KR100676427B1 - 스위치 모드 전원장치의 과부하 방지 - Google Patents

스위치 모드 전원장치의 과부하 방지 Download PDF

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Abstract

영전압 스위칭 전원 장치의 주 스위칭 트랜지스터가 도통된 때, 전압(VR7)은 상기 트랜지스터와 직렬로 결합된 전류 감지 저항 내에 나타나게 된다. 전류 감지 저항 내의 전압은 제어 회로(Q2, Q3)의 비교 회로(Q3)의 제1 입력(베이스)에 결합된다. 비교기의 제2 입력(이미터)은 전원 장치의 출력 전압(REG B+)에 따라 변하는 전압(VC6)을 나타내는 커패시터(C6)에 결합된다. 트랜지스터의 주어진 도통 간격 동안, 비교기(Q3)는 전류 감지 저항의 전압과 커패시터 전압 사이의 차이에 따라 트리거 된다. 비교기(Q3)의 출력은 전류 펄스마다 트랜지스터의 즉각적인 턴오프를 제어하기 위해 트랜지스터의 베이스에 결합된다. 과부하 상태 하에서 트랜지스터가 턴오프된 때, 역콜렉터 전류는 트랜지스터의 베이스-콜렉터 접합을 통해 흐른다. 역콜렉터 전류는 트랜지스터의 순방향 도통 동안, 전류 감지 저항 전압에 대하여 반대 극성인 전압(음)을 전류 감지 저항 내에 생성한다. 감지된 역전류에 의해 생성된 전압은 다이오드(D10) 스위치를 턴온하고 피크 순방향 콜렉터 전류를 감소시키는 방법으로 제어 회로의 비교기에 결합된 커패시터를 충전한다. 이에 의해, 보호 없이 발생될 수 있는 값에 비례하여 트랜지스터 내의 피크 순방향 전류를 감소시킨다.

Description

스위치 모드 전원장치의 과부하 방지{OVERLOAD PROTECTION FOR A SWITCH MODE POWER SUPPLY}
본 발명은 전원장치의 과부하 방지에 관한 것이다.
발명의 명칭이 변압기 권선에 결합된 인덕터를 갖는 순방향 컨버터(A FORWARD CONVERTER WITH AN INDUCTOR COUPLED TO A TRANSFORMER WINDING)이고 발명자가 더블유 브이 핏즈게럴드(W.V. Fitzgerald; 핏즈게럴드 특허)이며 1999년 3월 2일자로 공개된 미국 특허 제 5,877,946호에서 공개된 영전압 스위칭(ZVS) 및 순방향 모드에서 동작하는 전원장치는 주 전력 변압기의 1차 권선에 결합된 주 스위칭 트랜지스터를 포함한다. 출력 전원 전압은 변압기의 2차 권선에 나타나는 전압으로부터 나타난다. 트랜지스터가 도통 상태에 있을 때, 전류 펄스는 변압기의 1차 권선 및 트랜지스터 내에 나타난다. 전압은 또한 트랜지스터와 직렬로 결합된 전류 감지 저항에도 나타난다. 전류 감지 저항 내의 전압은 제어회로에 있는 비교기의 제1 입력에 결합된다. 비교기의 제2 입력은 조정을 제공하기 위해 전원 장치의 출력 전압에 따라 변하는 전압이 나타나는 커패시터에 결합된다.
트랜지스터의 주어진 도통 간격 동안, 전류 감지 저항 전압이 커패시터 전압에 의해 설정된 비교기의 임계전압을 초과할 때 비교기는 트리거된다. 비교기의 하 나의 출력은 각 하나의 전류 펄스 마다 트랜지스터의 즉각적인 턴오프를 제어하기 위해 트랜지스터의 베이스에 결합된다.
정상 동작시, 주 전력 변압기의 1차 측에 나타나는 전압은, 전원 인덕턴스의 전압을 감소시킨다. 이 전압은 변압기의 주어진 2차 권선에서 생성된 출력 전압에 비례한다. 2차 권선으로부터 생성되는 출력 전압은 변압기의 권수비에 따라 높아진다. 스위칭 트랜지스터가 각 사이클의 끝에서 턴오프될 때, 변압기의 2차 측으로부터 반영된 음의 전압 펄스는 트랜지스터의 콜렉터 전압을 감소시킨다.
2차 권선 중의 하나에 과부하 상태가 발생되면, 과도한 콜렉터 전압이 주 스위칭 트랜지스터에 나타날 수 있다. 과전압은 공진 커패시터와 공진하는 공진을 제공하는 인덕턴스 내의 과도한 회로 전류에 기인한며, 공진 커패시터 및 공진 인덕턴스는 ZVS를 형성하기 위해 주 스위칭 트랜지스터의 콜렉터에 결합된다.
