KR100942484B1 - 스위칭 모드 파워 서플라이 - Google Patents

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Abstract

제로 전압 스위칭 파워 서플라이(100)의 주 스위칭 트랜지스터(Q3)가 도전 상태에 있는 경우에, 전압(VR1112)이 상기 트랜지스터와 직렬 연결된 전류 감지 저항(R12)에서 발생된다. 전류 감지 센서의 전압은 비교기 트랜지스터(Q2)의 제어 단자(베이스)에 연결된다. 주 스위칭 트랜지스터의 소정의 도전 상태 구간 동안에, 비교기 트랜지스터는 전류 감지 저항의 전압이 상기 비교기 트랜지스터를 턴 온 시키기에 충분할 만큼 커질 때 턴 온 된다. 비교기 트랜지스터(VGS)의 출력은 주 스위칭 트랜지스터의 제어 단자에 연결되어 전류 펄스 바이 전류 펄스(current-pulse by current-pulse) 방식으로 상기 주 스위칭 트랜지스터의 턴 오프 인스턴트를 제어한다. 주 스위칭 트랜지스터의 주 전류 도전 단자에서 발생된 공진 전압 펄스(IC6)는 비교기 트랜지스터의 제어 단자에 용량형으로(capacitively) 연결되어 공진 전압 펄스의 변환 구간 동안에 상기 비교기 트랜지스터를 턴 온 상태로 유지시킨다.

Description

스위칭 모드 파워 서플라이 {SWITCH MODE POWER SUPPLY}
도 1은 본 발명에 따른 회로의 대표적인 실시 형태를 나타낸 개략적인 도면.
도 2a 내지 도 2f는 도 1에 나타난 회로의 동작을 설명하기 위해 사용되는 파형을 나타낸 도면.
본 발명은 스위칭 모드 파워 서플라이에 관한 것이다.
통상적으로, 스위칭 모드 파워 서플라이는 주 전력 변압기의 1차 권선에 연결된 주 스위칭 트랜지스터를 포함한다. 출력 공급 전압은 주 전력 변압기의 2차 권선에서 발생된 전압으로부터 발생된다. 상기 트랜지스터가 도전 상태에 있는 경우에, 전류 펄스는 상기 변압기의 1차 권선 및 상기 주 스위칭 트랜지스터에서 발생된다. 또한, 전압이 주 스위칭 트랜지스터와 직렬 연결된 전류 감지 저항에서 발생된다. 상기 전류 감지 저항에서 발생된 전압은 비교기 트랜지스터에 연결된다. 상기 트랜지스터가 도전 상태로 되는 소정의 기간 동안에, 전류 감지 저항의 전압이 비교기 트랜지스터의 임계 전압을 초과하면 상기 비교기 트랜지스터를 포함하는 래치가 트리거된다. 상기 래치의 출력은 상기 트랜지스터의 제어 전극에 연결되어 전류 펄스 바이(by) 전류 펄스 방식으로 상기 트랜지스터의 턴 오프 인스턴트를 제어한다.
종래의 제로 전압 스위칭(ZVS) 파워 서플라이에서, 공진 전압 펄스는 상기 트랜지스터가 턴 오프 상태에 있는 경우에 생성된다. 래치는 주 스위칭 트랜지스터가 턴 오프되는 경우에 상기 인스턴트 다음에 오는 공진 전압 펄스 중 일부 구간 동안 상기 트랜지스터를 턴 오프 상태로 유지시킨다. 공진 전압 펄스의 후미 에지(trailing edge)의 끝 부분에서, 상기 트랜지스터에 걸리는 전압이 제로 전압 또는 그 부근인 경우에, 상기 트랜지스터는 다시 턴 온 되어 ZVS 파워 서플라이를 제공한다. 회로를 간단하게 하기 위해 래치를 사용하는 일없이, 공진 전압 중 전술한 구간 동안에 주 스위칭 트랜지스터를 턴 오프 상태로 유지하는 것이 바람직하다.
