合即ち調整
電圧VRが正である時、この期間（ｔ２−ｔ１）
はTA／２より大きい。この期間（ｔ２−ｔ１）
の、従つてデユーテイサイクルの変更は、DC出
力電圧VSをあらかじめ調整されたレベルに安定
させるようにDC出力電圧VSの変化の逆方向に行
われる。第１の電圧波形−VTLはパルス幅変調
器１０Ａの入力１１にもまた加えられ得る。この
場合、第２の増幅器Ａ２の入力は逆転されねばな
らない。

適当な作動限界を得るために、特にインダクタ
ンスＬの値を考慮すると、デユーテイサイクル即
ち期間（ｔ２−ｔ１）は０と約2/3との間を変化
しなければならない。０の場合はDC入力電圧VE
は公称のDC出力電圧VSに等しく、前記約2/3の
場合は入力において最大電力が最小電圧に対して
供給される。

出力における残留交流電圧（ハム）と入力にお
ける交流電圧の間の比もまた目に混乱を起させな
い像を得ることを可能にしなければならない。こ
の比として１／100以下の値が満足すべき結果を
与える。

第８図は第３図のパルス幅変調器１０の（個別
部分による）実際の具体例を単純化した図であ
る。電流Ｉ１と入力電圧である第２の電圧信号＋
VTLと出力電圧VPとの異なる波形は夫々第９図
の線図Ｈ，Ｊ，Ｋにより図示されている。

第３図のパルス幅変調器１０Ｂの入力１１は第
２の電圧信号＋VTLを受信し、この第２の電圧
信号＋VTLは直接線路変成器TLの第２の２次巻
線Ｂ３によるか、又は１つの端子がトレーススイ
ツチトランジスタTH（第１図参照のこと）のコ
レクタに接続されているところの結合コンデンサ
でもある第２の波コンデンサＣ２を通してかの
どちらかにより供給される。この入力１１は受動
回路を形成し、走査のトレース期間TA中負方向
（減少）の、のこぎり波形を供給する。この受動
回路は第４の波コンデンサＣ４（0.1μF）を含
み、その１つの端子は入力１１に接続されてお
り、その他方の端子は第６の抵抗器Ｒ６（10キロ
オーム）の複数の端子の一つに接続されている。
この第６の抵抗器Ｒ６の他方の端子は第７の抵抗
器Ｒ７（5.6キロオーム）の端子の一つに、第５
の波コンデンサＣ５（5.6nF）の端子の一つに、
更に第６のダイオードＤ６のアノード（陽極）に
接続されている。第５の波コンデンサＣ５の他
方の端子はアースＧに接続されている。第６のダ
イオードＤ６のカソード（陰極）と第７の抵抗器
Ｒ７の他方の端子とは両方とも第８の抵抗器Ｒ８
（33キロオーム）の端子の一つに、第９の抵抗器
Ｒ９（470オーム）の端子に、第６の波コンデ
ンサＣ６（4.7nF）の端子に、パルス幅変調器１
０Ｂの調整入力１２に接続されており、パルス幅
変調器１０Ｂは調整回路３０（第３図参照のこ
と）の出力３２に接続されている。第６の波コ
ンデンサＣ６の他方の端子はアースされている。
第８の抵抗器Ｒ８の他方の端子はDC入力電圧VE
を受信するパルス幅変調器１０Ｂの給電入力１３
に接続されている。第９の抵抗器Ｒ９の他方の端
子はNPN型の第３のスイツチングトランジスタ
Ｔ３のベースに接続されており、これは電圧比較
段階を形成し、そのエミツタはアースされてお
り、パルス幅変調器１０Ｂの出力１４を形成する
コレクタ（開いている）は第２のダイオードＤ２
のカソード（陰極）により形成される励振回路２
０Ａ（第４図）又は２０Ｂ（第５図）の入力２１に
接続されている。第３のスイツチングトランジス
タＴ３のベースエミツタ接合に印加された最大負
電圧をその逆方向電子アバランチ降服電圧以下の
値に制限するため第６の波コンデンサＣ６の値
が選ばれる。