전원 회로가 조정을 못하게 하는 심한 과부하가 2차 권선 중의 하나에 발생하면, 변압기의 권수비에 의해 반영되는 전압이 줄어들게 되므로 변압기 1차 권선 양단의 전압은 또한 떨어진다. 결과적으로 트랜지스터의 콜렉터 전압은 과도하게 될 수 있다.
2차 권선으로부터 생성된 출력 전압이 조정이 되지 않게 된 때, 최대 전류 한계가 제어 회로에 의해 설정된다. 과부하 상태 하에서, 트랜지스터는 최대 전류가 전원 인덕턴스를 통해 여전히 흐르게 할 것이다. 그러나, 전원 인덕턴스 내에 축적된 에너지는 트랜지스터를 통해 부하에 전달되지 않는다. 축적된 에너지는 트랜지스터가 사이클의 끝에서 턴오프 되는 때 공진 커패시터 내의 공진 전류 내에 공진 전류를 생성하고, 트랜지스터의 콜렉터 전압이 정상 동작 전압보다 실질적으로 높게, 아마 트랜지스터의 파괴 전압 등급을 초과하여 상승하는 원인이 된다. 과부하 상태 하에서, 각 사이클 동안 전원 인덕턴스 내에 축적된 에너지는 부하에 전달되지 않으므로, 에너지는 역 즉, 음의 전류를 통하여 트랜지스터에 에너지를 공급하는 조정되지 않은 전원에 되돌려진다. 이것은 결과적으로 나타나는 과도한 콜렉터 전압을 줄이는데 바람직하다.
하나의 발명 형태를 실행함에 있어서, 트랜지스터가 턴오프 되어있을 때, 역의 음전류는 순방향 콜렉터 전류의 반대 방향으로 트랜지스터의 베이스-콜렉터 접속을 통해 보내진다. 순방향 콜렉터 전류는 트랜지스터가 턴온 되었을 때 발생된다. 트랜지스터의 순방향 전도 동안 전술한 전류 감지 저항의 극성에 대하여 반대 극성에서 역의 콜렉터 전류는 전술한 전류 감지 저항 내에 전압을 생성한다. 과부하동안, 감지된 역 전류에 의해 생성된 전압은 다이오드 스위치를 턴온 시키고, 피크 순방향 콜렉터 전류를 감소시키는 방법으로 제어회로 비교기의 제2 입력에 결합된 커패시터 내의 전하를 변화시킨다. 이에 의해 트랜지스터 내의 피크 순방향 전류는 보호 없이 발생된 값에 비례하여 감소한다. 결과적으로 과도한 콜렉터 전압은 유리하게 방지된다.
도 1은 본 발명에 따른 회로의 예시적인 실시예를 도시하는 개략적인 회로도.
도 2a 및 2b는 도 1의 회로의 동작을 설명하는데 유용한 파형을 예시한 도면.
도 1은 영전압 스위칭 순방향 컨버터 즉, 전원 장치(300)를 예시한다. 본 발명의 하나의 특징을 실시한 보호 회로(400)는 영전압 스위칭 전원 장치(300)에 보호를 제공한다. 영전압 스위칭 전원 장치(300)는 핏츠게럴드의 특허에 기록된 것과 대부분 유사하게 동작한다.
예컨대, 200 와트의 전력은 변압기(T1)의 2차 권선(T1W2) 및 (T1W3)에 각각 결합된 부하(303) 및 (302)에 스위칭 트랜지스터(Q1)의 도통 시간 동안 공급된다.
스위치로서 동작하는 트랜지스터(Q1)는 하나의 입력 공급 직류(DC) 전압(RAW B+)으로부터의 전류를 도통시키기 위해 변압기(T1)의 1차 권선(T1W1)과 직렬로 결합된다. 구동 변압기를 고려한 전류 변압기(T2)는 베이스 전류(iB)를 스위칭 트랜지스터(Q1)에 공급한다. 전압(RAW B+)은 주 공급 전압을 정류하는 브릿지 정류기(도시하지 않음)로부터 유도될 수 있고, 필터 커패시터(도시하지 않음)에 결합된다.
또한 트랜지스터(Q1)의 이미터와 직렬로 전류 감지 저항(R7)이 결합되어 있다. 공진 커패시터(C8)는 1차 권선(T1W1) 및 트랜지스터(Q1)의 콜렉터에 결합된다. 공진 회로(301)는 커패시터(C8), 반영된 용량(CSEC), 전류 제한 공급 인덕터(Lres), 1차 권선(T1W1), 변압기(T2)의 1차 권선(T2W1)을 포함한다. 1차 권선(T1W1)은 전류 변압기(T2)의 1차 권선(T2W1)과 직렬로 연결되어 있다.
