KR960004259B1 - 전환-모드 전원 장치 회로 - Google Patents

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아드리아누스 마리아 마리누스 안토니우스
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엔.브이.필립스 글로아이람펜파브리켄
이반 밀린 레르너
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Abstract

내용 없음.

Description

전환-모드 전원 장치 회로
제 1 도는 본 발명에 따른 전원 장치 회로(power supply circuit)의 기보 회로도.
제 2 도는 상기 회로에 발생된 파형도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
Trl : 트랜지스터 C1 : 캐패시터
R1 : 저항기 D1 : 다이오드
본 발명은 청구항 1의 전제부(precharacterizing part)에 규정된 바와 같은 전환-모드 전원 장치 회로(switched-mode power supply circuits)에 관환 것이다.
본 발명은 또한 청구항 4 의 전제부에 규정된 바와같은 전환-모드 전원 장치 회로에 관한 것이다.
상기 형태의 전원 장치 회로는 데-A-115,792에서 공지되었다. 텔레비젼 수상기용으로 예정된 상기 공지된 회로에선, 변압기의 2차 권선으로부터 유도되는 제 1 의 스위치 출력 전압 및 다른 출력 전압 둘다를 동작 상태에서 보다는 대기 상태에서 보다 낮은 값을 가져, 전력 소비가 적어지는 반면에, 원격 제어부가 접속되는 제 2 의 출력 전압은 실제로 동일한 값을 갖는다. 대기상태에서도, 제 1 의 스위치는 더 짧은 도전 기간과 동작 상태에서의 36kHz 대신에 보다 낮은 18kHz의 주파수로 매번 여전히 정상적으로 동작한다. 상기 연속 동작의 주파수도 여전히 매우 높아 상당한 전력 소비를 초래한다.
본 발명의 목적은 공지 회로에 비해 대기 상태에서 전력 소비가 더 낮은 앞서 설명된 형태의 전원 장치 회로를 제공하는 것이다. 이를 위해, 본 발명에 따른 전원 장치 회로는 청구항 1 의 특징부에 의해 특성을 나타낸다. 또는, 본 발명에 따른 전원 장치 회로는 청구항 4 의 특징부에 의해 특징을 나타낸다.
버스트 모드의 발진에 따라, 제 1의 스위치는 에너지가 변압기에 강화되는 동안 단지 짧은 기간 동안에만 매번 대기상태로 도전되고, 그후에 상기 스위치는 지속기간 결정 요소의 존재로 인해 확실히 발생될 상기 모드를 비 도전되게 한다. 왜냐하면, 상기가 예를들어, 100 내지 20Hz 손실 정도의 매우 낮은 주파수 공정이기 때문에, 변압기 및 스위치에서의 손실은 명백히 현저히 낮다.
유리한 실시예가 종속항에 규정된다.
청구항 3 에 규정된 바와 같은 실시예는 제 2 의 스위치가 제 3 의 스위치 및 지속기간 결정 요소 둘다를 제어하고 제 2 의 출력 전압이 정상 동작 상태 동안과 같이 대기 상태 동안도 실제로 동일한 값으로 유지된다는 잇점을 갖는다.
본 발명은 첨부된 도면과 관련하여 상세히 설명될 것이다.
제 1 도의 자기-발진 전원 장치 회로(self-oscillating power supply circuit)는 변압기(T)의 1 차 권선(L1)에 접속된 콜렉터와 접지된 에미터를 가진 제어 가능한 제 1 의 스위치(예로, npn 전력 스위칭 트랜지스터 ; Trl)를 포한한다. 권선(L1)의 다른 단부는 예를들어, 주 정류기인 입력 전압(예로, 불안정 전력 공급원 ; V( ))의 정극성 레일에 접속되는데, 상기 입력 전압의 부극성 레일은 접지된다. 