帰線期間TRの主要部分間のように第２の電圧
信号＋VTLが正である時、第６のダイオードＤ
６の短絡抵抗である第７の抵抗器Ｒ７があり、次
に直列の第６の抵抗器Ｒ６と並列の第５の波コ
ンデンサＣ５及び第６の波コンデンサＣ６とに
より形成される簡単な受動RC積分器があり、そ
の出力は第９の抵抗器Ｒ９を通し第３のスイツチ
ングトランジスタＴ３のベースに接続されてい
る。電流Ｉ１とＩ２の合計により形成されるベー
ス電流IBが正になる時第３のスイツチングトラ
ンジスタＴ３は導通化される。第８図に矢印で図
示され第９図の線図Ｈで示される電流Ｉ１は、線
図Ｊで示される第２の電圧信号＋VTLをその正
交番の間前記の簡単な受動RC積分器と、ｔ０か
らｔ２へ動く負のプラトーの間にカスケード式二
重積分器Ｒ６，Ｃ５，Ｒ７，Ｃ６とに印加するこ
とから生ずる。この第２の電圧信号＋VTLの負
電圧プラトーの間、電流Ｉ１は負となり、直線的
に減少する。電流Ｉ１の瞬時の負振幅が、第８図
で別の矢印及び第９図の線図Ｈにおいて破線によ
り図示された逆方向のレベル（−I2）により示さ
れた正電流Ｉ２に等しくなる時、これは時間ｔ１
の時に生じるが、第３のスイツチングトランジス
タＴ３のベース電流は取消され、第３のスイツチ
ングトランジスタＴ３は遮断される。電流Ｉ２は
その大部分が調整回路（第３図の３０）の出力に
より給電される調整電流IRによるため、及びエ
ラー電圧に比例するため、第３のスイツチングト
ランジスタＴ３のカツトオフ状態（ｔ４−ｔ１）
の持続期間、及びその結果としての、（デユーテ
イサイクルのみならず）第１のスイツチングトラ
ンジスタＴ１の飽和状態の持続期間（ｔ２−ｔ
１）はこの調整電流IRの変化に対し逆に変化す
る。第８図の矢印により示された電流IEは、DC
入力電圧VEからの値の大きい第８の抵抗器Ｒ８
を通り、調整電流IRと共に電流Ｉ２の構成部分
の一つを成し、水平偏向回路SHの不在中に飽和
された第３のスイツチングトランジスタＴ３を維
持するための小電流であるフライバツクパルスを
形成する。調整されないDC入力電圧VEにより第
８の抵抗器Ｒ８は供給されるという事実により、
別のパラメータがその関数として第３のスイツチ
ングトランジスタＴ３のデユーテイサイクル上で
作用するため付加される。第９図の線図Ｋは第８
図のパルス幅変調器１０Ｂの出力１４で得られる
矩形の出力信号であるVPを示す。

第１０図は第３図の制御回路SCの従来の調整
回路３０の図式図である。

それは本来２個の入力を有する差動増幅器と呼
ばれる公知の回路により形成され、第１の入力
は、安定化される電圧の調整可能な部分を受信
し、この場合給電デバイスBS（第１図）のDC出
力電圧VSにより形成され、第２の入力は、（最も
公知の安定又は切換えられたモードの電圧調整器
に於けるように）通常この段階内で発電された安
定な基準電圧を受信する。

基準電圧VZはここではツエナ−ダイオードＤ
７（安定化された7.5Vのツエナー電圧を有する
BZX83 Ｃ型）により発電され、そのカソード
（陰極）は給電デバイスBS（第１図）のDC出力電
圧VSを受信する入力３１に接続されており、そ
のアノード（陽極）は第11の抵抗器Ｒ１１（10キ
ロオーム）を通しアースＧに接続されている。こ
こで使用されている差動増幅器の第２の入力はツ
エナーダイオードＤ７のアノード（陽極）に接続
されているPNP型の第４のスイツチングトラン
ジスタＴ４のエミツタにより形成される。