공진 회로(301)는 트랜지스터 스위치(Q1)가 턴오프된 때 각 사이클 마다 반사이클 공진 전압(VQ1)을 생성한다. 트랜지스터(Q1)를 거쳐 [커패시터(C8) 상의] 콜렉터 전압(VQ1)은 실질적으로 사인 곡선의 반파 형태로 피크로 상승하고 그 다음 대략 0 으로 하강한다. 공진 전압(VQ1)이 0 에 가깝게 된 후, 저항(R7), 다이오드(D2), 커패시터(C2)와 병렬로 결합된 제너 다이오드(D20), 트랜지스터(Q1)의 베이스-콜렉터 접합으로 구성되는 직렬 배열은 전압(VQ1)을 접지 전위에 가까운 전압으로 클램프시키는 낮은 임피던스를 형성한다. 트랜지스터(Q1)는 그 다음 대략 0 볼트에서 영전압 스위칭을 제공하기 위해 다시 온 상태로 스위칭된다.
변압기(T1)의 2차 권선(T1W3)은 캐소드가 필터 커패시터에 결합된 정류 다이오드(DOUT3)의 애노드에 결합된다. 권선(T1W3)은 순방향 도통 동작 동안 낮은 임피던스 전류 경로를 경유하여 필터 커패시터(CFILTER3) 및 부하(302)에 결합된다. 이와 유사하게, 2차 권선(T1W2)은 출력 전압(REG B+)을 제공하기 위해 정류 다이오드(DOUT2)를 통하여 필터 커패시터(CFILTER2)에 결합된다.
커패시터(CSEC)는 권선과 병렬로 2차 권선 회로(T1W2 및 T1W3)중 하나 또는 둘 모두에 포함될 수 있다. 커패시터(CSEC)는 공진 회로(301)의 일부를 형성하는 권선(T1W1)에 결합된 변압기이다.
유리하게, 각 권선(T1W2 및 T1W3)은 누설 인덕턴스를 줄이는 방법으로 변압기(T1) 내에서 1차 권선(T1W1)과 타이트하게 결합된다. 변압기(T1)의 1차측 상의 인덕턴스(Lres)는 순방향 도통 동안 다이오드(DOUT3 및 DOUT2)를 각각 포함하는 전류 경로 내에서 각 전류(IDOUT3) 및 (IDOUT2)의 변화 속도를 제한하도록 결합된 변압 기이다. 유리하게, 인덕턴스(Lres)는 각 권선(T1W2 및 T1W3)에 공통으로 분배된다.
트랜지스터(Q1)가 도통된 때, 유리하게는 2차 권선(T2W2)에서 생성된 전류는 변압기(T2)의 1차 권선(T2W1)의 전류와 비례한다. 변압기(T2)의 1차 권선(T2W1)은 변압기(T1)의 권선(T1W1) 및 스위칭 트랜지스터(Q1)와 직렬로 결합된다. 그러므로, 베이스 전류(iB)는 콜렉터 전류(iQ1)에 의해 대략 선형적으로 변한다. 유리하게는 트랜지스터(Q1) 베이스의 오버드라이브는 비례 구동 기술에 의해 방지된다.
트랜지스터 스위치(Q1)의 듀티 사이클 제어는 예컨대, 출력 전압(U)보다는 오히려 출력 전압(REG B+)의 감지를 토대로 한다. 오차 증폭기(A)는 전압(REG B+)에 민감하며, 예컨대, 출력 전압(REG B+) 및 미리 결정된 임계값을 제공하는 전압 분배기에 결합된 입력부를 갖는 비교기를 포함할 수 있다. 오차 증폭기(A)는 비교기 트랜지스터(Q3)의 트리거 레벨 또는 임계값을 제어하기 위해 광결합기(μ1)를 통해 광학적으로 결합된다.
트랜지스터(Q3)의 이미터 전압은 커패시터(C6) 내의 전하로부터 나타난다. 커패시터(C6)에 있어서의 이미터 전압은 접지에 결합된 다이오드(D7)에 의한 순방향 다이오드 드롭으로 제한된다. 커패시터(C6) 내의 전하는 트랜지스터(Q3)가 도통되는 동안 보충되고 오차 증폭기(A)의 출력 신호에 응답하여 광결합기(μ1)가 도통된 때 광결합기(μ1)에 의해 배출된다.