본 발명의 특징을 나타내는 스위칭 모드 파워 서플라이는 입력 공급 전압의 소스 및 상기 입력 공급 전압 소스에 연결된 공급 인덕터를 포함한다. 캐패시터는 상기 공급 인덕터에 연결되어 동조된 공진 회로를 형성한다. 제1 스위칭 트랜지스터는 제1 제어 신호에 응답하여 부하에 연결된 상기 공급 인덕터에 소정의 주기 동안 펄스를 생성하고, 상기 캐패시터에 공진 펄스를 생성한다. 상기 제1 제어 신호는 상기 공진 펄스의 끝 부분에서 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 턴 온 시켜 제로 전압 스위칭을 제공하며, 소정의 구간에서 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 턴 오프시킨다. 상기 제1 제어 신호는 상기 캐패시터의 용량성 전류에 의해 생성되어 상기 공진 펄스 중 일부 구간 동안 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 턴 오프 상태로 유지시킨다.
도 1은 본 발명의 특징을 나타내는 동조 SMPS(100)를 도시한다. 도 1에서, N형 금속 산화물 반도체(metal oxide semiconductor; MOS) 주 스위칭 파워 트랜지스터(Q3)는 변압기(T1)의 1차 권선(L1)을 경유하여 직류 전압(RAW B+)의 입력 공급 단자(20)에 연결되는 드레인 전극을 포함한다.
트랜지스터(Q3)의 소스 전극은 전류 센서 또는 샘플링 저항(R12)을 경유하여 접지 전위에 연결된다. 트랜지스터(Q3)와 일체형으로 형성되어 스위치로서 동작하는 댐퍼(damper) 다이오드(D6)가 트랜지스터(Q3)와 효과적으로 병렬 연결되어 양방향성 스위치(22)를 형성한다. 공진 캐피시터(C6)는 권선(L1)에 연결되어 스위치(22)가 비도전 상태인 경우에 권선(L1)의 인덕턴스와 함께 공진 회로(21)를 형성한다.
변압기(T1)의 2차 권선(L2)이 피크 정류 다이오드(peak rectifying diode)(D8)의 양극에 연결되어 다이오드(D8)의 음극에 연결된 필터 캐패시터(C10)에 출력 전압(VOUT)을 생성한다. 전압(VOUT)은 부하 회로(302)에 연결된다. 에러 증폭기(23)는 전압(VOUT) 및 기준 전압(도시되지 않음)에 반응하여 발광 다이오드(D9)를 포함하는 포토 커플러(photo coupler)(IC1)의 포토 트랜지스터(Q1) 내의 전류(Ie)를 제어한다. 트랜지스터(Q1)의 에미터 전극은 트랜지스터(Q3)의 턴 오프를 제어하는 스위칭 트랜지스터(Q2)의 베이스에 연결된다. 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전압(V4)은 필터 캐패시터(C11)에서 발생된다. 포토 커플러(IC1)의 에미터 전류(Ie)는 전압(VOUT)과 에러 증폭기(23)의 기준 전압(도시되지 않음)간의 차이를 나타낸다. 따라서, 전류(Ie)가 트랜지스터(Q2)의 베이스에 제어 바이어스 전압(controlling bias voltage)을 공급한다.
도 2a 내지 도 2f는 도 1에 나타난 회로의 동작을 설명함에 있어 필요한 파형을 도시한다. 도 2a 내지 도 2f 및 도 1에서 유사한 부호 및 번호는 유사한 항목 또는 기능을 나타낸다.
도 1의 트랜지스터(Q2)는 저항(R11)을 경유하여 트랜지스터(Q3)의 소스 전극 및 전류 센서 저항(R12) 사이의 접합 단자(60)에 연결된 베이스 전극을 포함한다.