このエミツタをバイアスする電圧（DC出力電
圧VS−基準電圧VZ）はDC出力電圧VSに関して
設定される。

差動増幅器の第１の入力はここでは第４のスイ
ツチングトランジスタＴ４のベースにより形成さ
れており、この第４のスイツチングトランジスタ
Ｔ４は、第15の抵抗器Ｒ１５（4.7キロオーム）
と、電位差計Ｒ１６（５キロオーム）と、入力端
子３１とアースＧとの間で直列に接続された第14
の抵抗器Ｒ１４（22キロオーム）とから形成され
る電圧デバイダ回路によりバイアスされている。
電位差計Ｒ１６のスライダーに接続された第４の
スイツチングトランジスタＴ４のベースは次に、
水平偏向回路SHに供給されるDC出力電圧VSの
調節された部分を受信する。従つて第４のスイツ
チングトランジスタＴ４のベースは、基準電圧
VZと電位差計Ｒ１６により供給されたDC出力電
圧VSの選択された部分との間の差（エラー電圧）
に等しいエミツタベース電圧に比例する電流を給
電する定電流発電機を形成する。第10の抵抗器Ｒ
１０（2.2キロオーム）により出力３２に接続さ
れた第４のスイツチングトランジスタＴ４のコレ
クタは次にパルス幅変調器（１０又は１０Ｂ、第
３図及び第８図）の入力１２（第３図及び第８
図）に対し調整電流IRを給電する。

第12の抵抗器Ｒ１２（5.6キロオーム）と第７
の波コンデンサＣ７（4.7nF）とを直列で含む
フイードバツク回路は第４のスイツチングトラン
ジスタＴ４のコレクタをそのベースに接続させる
ということがここでは注目される。

夫々電位差計Ｒ１６とツエナーダイオードＤ７
により与えられた電圧間の差は調整電流IRを出
す第４のスイツチングトランジスタＴ４の多少大
量の導通を生起する。

要するに、DC出力電圧VSが増加すると、第４
のスイツチングトランジスタＴ４のエミツタにお
ける電圧（DC出力電圧VS−基準電圧VZ）はそ
のベースに印加された電圧より以上に増加し、調
整電流IRは増加する。次に第３のスイツチング
トランジスタＴ３が遮断される電流Ｉ１の値は絶
対値に於いて増加し、その後この第３のスイツチ
ングトランジスタＴ３はターンオフされ、これは
第１のスイツチングトランジスタＴ１の導通期間
を減らす。次にインダクタンスＬのピーク電流は
減り、これは制御された操作に必要とされる残留
エラーを考慮に入れてその公称値に戻るDC出力
電圧VSを減らす。

第１１図は第１図の給電デバイスBSを完全に
単純化した図であり、この給電デバイスBSの制
御回路SCAは２、３の変化を除き、夫々、第４
図の励振回路２０Ａにより、第８図のパルス幅変
調器１０Ｂと第１０図の調整回路３０とにより形
成されている。

前記の変化は、インダクタンスＬを分流する１
キロオームの制動抵抗器Ｒ１７と、第６のダイオ
ードＤ６の陰極に接続されているかわりに両方と
も直接第３のスイツチングトランジスタＴ３のベ
ースに接続されている第８の抵抗器Ｒ８及び第10
の抵抗器Ｒ１０と、省略されている第11の抵抗器
Ｒ１１及び電位差計Ｒ１６のスライダーをアース
Ｇに分流させる第13の抵抗器Ｒ１３とに関する。
これらの組立ての詳細は、前述の回路の操作に全
く影響をもたず、単に調整をより容易にするだけ
である。