트랜지스터(Q1)가 도통 상태로 된 때, 트랜지스터(Q1)의 전류 레벨에 비례하는 저항(R7) 양단의 전압(VR7)은 비교기 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합된다. 전류 표현적 전압(current-representative voltage; VR7)은 저항(R8)을 통해 필터 커 패시터(C7)에 결합된 저항(R7)이다. 전압(VR7)으로부터 커패시터(C7) 내에 나타나는 전압은 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합된다.
트랜지스터(Q1)의 주어진 도통 사이클에 있어서, 트랜지스터(Q3)의 이미터에서 베이스-이미터 접합을 순방향 바이어스하기에 충분한 크기로 커패시터(C6)에 나타나는 제어 전압(VC6)에 의해 결정되는 트랜지스터(Q3)의 임계 전압을 트랜지스터(Q3)의 베이스 전압이 초과한 때, 트랜지스터(Q3)는 도통되기 시작한다. 그러므로, 트랜지스터(Q1) 내의 전류(iQ1)가 저항(R7) 내에 트랜지스터(Q3)의 임계전압을 초과한 전압(VR7)을 나타나게 할 때, 트랜지스터(Q3)는 도통되기 시작한다. 트랜지스터(Q3)가 도통된 때, 트랜지스터(Q3)는 트랜지스터(Q2)와 재생 래치를 형성한다. NPN 트랜지스터(Q3)의 콜렉터는 PNP 트랜지스터(Q2)의 베이스에 결합되며 트랜지스터(Q2)의 콜렉터는 재생 스위치를 형성하는 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합된다. 트랜지스터(Q2)의 이미터는 병렬로 결합된 다이오드(D20) 및 커패시터(C2)를 통해 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스에 되돌려 결합된다.
트랜지스터(Q2 및 Q3)로 구성되는 래치가 트리거된 때, 트랜지스터(Q2)는 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스로부터 전류를 끌어낸다. 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스에 결합된 제어 전압은 트랜지스터(Q2)의 이미터에 나타난다. 트랜지스터(Q2)의 이미터 전압은 재생 스위치 배열의 출력을 형성하며 트랜지스터(Q2 및 Q3)로 구성되는 래치가 트리거된 때 트랜지스터(Q1)를 턴오프하기 위해 트랜지스터(Q1)의 베이스에 결합된다.
전류 변압기(T2)의 2차 권선(T2W2)은 스위칭 트랜지스터(Q1)의 베이스 전류(iB)를 제공한다. 권선(T2W2) 양단의 전압은 스위칭 트랜지스터(Q1)가 교대로 도통되고 턴오프될 때 생성된 교류전압이다. 유리하게도, 트랜지스터(Q1)가 턴온된 때 변압기(T2)는 오버 드라이브 트랜지스터(Q1)가 없이 포화 상태에서 트랜지스터(Q1)를 유지하기 위해 트랜지스터(Q2)에 비례 구동 전류(iB)를 제공한다. 한편, 트랜지스터(Q2 및 Q3)의 동작에 의해 트랜지스터(Q1)가 턴오프된 직후, 트랜지스터(Q1) 콜렉터의 공진 전압(VQ1)은 트랜지스터(Q1)를 비도통 상태로 유지하는 방법으로 권선(T2W2)을 경유하여 트랜지스터(Q1)의 베이스에 결합된다.
온/오프 트랜지스터(Q4)의 콜렉터는 다이오드(D11)를 경유하여 트랜지스터(Q2)의 이미터에 결합된다. 온/오프 신호(ON/OFF)에 따라 트랜지스터(Q4)가 도통된 때, 트랜지스터(Q1)를 비도통 상태에 머무르게 하는 베이스 전류가 트랜지스터(Q2)에 생성된다. 트랜지스터(Q4)의 이미터 전류는 제너 다이오드(D13)를 순방향으로 도통시킨다. 다이오드(D13)는 트랜지스터(Q4)의 이미터에 결합된 느린 개시 커패시터(C11)와 병렬로 결합된다.