도 1의 트랜지스터(Q3)에서 소스-드레인 전류(ID)가 급상승하여 트랜지스터(Q2)의 베이스-에미터 순방향 전압을 초과하는 충분히 큰 전압을 단자(60)에 공급하게 되는 도 2a의 시간 t0에서 트랜지스터(Q2)가 턴 온 된다. 트랜지스터(Q3)는 트랜지스터(Q2)가 도전 상태로 되는 경우에 턴 오프된다. 저항(R14)은 트랜지스터(Q1)의 에미터와 콜렉터 사이에 연결되어 트랜지스터(Q2)의 베이스-에미터를 바이어싱한다. 소정의 주기 동안 트랜지스터(Q2)를 턴 온 시키는 데 필요한 전류(ID)의 레벨은 네거티브 피드백 방식으로 전류(Ie)에 의해 제어 가능하다.
변압기(T1)의 2차 권선(L3)은 캐패시터(C4)를 거쳐 저항(R8)에 AC 연결되는 전압(V3)을 저항(R8)에 공급하여 도 2e에 도시된 전압(VR8)을 제공한다. 전압(VR8)은 도 1에 나타난 트랜지스터(Q3)의 게이트에 연결되어 양의 게이트-소스 전압(VGS)을 생성한다. 양의 구동 전압(VGS)은 제로 전압 스위칭(ZVS) 파워 서플라이를 공급하는 방식으로 트랜지스터(Q3)를 턴 온 시킨다. ZVS 파워 서플라이의 이점은 1999년 3월 2일에 W.V.Fitzgerald(Fitzgerald 특허)의 이름으로 허여된 미국 특허 제5,877,946호 "A FORWARD CONVERTER WITH AN INDUCTOR COUPLED TO A TRANSFORMER WINDING"에 개시되어 있다. 전압(VGS)은 트랜지스터(Q2)가 턴 온될 때까지 트랜지스터(Q3)를 턴 온 상태로 유지한다. 또한, AC 연결된 전압(V3)은 다이오드(D2)에 의해 정류되어 전류(Ie)를 공급하는 공급 전압(V4)을 생성한다.
전압(RAW B+)의 소스 및 저항(R8)의 단자(30) 사이에 연결된 저항(R9)은 전압(RAW B+)이 턴 온되는 경우에 트랜지스터(Q3)를 턴 온시키는 전압을 생성하며, 이로써 트랜지스터(Q3)의 동작이 개시된다. 트랜지스터(Q3)의 게이트 전극상의 전압(VGS)이 MOS 트랜지스터(Q3)의 임계 전압을 초과하는 경우에, 트랜지스터(Q3)가 도전 상태로 되어 트랜지스터(Q3)의 드레인 전압(VD)을 감소시킨다. 결과적으로, 전압(V3)이 양의 값으로 되고 포지티브 피드백 방식으로 전압(VGS)을 증가시켜 트랜지스터(Q3)를 완전한 턴 온 상태로 유지시킨다.
도 2a에 나타난 소정의 주기 T 중 t1 내지 t10의 기간 동안에, 도전 상태인 도 1의 트랜지스터(Q3)의 전류(ID)가 경사형으로 증가하고 있다. 결과적으로, 권선(L1) 내의 전류(IL1) 중 해당 비공진 전류 펄스 일부가 경사형으로 증가하며, 변압기(T1)의 권선(L1)과 결합된 인덕턴스에 자기 에너지를 저장한다. 도 2a의 시 간 t10에서, 저항(R12)에 걸린 전압으로부터 유도된 경사형 증가부를 포함하는 도 1의 트랜지스터(Q2)에 대한 도 2d의 베이스 전압(VBQ2)이 트랜지스터(Q2)의 순방향 전압을 초과하여 트랜지스터(Q2)를 턴 온 시킨다. 결과적으로, 도 2b의 게이트 전극 전압(VGS)은 '0 V'근처로 감소되어 전술한 바와 같이 도 1의 트랜지스터(Q3)를 턴 오프시킨다.
트랜지스터(Q3)가 턴 오프 되는 경우에, 도 2f의 드레인 전압(VD)이 공진 방식으로 증가한다. 도 1의 캐패시터(C6)는 전압(VD)의 증가 속도를 제한하여 전압(VD)이 0 V 보다 현저히 큰 값으로 증가할 때까지 트랜지스터(Q3)가 완전한 비전도 상태가 되도록 한다.