第１２図には別の具体例が図示されている。そ
れは特にテレビジヨンセツトに電圧が給電される
ことを可能にし、そこでは水平偏向回路SHはそ
れ自体約60ボルトの初期DC電圧VSIから得られ
た、例えば約100ボルトのより高いDC出力電圧
VSで作動する。水平偏向回路SHの作動は基本的
には第１１図のものと同じであり、その違いのみ
を以下で説明する。第１１図及び第１２図の両方
の図で同じ役割を果す構成部分は同じ番号をも
つ。値は異なるかもしれないが、それらのデイメ
ンシヨニングは当業者の範囲内にある。給電デバ
イスBSにより出力されたDC出力電圧VSは主に、
テレビジヨンセツトの大部分の電力を消費する構
成部分である水平偏向回路SHで使用される。電
力給電回路構成部分は、水平偏向回路SHが作動
していない時、常に電圧を受信しているが、電源
が接続されている時、給電デバイスBS、即ち第
１のスイツチングトランジスタＴ１と調整回路３
００で出力電圧を測定するための回路とを始動さ
すのに必要とされる唯一のものである。

１個の第１のスイツチングトランジスタＴ１の
かわりに励振回路１００を単純化するため例えば
BU807型の集積ダーリントン回路Ｔ１０が使用
され得る。従つて、第２のスイツチングトランジ
スタＴ２を省略し、第３のダイオードＤ３のカソ
ード（陰極）を直接集積ダーリントン回路Ｔ１０
のベース入力に接続させるのに利得は充分であ
る。

線路出力変成器TLの第１の２次巻線Ｂ２上の
中間分岐（tapping）から来る負の電圧パルス−
VTHは第３の抵抗器Ｒ３を通り集積ダーリント
ン回路Ｔ１０のベースに直接印加され、第３の抵
抗器Ｒ３はカソード（陰極）がこの中間分岐に接
続されている第９のダイオードＤ９と直列で接続
されている。

DC入力電圧VEの代わりに制御回路SCBの給電
入力４に供給される電圧は、第８のダイオードＤ
８と第８の波コンデンサＣ８とを介して第１の
２次巻線Ｂ２から供給された第１の電圧信号−
VTLの正半波（プラトー）を整流して得られた
電圧である。従つて例えば13ボルトのオーダの、
水平偏向回路SHに給電する電圧よりかなりの低
電圧が得られるであろう。この値の電圧をテレビ
ジヨン受信機のビデオ増幅回路及び別の回路に供
給しても、これらの回路は極めて高度な信頼性を
維持し得る。この電圧は、第１の抵抗器Ｒ１を介
して第２及び第３のダイオードＤ２，Ｄ３のアノ
ードに供給され、第８の抵抗器Ｒ８を介してパル
ス幅変調器１０Ｂの第３のスイツチングトランジ
スタＴ３のベースに供給される。

この具体例では調整回路３００は差動的に接続
された２個のPNP型の第４及び第５のスイツチ
ングトランジスタＴ４，Ｔ５を含む。このために
第４及び第５のスイツチングトランジスタＴ４，
Ｔ５のエミツタはダイオードＤ８によつて整流さ
れた電圧を1.5キロオームの抵抗器Ｒ１８を介し
て受容する。第５のスイツチングトランジスタＴ
５のコレクタは3.9キロオームの第20の抵抗器Ｒ
２０を介してアースされており、電流IRを供給
する第４のスイツチングトランジスタＴ４のコレ
クタは4.7キロオームの第10の抵抗器Ｒ１０を介
して第６のダイオードＤ６のカソードに接続され
ている。

基準電圧（6.2ボルト）はツエナダイオードＤ
７より供給される。ツエナーダイオードＤ７のア
ノードはアースされており、カソードは第８のダ
イオードＤ８により整流された電圧を受容する第
19の抵抗器Ｒ１９（6.8キロオーム）に接続され
ている。この基準電圧は第４のスイツチングトラ
ンジスタＴ４のベースに印加される。装置のスイ
ツチが入ると基準電圧を次第に上昇せしめ、これ
により、得られるDC出力電圧VSを次第に上昇す
るように第９の波コンデンサＣ９（49マイクロ
フアラツド）がツエナダイオードＤ７を分岐して
いる。