발진 사이클의 개시는 트랜지스터(Q4)가 턴오프된 때 발생하며 트랜지스터(Q2)가 턴오프되게 한다. 그러므로, 전류는 저항(R4)을 통해, 제너 다이오드(D20)와 커패시터(C2)의 병렬 배치를 통해 흐르기 시작하고 스위칭 트랜지스터(Q1) 내에 개시 베이스 전류(iB)를 생성한다. 저항(R4)은 크며, 작은 크기의 개시 베이스 전류 드라이브만을 트랜지스터(Q1)에 제공한다. 트랜지스터(Q1)가 도통됨에 따라, 전류 변압기(T2)는 전류가 2차 권선(T2W2) 내를 흐르게 한다. 2차 권선(T2W2) 내의 전류는 변압기의 권수비의 기능으로 1차 권선(T2W1) 내의 전류 에 비례한다. 다이오드(D1) 및 병렬 커패시터(C10)는 트랜지스터(Q1)의 베이스 전류(iB)를 생성하기 위해 2차 권선(T2W2) 및 제너 다이오드(D20)와 커패시터(C2)의 병렬 배열과 직렬로 결합된다. 부가된 베이스 구동 전류는 재생 방법으로, 베이스 전류(iB)가 콜렉터 전류(iQ1)의 증가에 비례하여 증가하게 하는 부가된 콜렉터 전류를 위한 포화상태에 도달한다. 트랜지스터(Q1)가 포화상태가 된 때, 콜렉터 전류(iQ1)는 트랜지스터(Q1)의 콜렉터와 직렬로 결합된 총 전원 인덕턴스에 의해 결정되는 비율로 증가를 계속한다.
전류 감지 저항(R7) 양단의 전압이 트랜지스터(Q3)를 도통시키기에 충분하다면, 트리거 전류는 트랜지스터(Q2)의 베이스에 제공된다. 트랜지스터(Q2)는 도통되고, 부가적인 구동 전류를 커패시터 내에서 생성하고 또한 래치를 온 시키기 위해 재생 방법으로 동작함으로써 트랜지스터(Q3)의 베이스에서의 전압 증가의 원인이 된다. 래치 구동 트랜지스터(Q2)의 이미터에 나타나는 낮은 임피던스는 스위칭 트랜지스터(Q1) 베이스로부터의 베이스 전하를 빠르게 제거한다. 결과적으로 트랜지스터(Q1)는 빠르게 턴오프된다.
트랜지스터(Q1)가 도통되고 있는 시간동안, 양의 전류는 다이오드(D20) 및 커패시터(C2)를 통하여 베이스로 흐르고, 이것은 커패시터(C2)를 수 볼트로 충전시킨다. 커패시터(C2) 내의 전압은 트랜지스터(Q1)의 베이스로부터 멀리 있는 커패시터(C2)의 단자보다 더 높은 양의 상태이며 트랜지스터(Q1)의 베이스보다 낮은 양의 상태이다. 그러므로, 트랜지스터(Q2 및 Q3)가 래치된 때, 트랜지스터는 커패시터(C2)상의 전압이 트랜지스터(Q1)의 베이스에 역바이어스를 인가하게 하는 낮은 임피던스의 접지 경로를 제공한다.
트랜지스터(Q2)의 콜렉터와 전류 감지 저항(R7) 사이에 직렬로 결합된 다이오드(D6) 및 저항(R6)은 역 베이스 전류의 일부를 예컨대, 1 오옴의 몇분의 1 인 낮은 임피던스를 갖는 저항(R7)에 분기시킨다. 이 분기는 트랜지스터(Q3)의 베이스를 오버 드라이브하는 경향을 감소시키고, 그 밖에 과도한 축적 시간 및 빈약한 스위칭 성능의 원인이 된다.
트랜지스터(Q1)가 턴오프된 후, 변압기(T2) 권선(T2W2)은 트랜지스터(Q1)의 이미터에 접속된 애노드를 구비하는 다이오드(D2) 양단에 음의 전압을 생성한다. 상기 트랜지스터를 통해 흐르는 전류가 재생적으로 래치된 트랜지스터를 유지하는데 필요한 임계값이하로 떨어질 때 까지 드라이브 제어 트랜지스터(Q2 및 Q3)는 래치된 채로 있다. 그 후, 다이오드(D2) 양단의 음의 전압은 트랜지스터(Q1)의 토통 상태를 유지한다. 부가적으로, 다이오드(D3) 및 커패시터(C3)는 음의 공급 전압(VMINUS)을 생성하기 위해 변압기(T2)에 의해 생성된 음의 전압을 정류하고 필터링하도록 결합된다.
공진 회로(301)의 공진 작용은 베이스-이미터 전압을 권선(T2W2)을 통하여 극성이 반대로 바뀌게 한다. 스위칭 트랜지스터(Q12)의 베이스 전압이 충분한 크기로 증가한 때, 전류는 이미 전술한 바와 같이 재생적으로 커지고, 다음 사이클의 개시를 형성하는 콜렉터 전류를 생성하는 트랜지스터(Q1)의 베이스로 흐르기 시작한다. 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전류(iQ1)는 콜렉터 전압(VQ1)이 0 볼트에 있을 때 흐르기 시작한다. 이로써 영전압 스위칭이 얻어진다.