본 발명의 한 특징으로, 전압(VD)이 증가할 때 발생하는 캐패시터(C6)의 양의 용량성 전류(IC6)가 저항(R12)에 연결되어 도 2c의 전압(VR1112)의 양의 전압 펄스를 발생시킨다. 양의 전압 펄스(20)가 도 1의 저항(R11)을 거쳐 트랜지스터(Q2)의 베이스에 인가되어 트랜지스터(Q2)를 도전 상태로 유지시킨다. 그 결과로 그 후에 도 2a의 전류(ID)는 바로 제로가 된다. 도 1의 전류(IC6)가 트랜지스터(Q2)를 도전 상태로 유지할 수 없는 크기로 감소한 후에, 전압(V3)을 감소시키면 도 1의 트랜지스터(Q3)를 턴 오프 상태로 유지시키는 도 2e의 전압(VR8) 중 음의 값 부분(VR8NEG)이 발생한다.
캐패시터(C6)를 포함하는 공진 회로(21)와 권선(L1)은 도 1의 트랜지스터(Q3)가 턴 오프되는 경우에, 도 2f의 t10-t30의 구간 동안 오실레이션의 절반의 주기를 수행한다. 도 2f의 시간 t30 전에 전압(VD)의 감소로 도 2b의 전압(VGS)은 양의 값을 갖게 된다.
도 2f의 시간 t30에서, 전압(VD)의 극성이 반대로 되어 도 1의 댐퍼 다이오드(D6)를 턴 온 시켜 도 2f의 전압(VD)을 대략 제로 전압으로 고정시킨다. 이로써, 도 1의 공진 회로(21)가 오실레이션의 반 주기를 나타낸다. 도 2b의 시간 t30 후에, 도 2b의 전압(VGS)이 0V 이상으로 점차 증가하는데, 이는 전술한 도 1의 전압(V3)의 극성이 변화되기 때문이다.
전압(VOUT)의 네거티브 피드백 조절은 전류(Ie)를 변화시킴으로써 달성된다. 전압(VOUT)이 증폭기(23)의 기준 전압(도시되지 않음) 보다 큰 경우에, 전류(Ie)가 전압(VBQ2)을 증가시킨다. 결과적으로, 트랜지스터(Q3)의 전류(ID)의 피크 값과 부하 회로(302)에 전달되는 전력이 감소된다. 한편, 전압(VOUT)이 증폭기(23)의 기준 전압(도시되지 않음) 보다 작은 경우에 전류(Ie)는 감소한다. 결과적으로, 트랜지스터(Q3)의 전류(ID)의 피크 값과 부하 회로(302)에 전달되는 전력이 증가된다. 따라서, 트랜지스터(Q3)의 제어 회로는 전압(VRQ2)에 따라 트랜지스터(Q3)의 전류(ID)의 듀티 사이클 변조(duty cycle modulation)를 제공한다.
동조 SMPS(100)는 전류 펄스 바이(by) 전류 펄스 제어 방식의 전류 모드 제어에서 동작한다. 도 2a의 구간 t1-t10 동안 도 1의 트랜지스터(Q3)에서 흐르는 전류(ID)의 전류 펄스는 전술한 바와 같이 도 1의 트랜지스터(Q3)의 임계값에 도달될 때인 도 2a의 시간 t10에서 종료한다.
결함이 있는 상태, 예컨대 트랜지스터(Q1)가 분리되는 경우가 발생하는 경우에, 저항(R14)의 전류는 베이스 전압(VBQ2)을 소정의 양의 전압 바이어스로 유지시킬 것이다. 결과적으로, 트랜지스터(Q3)의 전류(ID)의 피크 값과 부하 회로(302)에 전달되는 전력이 제한되어 동조 SMPS(100)가 보호될 것이며, 이것도 본 발명의 이점 중 하나이다.