２個の抵抗器第15の抵抗器Ｒ１５（68キロオー
ム）、第14の抵抗器Ｒ１４（5.6キロオーム）間に
接続された10キロオームの電位差計Ｒ１６は、第
15の抵抗器Ｒ１５を介してDC出力電圧VSを受容
し、第14の抵抗器Ｒ１４を介してアースされてい
る。電位差計Ｒ１６のスライド接触によつてDC
出力電圧VSの１部を第５のスイツチングトラン
ジスタＴ５のベースに印加し得る。第13の抵抗器
Ｒ１３（47キロオーム）は更に、第５のスイツチ
ングトランジスタＴ５のベースを第15の抵抗器Ｒ
１５と第16の抵抗器Ｒ１６との間の共有点に接続
する。

発振阻止（anti−oscillation）コンデンサＣ１
０（15ナノフアラツド）は、第５のスイツチング
トランジスタＴ５のコレクタをベースに接続す
る。

従つて、第10の抵抗器Ｒ１０によつて供給され
る調整電流IRは、水平偏向回路SHに印加される
DC出力電圧VSとツエナダイオードＤ７によつて
決定される基準電圧との差に直接従属する。従つ
て給電デバイスBSは、DC出力電圧VSと第８の
ダイオードＤ８により供給された被整流電圧とを
同時に安定させる。

上述の給電デバイス及び第１１図の給電デバイ
スBSを停止するためには、例えばリモートコン
トロールレシーバによつて水平発振器OHの動作
を停止させればよい。

この場合、DC入力電圧VEは未だ存在している
がDC出力電圧VSよりかなり小さい。第１２図の
給電デバイスBSの場合、この小さい電圧は集積
ダーリントン回路Ｔ１０にのみ印加され、電圧の
一部が調整回路３００の第５のスイツチングトラ
ンジスタＴ５のベースに印加される。従つて給電
デバイスBSの他の構成素子の寿命の延長を期待
し得る。第８のダイオードＤ８により供給される
電圧自体が調整されるのでこの電圧を、DC出力
電圧VSが供給される水平偏向回路SH及びリモー
トコントロールレシーバ以外のテレビジヨン受信
機の主要部分に給電すべく使用し得る。リモート
コントロールレシーバは、ターンオン制御信号を
検出すべく（待機状態に於いても）常時作動が可
能でなければならない。従つて、前記の如き保護
は、テレビジヨン受信機の構成素子の最大部分に
及ぶ。

制御回路SCのパルス幅変調回路１０、励振回
路２０及び調整回路３０（第１図から第３図参
照）を図示及び記載した回路とは異なるそれ自体
公知の回路より形成してもよく、線路変成器TL
の（極めて高い電圧の巻線に加えて）１個の２次
巻線に負のフライバツクパルスを供給させ、この
フライバツクパルスを減少性又は増加性ののこぎ
り波電圧波形の生成及び第１のスイツチングトラ
ンジスタＴ１のカツトオフ制御に使用してもよ
い。