유리하게는, 전류 변압기(T2)는 자려-발진을 제공한다. 변압기(T2)의 2차 권선(T2W2)에 결합된 회로에 있어서, 다이오드(D2)는 트랜지스터(Q1)가 오프된 시간동안 나타나는 음전압을 제한한다. 다이오드(D1) 및 커패시터(C10)는 낮은 임피던스를 형성하기 때문에, 변압기(T2)는 턴오프 간격 동안 전류 변압기로서 동작한다. 다이오드(D1)는 순방향 드라이브 전류를 위한 전류 경로를 제공하고 또한 도통 되었을 때 다이오드(D1) 양단에 나타나는 순방향 전압에 다이오드(D1)와 병렬인 커패시터(C10) 내의 전압을 제한한다. 다이오드(D1), 커패시터(C2) 및 트랜지스터(Q1)의 베이스-이미터 접합은 전류 변압기로서 동작하는 낮은 임피던스를 형성한다. 유리하게는, 전류 변압기로서 동작함으로써 변압기(T2)는 큰 자기 에너지를 저장할 필요가 없고, 작은 코어를 가질 수 있다.
개시 간격 동안 전압(VMINUS)은 개시, 램프 음 전압의 원인이 되는 커패시터(C11)에 결합된 저항(R11) 내에 충전 전류를 생성한다. 커패시터(C11) 내의 램프 전압은 저항(R13)을 경유하여 저항(R8)에 결합된다. 그 결과로서, 비교기 트랜지스터(Q3)의 임계 전압은 느린 개시 동작을 제공하기 위해 램핑 방법으로 변한다. 전압(VMINUS)은 또한 광결합기(μ1) 내의 포토트랜지스터의 이미터에도 결합된다. 커패시터(C6) 상의 전하는 오차 증폭기(A)로부터의 신호에 응답하는 광결합기의 포토트랜지스터의 도통에 의해 조정된다. 이런 방법으로, 전압은 전류 펄스를 토대로 면밀히 조정된다.
정상 동작시, 전압은 전류 제한 인덕턴스(Lres) 양단의 전압을 감소시키는 주전력 변압기(T1)의 1차 권선(T1W1) 양단에 제공된다. 이 전압은 권선(T1W2 및 T1W1)의 권수비에 의해 대략 증배되는 출력 전압(REG B+)에 비례한다. 트랜지스터(Q1)가 각 사이클의 끝에서 턴오프 된 때, 변압기(T1)의 2차 측으로부터 반영되는 음 전압 펄스는 트랜지스터의 콜렉터에 가까운 전류 제한 인덕턴스(Lres)의 단자 상에 나타나는 양의 펄스를 중화한다. 그러므로, 유리하게도, 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전압은 감소된다.
심한 과부하가 예컨대 2차 권선(T1W2)에 발생할 수 있다. 그 결과로서, 전원장치는 부궤환 루프 방법 내에서 조정을 중지할 수 있다. 그러므로, 전압(REG B+ 및 U)은 감소될 것이다. 그 결과로서, 주전력 변압기(T1)의 1차 권선(T1W1) 양단의 전압은 변압기의 권수비에 의해 반영되고 또한 떨어진다. 결과적으로 전술한 반영된 음의 펄스는 크게 감소되고 주전력 변압기(T1)의 1차 권선(T1W1) 양단의 콜렉터 전압(VQ1)이 정상 상태 하인 비-과부하 상태보다 실질적으로 더 상승하게 하는 원인이 된다.
심한 과부하 동안, 전압(REG B+ 및 U)은 조정의 손실 때문에 감소된다. 최대 전류 제한은 트랜지스터(Q2 및 Q3)를 포함하는 제어회로에 의해 각 하나의 전류 펄스마다 설정된다. 과부하 상태 하에서, 트랜지스터(Q1)는 전류 제한 인덕턴스(Lres)를 포함하는 전원 인덕턴스를 통해 최대 전류(iQ1)가 여전히 흐르도록 할 것이다. 그러나, 예컨대 전류 제한 인덕턴스(Lre)에 축적된 에너지는 변압기(T1)를 통해 부하에 전달되지 않는다. 축적된 에너지는 트랜지스터(Q1)가 사이클의 끝에서 턴오프 된 때, 공진 회로(301) 내에 나타난다. 증가된 축적된 에너지는 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전압(VQ1)이 실질적으로 허용되는 정상 동작 전압 이상으로 올라가게 하는 원인이 되고, 트랜지스터(Q1)의 파괴 전압 등급을 초과하게 된다.