본 발명에 따르면 회로를 간단하게 하기 위해 래치를 사용하는 일없이, 공진 전압 중 전술한 구간 동안에 주 스위칭 트랜지스터를 턴 오프 상태로 유지시키는 스위칭 모드 파워 서플라이가 제공된다.
본 발명은 그 바람직한 실시 형태에 대해 주로 설명 및 도시되었지만, 이 분야의 당업자는 형식 및 세부면에서 본 발명의 사상과 범위를 벗어나는 일없이 변경될 수 있다는 것을 알 것이다. 따라서, 본 발명은 설명 및 도시된 형식 및 세부 사항으로 한정되지 않는다.

Claims (5)

  1. 스위치 모드 파워 서플라이에 있어서,
    입력 공급 전압(B+)의 소스;
    상기 입력 공급 전압 소스에 연결된 공급 인덕터(L1);
    동조된 공진 회로를 형성하도록 상기 공급 인덕터에 연결된 캐패시터(C6); 및
    주어진 스위칭 기간 동안에 공진 전류 펄스(IC6)가 상기 캐패시터에서 생성되도록 부하(302)에 연결된 상기 공급 인덕터에서 펄스를 생성하는 제1 스위칭 트랜지스터(Q3)를 포함하고,
    상기 제1 스위칭 트랜지스터를 제어하여 제로 전압 스위칭을 제공하는 수단으로서, 상기 캐패시터내의 상기 공진 전류에 응답하여 상기 제1 스위칭 트랜지스터(Q3)에 상기 공진 전류를 인가함으로써 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 상기 공진 전류 펄스 중 일부 구간 동안 턴 오프 상태로 유지시키는 전류 센서(R12)를 포함하는 것인, 상기 제1 스위칭 트랜지스터의 제어 수단을 포함하고,
    상기 전류 센서는 상기 캐패시터와 직렬 연결된 저항(R12)과 상기 제1 스위칭 트랜지스터(Q3)의 제어 단자(GATE)에 연결된 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)를 포함하며,
    상기 저항에서 발생된 전압에 응답하여 상기 공진 전류 펄스 중 일부 구간 동안 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 턴 오프 상태로 유지시키는 것인, 스위치 모드 파워 서플라이.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)는 비래치 방식(non-latched manner)으로 동작하는 것인, 스위치 모드 파워 서플라이.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제어 수단은 상기 제1 스위칭 트랜지스터(Q3) 내의 전류를 나타내는 신호에 응답하여 전류 모드 제어 동작으로 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 제어하는 것인, 스위치 모드 파워 서플라이.
  5. 스위치 모드 파워 서플라이에 있어서,
    입력 공급 전압(B+)의 소스;
    상기 입력 공급 전압 소스에 연결된 공급 인덕터(L1);
    동조된 공진 회로를 형성하도록 상기 공급 인덕터에 연결된 제1 단자를 구비하는 캐패시터(C6); 및
    부하(302)에 연결된 상기 공급 인덕터에서 주어진 기간 동안 펄스(iL1)를 생성하고, 상기 캐패시터에서 공진 전류 펄스(IC6)를 생성하기 위하여, 제로 전압 스위칭 모드에서 동작하는 제1 스위칭 트랜지스터(Q3)를 포함하고,
    상기 공진 전류 펄스에 응답하여, 상기 주어진 기간 중 일부 기간 동안 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 턴 오프 상태로 유지시키는 제어 신호(VGS)를 생성하는 전류 센서(R12)를 포함하고,
    상기 전류 센서는 상기 캐패시터와 직렬 연결된 저항(R12)과 상기 제1 스위칭 트랜지스터(Q3)의 제어 단자(GATE)에 연결된 제2 스위칭 트랜지스터(Q2)를 포함하며,
    상기 저항에서 발생된 전압에 응답하여 상기 공진 전류 펄스 중 일부 구간 동안 상기 제1 스위칭 트랜지스터를 턴 오프 상태로 유지시키는 것인, 스위치 모드 파워 서플라이.
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