本発明の給電デバイスにおいては、波コンデ
ンサの端子は第１のスイツチングトランジスタの
エミツタに接続されており、ダイオードは、第１
のスイツチングトランジスタがターンオフする時
は波コンデンサの端子間にDC入力電圧より低
い初期DC電圧を供給し、第１のスイツチングト
ランジスタが回帰的にオフとオンとを交互に反復
する時はDC入力電圧より高くかつ第１のスイツ
チングトランジスタのデユーテイサイクルに依存
するレベルを有する調整されたDC出力電圧を供
給すべく構成されており、制御回路においては、
調整段である調整回路がDC出力電圧の調整自在
な部分を設定基準電圧に比較してかつ比較される
電圧間の差に比例する調整電圧又は電流を供給
し、パルス幅変調器が回帰信号によりトリガされ
調整電圧又は電流の関数として変化するデユーテ
イサイクルを有する矩形の出力信号を供給し、他
の励振段である他の励振回路が矩形の出力信号を
入力して第１のスイツチングトランジスタを制御
しており、矩形の出力信号は、第１のスイツチン
グトランジスタのオン及びオフ状態を制御するよ
うにパルス幅変調器に同期している回帰トリガ信
号を供給すべく水平偏向回路によつて制御されて
おり、水平偏向回路の動作の開始はDC入力電圧
がスイツチング電圧調整給電デバイスの入力に供
給されると直ちに現れる初期DC電圧により制御
されており、他の励振回路の給電入力の１つが、
線路変成器の２次巻線から第１のスイツチングト
ランジスタのオフを実質的にトレーススイツチト
ランジスタと同時に制御するように、正の交番が
定電圧プラトーを含んでおり、負の交番が負方向
のフライバツクパルスを含む第１の電圧信号を直
接に入力する構成になつている。