예컨대, 각 사이클 동안 전류 제한 인덕턴스(Lres)에 축적된 에너지는 부하에 전달되지 않으므로, 에너지는 전압(RAW B+)의 전원으로 되돌려진다. 이 되돌려진 에너지는 저항(R7), 다이오드(D2), 커패시터(C2)와 병렬로 결합된 제너 다이오드(D20), 트랜지스터(Q1)의 베이스-콜렉터 접합 및 권선(T1W1 및 Lres)의 직렬 배열을 통해 흐르는 역 즉, 음의 전류를 생성하고, 저항(R7) 양단의 전압(VR7)을 음의 극성 내에서 나타낸다.
도 2b는 도 1의 음의 전압(VR7)을 생성하는 저항(R7) 내의 음의 전류(iR7)의 파형을 예시한다. 도 2b의 전류(iR7)의 양의 부분은 도 1의 트랜지스터(Q1)의 순방향 도통 동안 발생한다. 도 2a 및 2b는 도 1 및 2a 의 제어 전압(VC6)에 의한 도 2b의 음의 전류(iR7)의 효과를 예시한다. 도 1과 도 2a 및 2b 내의 유사한 부호 및 번호는 유사한 항목 또는 기능을 나타낸다.
발명의 특징을 실행함에 있어서, 도 2a 및 2b의 시간(t0)의 근처에 도 1의 저항(R7) 내의 도 2b의 음의 전류(iR7)가 과도한 때, 도 1의 커패시터(C6) 내에 나타나는 도 2a의 제어 전압(VC6)을 감소시키기 위해 도 1의 스위칭 다이오드(D10)는 커패시터(C6)와 저항(R7) 사이에 전류 제한 저항(R10)과 직렬로 결합된다. 도 2b의 역 즉, 음의 전류는 도 1의 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전류(iQ1)가 전원 단자로 흐를 때 발생하고, 여기에는 전압(RAW B+)이 나타난다. 전술한 바와 같이, 역전류(iQ1)는 다이오드(D2), 커패시터(C2)와 병렬로 결합된 제너 다이오드(D20) 및 트랜지스터(Q1)의 베이스-콜렉터 접합을 포함하는 경로 내를 흐른다.
도 1의 커패시터(C6) 내의 도 2의 제어 전압(VC6) 레벨은 트랜지스터(Q1)가 도통되었을 때 최대 순방향 전류(iQ1)를 결정한다. 과부하 동안, 도 2b의 음전류(iR7) 및 도 1의 저항(R7) 양단의 음전압(VR7)은 다이오드(D10)를 턴온시키고, 도 1의 커패시터(C6) 내의 도 2의 전압(VC6)이 감소되는 원인이 된다. 그 결과로서, 트랜지스터(Q1) 내의 피크 순방향 전류는 유리하게 감소된다. 과부하 상태 동안, 유리하게는, 트랜지스터(Q1) 내의 각 순방향 전류 펄스의 피크를 감소시킴으로써 트랜지스터(Q1)의 전압 등급 초과의 가능성은 줄어들고 신뢰도가 증가한다. 다이오드(D10)와 직렬로 저항(R10)을 부가하는 것은 커패시터(C6)와 저항(R10)의 시상수를 작게하고 다이오드(D10)를 통한 피크 전류를 최소화시킨다.

Claims (9)

  1. 스위치 모드 전원 장치로서,
    입력 공급 전압원(RAW B+) 및 스위칭 트랜지스터(Q1)에 결합되고, 상기 전원 장치의 출력부(302, 303)에 결합된 상기 인덕턴스 내에 전류 펄스들(iQ1)을 생성하는 전원 인덕턴스로서, 주어진 전류 펄스는 상기 트랜지스터 내에 순방향 전도가 발생할 때 사이클의 제1 부분 동안 상기 트랜지스터 내에서 흐르는 제1 극성의 제1 부분(양극)과, 상기 트랜지스터 내에서 상기 순방향 전도가 중지된 후에 상기 사이클의 제2 부분 동안 반대 극성의 제2 부분을 구비하는 것인, 상기 전원 인덕턴스 (Lres, T1W1, T2W1)와,
    전류 제한을 나타내는 값을 갖는 제1 제어 신호(VC6)원과,
    상기 트랜지스터에 결합되고 상기 주어진 전류 펄스의 상기 제1 부분(양극) 및 상기 제1 제어 신호에 응답하여 상기 전류 제한 값에 따라, 전류 펄스마다의 제어에 기초하여 전류 모드에서 상기 전류 펄스들의 진폭을 제한하는, 제어 회로(Q2, Q3)와,
    상기 제어 회로에 결합되고, 상기 전류 펄스의 상기 제2 부분(음극)에 응답하여, 상기 제2 부분의 크기가 제1 범위 값들 내에 있을 때,상기 전류 제한 값을 변경하기 위해, 상기 전류 펄스의 상기 제2 부분에 따라, 상기 제1 제어 신호를 변화시키는 보호회로로서, 상기 제2 부분의 크기가 제2 범위 값들 내에 있을 때, 상기 제1 제어 신호의 변화가 디스에이블되는 것인, 상기 보호 회로(400)
    를 포함하는 스위치 모드 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제1 제어 신호원은,
    상기 주어진 전류 펄스의 상기 제2 부분(음극)에 응답하여 상기 사이클의 상기 제2 부분 동안, 상기 커패시터 내에 상기 제1 제어 신호(VC6)를 발생시키기 위해 커패시터 내에 상기 제2 부분의 크기를 표시하는 신호(VC6)를 저장하고, 상기 사이클의 상기 제1 부분 동안 상기 저장된 제1 제어 신호를 상기 제어 회로에 인가하는 커패시터(C6) 및 스위치(D10)를 포함하는 것인, 스위치 모드 전원 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 트랜지스터(Q1)가 비전도 상태일 때, 공진 회로(301)를 형성하도록 상기 인덕턴스(T1W1, T2W1)에 결합된 커패시터(C8)를 더 포함하고, 상기 전류 펄스의 상기 제2 부분(음극)은 상기 공진 회로에서 생성되는 것인, 스위치 모드 전원 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 전원 인덕턴스 내에 포함된 제1 권선(T1W1), 및 정류기(DOUT2)에 결합된 제2 권선(T1W2)을 구비하는 변압기(T1)를 더 포함하고, 상기 전원 장치는 순방향 모드에서 동작하는 것인, 스위치 모드 전원 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제어 회로(Q2, Q3) 및 보호 회로(400) 각각에 상기 주어진 전류 펄스의 상기 제1(양극) 및 제2(음극) 부분을 인가하기 위하여, 상기 트랜지스터(Q1)의 전류 경로에 결합되는 전류 감지기(R7)를 더 포함하는 스위치 모드 전원 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 전류 감지기(R7)는 상기 전원 인덕턴스에 결합되지 않은 상기 트랜지스터(Q1)의 주 전류 전도 단자(이미터)에 결합되는 전류 감지 저항기를 포함하는 것인, 스위치 모드 전원 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 제어 회로(Q2, Q3)는 상기 주어진 전류 펄스의 상기 제1 부분(양극)에 응답하는 제1 입력(Q2의 베이스), 및 상기 주어진 전류 펄스의 상기 제2 부분(음극)에 응답하는 제2 입력(이미터)을 구비하는 비교기(Q3)를 포함하는 것인, 스위치 모드 전원 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 전원 장치 출력과 (오차 증폭기(A)의) 기준 신호 사이의 차이에 따라 상기 제1 제어 신호(VC6)를 변화시키기 위하여, 상기 제1 제어 신호(VC6)원은 상기 전원 장치의 출력(REG B+)에 응답하는 것인, 스위치 모드 전원 장치.
  9. 스위치 모드 전원 장치로서,
    상기 전원 장치의 출력부(302, 303)에 결합되는 상기 인덕턴스 내에 전류 펄스들(iQ1)을 생성하기 위하여, 입력 공급 전압원(REF B+) 및 스위칭 트랜지스터(Q1)에 결합되는 전원 인덕턴스(Lres, T1W1, T2W1)와,
    상기 트랜지스터에 결합되어 상기 트랜지스터 내의 전류를 감지하는 수단(137)과,
    상기 트랜지스터에 결합되고 상기 전류 감지기의 출력 신호(VR7)의 제1 부분(양극)에 응답하여 상기 전류 감지기의 상기 출력 신호의 상기 제1 부분에 따라, 전류 펄스마다의 제어에 기초하여 전류 모드에서, 주어진 전류 펄스의 전류 제한을 설정하는 제어 회로(Q2, Q3)와,
    상기 제어 회로에 결합되고 상기 전류 감지기의 상기 출력 신호의 제2 부분(음극)에 응답하여, 상기 전류 펄스의 제2 부분에 따라 상기 전류 제한을 변경하는 보호 회로로서, 상기 출력 신호의 상기 제2 및 제1 부분들은 서로 배타적인 간격 내에서 발생하는 것인, 상기 보호 회로(400)
    를 포함하는 스위치 모드 전원 장치.
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