その結果、特別な発振器を伴わない簡単な回路
により水平偏向回路の開始を制御し、テレビジヨ
ン受信機の画面上における干渉を排除又は減少さ
せ、更に水平偏向回路が作動していない時は遮断
状態にあるスイツチングトランジスタを十分保護
して、スイツチングにより出力電圧の昇圧及び調
整が容易に行い得るスイツチング電圧調整給電デ
バイスが得られるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による水平偏向回路と組合され
たスイツチング電圧調整給電デバイスの部分ブロ
ツク図及び部分図式図、第２図は第１図の回路の
異なる点に於ける２つの電圧及び電流の波形を示
す説明図、第３図はスイツチングトランジスタを
制御するための制御回路のブロツク図、第４図及
び第５図は第３図の制御回路の出力段階を形成す
る励振回路２０の２つの異なる具体例を示す図式
図、第６図は第３図の制御回路のパルス幅変調器
１０の一つの具体例を示すブロツク図、第７図は
第６図の回路の異なる点に於ける３つの電圧波形
を示す説明図、第８図は個別の構成部分を使用す
る第３図の回路のパルス幅変調器１０の一つの具
体例を示す図式図、第９図は第８図の回路の異な
る点に於ける電流波形と２つの電圧波形を示す説
明図、第１０図は第８図のパルス幅変調器の変調
入力を供給するために適合された調整回路３０の
従来からの具体例を示す図式図、第１１図及び第
１２図は本発明によるスイツチング電圧調整給電
デバイスの２つの具体例を夫々部分的に示す図式
図である。 Ｒ……整流ブリツジ、Ｃ１……第１の波コン
デンサ、VE……DC入力電圧、Ｐ……陽極、TH
……トレーススイツチトランジスタ、Ｌ……イン
ダクタンス、Ｔ１……第１のスイツチングトラン
ジスタ、Ｄ１……第１のダイオード、Ｃ２……第
２の波コンデンサ、VS……DC出力電圧、BS
……給電デバイス、SC……制御回路、SH……水
平偏向回路、TL……線路変成器、OH……水平
発振器、HD……第１の励振回路、VTH……電
圧パルス、VEC……コレクタ−エミツタ電圧、
１０……パルス幅変調器（段階）、２０……第２
の励振回路、Ｒ３……第３の抵抗器、Ｒ４……第
４の抵抗器、Ｔ２……第２のスイツチングトラン
ジスタ、Ｒ５……第５抵抗器、Ｒ６……第６抵抗
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ テレビジヨン受信機の水平偏向回路と組合わ
   せて構成されており、前記水平偏向回路に給電す
   るためのDC出力電圧の昇圧調整のスイツチング
   を伴つており、前記水平偏向回路が水平発振回器
   と励振段と出力段とをカスケード式に含んでおり
   前記出力段がトレーススイツチトランジスタと線
   路変成器とを含んでいるようなスイツチング電圧
   調整給電デバイスであつて、DC入力電圧のソー
   スの極間に接続されたインダクタンスと、前記イ
   ンダクタンスに直列に接続された第１のスイツチ
   ングトランジスタと、前記インダクタンスと前記
   第１のスイツチングトランジスタのコレクタとの
   間の結線に接続されたアノードと波コンデンサ
   の１つの端子に接続されたカソードとを有するダ
   イオードと、前記第１のスイツチングトランジス
   タのベースに給電するための制御回路とを含んで
   おり、前記波コンデンサの他の端子は前記第１
   のスイツチングトランジスタのエミツタに接続さ
   れており、前記ダイオードは、前記第１のスイツ
   チングトランジスタがターンオフする時は前記
   波コンデンサの前記端子間に前記DC入力電圧よ
   り低い初期DC電圧を供給し、前記第１のスイツ
   チングトランジスタが回帰的にオフとオンとを交
   互に反復する時は前記DC入力電圧より高くかつ
   前記第１のスイツチングトランジスタの状態での
   デユーテイサイクルに依存するレベルを有する調
   整されたDC出力電圧を供給すべく構成されてお
   り、前記制御回路は前記DC出力電圧の調整自在
   な部分を設定基準電圧に比較し、前記比較される
   電圧間の差に比例する調整電圧又は電流を供給す
   る調整段と、回帰信号によりトリガされ前記調整
   電圧又は電流の関数として変化するデユーテイサ
   イクルを有する矩形の出力信号を供給するパルス
   幅変調器と、前記矩形の出力信号を入力して前記
   第１のスイツチングトランジスタを制御するよう
   な他の励振段とを含んでおり、前記矩形の出力信
   号は、前記第１のスイツチングトランジスタのオ
   ン及びオフ状態を制御するように前記パルス幅変
   調器に同期している回帰トリガ信号を供給すべく
   前記水平偏向回路によつて制御されており、前記
   水平偏向回路の動作の開始が前記DC入力電圧が
   前記スイツチング電圧調整給電デバイスの入力に
   供給されると直ちに現れる前記初期DC電圧によ
   り制御されており、前記他の励振段の給電入力の
   １つが、前記線路変成器の２次巻線から前記第１
   のスイツチングトランジスタのオフを実質的に前
   記トレーススイツチトランジスタと同時に制御す
   るように、正の交番が定電圧プラトーを、そして
   負の交番が負方向のフライバツクパルスを含むよ
   うな第１の電圧信号を直接に入力することを特徴
   とするスイツチング電圧調整給電デバイス。 ２ 前記他の励振段が、第２のスイツチングトラ
   ンジスタを含んでおり、当該第２のスイツチング
   トランジスタは、前記第１のスイツチングトラン
   ジスタと同形であり、該第２のスイツチングトラ
   ンジスタのエミツタは前記第１のスイツチングト
   ランジスタのベースに接続されており該第２のス
   イツチングトランジスタのコレクタは前記第１の
   電圧信号を入力すべく前記給電入力を介して前記
   線路変成器の前記２次巻線に接続されており、前
   記ベースは、前記パルス幅変調器の出力に接続さ
   れている特許請求の範囲第１項に記載のデバイ
   ス。 ３ 前記第２のスイツチングトランジスタの前記
   コレクタは、抵抗器を介して前記給電入力に接続
   されており、前記エミツタは更に他の抵抗器を介
   して前記第１のスイツチングトランジスタのエミ
   ツタにも接続されており、該コレクタに供給され
   た負方向のフライバツクパルスは、該第２のスイ
   ツチングトランジスタの対称な飽和を制御して該
   第１のスイツチングトランジスタのベース−エミ
   ツタ接合を逆バイアスさせる特許請求の範囲第２
   項に記載の給電デバイス。 ４ 前記第２のスイツチングトランジスタの前記
   コレクタが、コレクタ−エミツタパスの順方向で
   導通しているダイオードを介して前記給電入力に
   接続されており、該第２のスイツチングトランジ
   スタのエミツタが更に一方で抵抗器を介して前記
   第１のスイツチングトランジスタの前記エミツタ
   に接続され、他方で他の抵抗器と逆方向に導通す
   る他のダイオードを介して前記第１のスイツチン
   グトランジスタの前記ベース−エミツタ接合の該
   エミツタに接続されており、直列に接続された前
   記２つの抵抗器により形成される分圧器を介して
   前記負方向のフライバツクパルスを該ベースに伝
   送する特許請求の範囲第２項に記載の給電デバイ
   ス。 ５ 前記他の励振段が、第２のスイツチングトラ
   ンジスタを含んでおり、当該第２のスイツチング
   トランジスタのエミツタは前記第１のスイツチン
   グトランジスタのベースに接続されており該第２
   のスイツチングトランジスタのコレクタは集積ダ
   ーリントン回路を形成すべく該第１のスイツチン
   グトランジスタのコレクタに接続されており、該
   第２のスイツチングトランジスタのベースは前記
   パルス幅変調器に接続され更に、直列接続された
   抵抗器とダイオードとを介して、前記線路変成器
   の前記２次巻線に接続されており、該第１のスイ
   ツチングトランジスタ及び該第２のスイツチング
   トランジスタの直列接続された夫々のベース−エ
   ミツタ接合を負方向のフライバツクパルスで同時
   に逆バイアスさせることによつて前記集積ダーリ
   ントン回路の２つのトランジスタのターンオフを
   同時に制御する特許請求の範囲第１項に記載の給
   電デバイス。 ６ 正の交番が正方向のフライバツクパルスを含
   み、負の交番が一定の負電圧プラトーを含む第２
   の電圧信号を入力するような前記パルス幅変調器
   が、受動回路を含んでおり、当該受動回路は、１
   つの抵抗器が１つのダイオードにより分流されて
   おり、前記第２の電圧信号が正の交番の間は単一
   積分器を形成し、前記第２の電圧信号が負の交番
   の間は二重積分器を形成して走査のトレース期間
   に線形的に減少する負電流を送出しており、当該
   負電流は正の調整電流に加算されて第３のスイツ
   チングトランジスタのベースに供給され、当該ベ
   ースに供給された該負電流と正の調整電流との等
   化によつて生起される該第３のスイツチングトラ
   ンジスタのターンオフによつて前記第１のスイツ
   チングトランジスタの飽和の開始が制御され、当
   該飽和の持続時間は前記DC出力電圧の変化に対
   して逆変化する特許請求の範囲第１項から第５項
   のいずれか一項に記載の給電デバイス。 ７ 前記第３のスイツチングトランジスタの前記
   ベースは更に、当該第３のスイツチングトランジ
   スタを前記DC入力電圧のソースの陽極に接続さ
   れた抵抗器を介してバイアスされており、前記水
   平偏向回路によつてフライバツクパルスが供給さ
   れない間は前記第１のスイツチングトランジスタ
   をカツトオフ状態に維持すべく飽和を持続する特
   許請求の範囲第６項に記載の給電デバイス。 ８ 前記DC出力電圧を入力する調整段以外では
   前記制御回路が前記DC入力電圧を入力する特許
   請求の範囲第１項から第７項のいずれか一項に記
   載の給電デバイス。 ９ 前記制御回路の前記DC出力電圧は、当該DC
   出力電圧を入力する前記調整段の入力の１つを除
   いて、前記線路変成器の前記２次巻線によりダイ
   オードと波コンデンサとを含む整流回路を介し
   て供給される特許請求の範囲第１項から第６項の
   いずれか一項に記載の給電デバイス。