한단부가 트랜지스터(Trl)의 베이스 접속되고 다른 단부가 접지되는 트랜지스터(Trl)의 턴-온 경로는 캐패시터(C1), 변압기(T)의 피이드백 권선(L2), 다이오드(D1) 및 저항기(R1)를 포함한다. 트랜지스터(Trl)의 도전 기간동안 흐르는 베이스 전류는 캐패시터(C1) 양단에 부극성 전압을 발생시킨다. 트랜지스터(Trl)의 베이스에 또한 접속되는 트랜지스터(Trl)의 턴-오프 경로는 캐패시터(C1), 베이스-에미터 저항기(R2)를 구비한 pnp 트랜지스터(Tr2)의 에미터-콜렉터 경로 및 인덕터(L3)를 포함한다. 턴-오프에 의해, 트랜지스터(Trl)의 역 베이스 전류가 요소(C1,Tr2 및 L3)를 통해 흘러, 도전 기간동안 상기 트랜지스터(Trl)에 기억된 전하 캐리어가 제거된다. 캐패시터(C1)용 부극성 전압은 변압기(T)의 또 다른 권선(L4)의 도움으로 발생되고 트랜지스터(Trl)의 포워드 베이스 전류의 경우 다이오드(2)는 캐패시터(C1) 양단에 충분히 일정한 전압을 강화시키기 위해 주어진 환경하에 매우 짧은 시간동안 흐른다. 제 1 도는 점선에 의해 변압기(T)의 권선의 권선감지를 도시한다.
변압기(T)의 권선(L5)의 한단부는 다이오드(D3)에 접속되고, 상기 권선의 다른 단부는 저항기(R3)와 캐패시터(C2)의 직렬 회로에 접속된다. 이러한 권선 감지 및 다이오드(D3)를 구비한 권선(L5)은 캐패시터(C2)용 전하 전류가 트랜지스터(Trl)의 도전 주기동안 저항기(R3)를 통해 흐르는 도전성 방향을 갖는다. 캐패시터(C2)의 다른 단부는 캐패시터(C1) : 권선(L2) 및 트랜지스터(Tr2)의 콜렉터의 접합에 접속된다. 상기 접합에 제공된 d.c. 전압 레벨에 대해, 전압이 RC 병렬 회로망(R4, C3)을 통해 npn 트랜지스터(TR4)의 베이스에 전달되는 톱니형 전압이 캐패시터(C2) 양단에 발생된다. 트랜지스터(Tr4)의 에미터가 접합에 접속되는 반면에 콜렉터는 트랜지스터(Tr2)의 베이스에 접속된다. 주어진 순간에, 트랜지스터(Tr4)의 베이스에서의 전압은 상기 트랜지스터(Tr4)가 도전되게 되는 값에 도달된다. 결과로서, 트랜지스터(Tr2)가 또한 도시되게 된다. 상기 트랜지스터의 에미터에서의 전압은 캐패시터(C1) 양단에 제공되고, 트랜지스터(Tr1)의 턴-오프에 착수하는 대략 -5V의 부극성 전압과 실제로 동일한 값으로 가정한다. 트랜지스터(Tr1)가 비도전하는 시간 기간동안, 캐패시터(C2)는 저항기(R5), 다이오드(D4) 및 권선(L4)을 통해 방전되는 반면에, 역전류가 트랜지스터(Tr2)를 통해 흐르는데, 상기 전류는 또한 다이오드(D1)와 병렬로 배열된 저항기(R1) 및 캐패시터(C4)를 통해 흐른다.
높은 값을 갖는 기동 저항기(R6)는 them(V( ))의 정극성 레일과 트랜지스터(Tr2)의 베이스 사이에 배열된다. 상기 회로가 턴-온 되었을 때, 저항기(R6,R2)와 또한 캐패시터(C4) 및 권선(L2)을 통해 전류가 흘러서, 변압기(T)에 에너지가 강화된다. 상기 전류로 인해, 트랜지스터(Tr1)의 베이스에서의 전압은 상기 트랜지스터가 도전되게 되는 값에 도달될때까지 증가한다. 또한, 정상 동작동안, 전류는 저항기(R6)를 통해 흐르나 그 값이 너무 낮아서 회로의 동작에 큰 영향을 주지 못한다.
2 차 권선이 변압기(T2)의 코어에 제공된다. 제 1 도는 에를들면, 제 1 의 1차 권선(L6 및 L7)인 다수의 상기 권선을 도시한다. 트랜지스터(Tr1)가 턴-오프 되었을 때, 예를들어 D5, D6의 정류기를 통해 평활 캐패시터(C5, C6)를 각기 재충전시키는 전류는 각각의 2 차 권선을 통해 흐른다. 캐패시터(C5, C6)의 다른 단부는 접지된다. 상기 캐패시터 양단의 전압은 접속 가능한 부하용 공급 회로의 출력 전압이나. 제도에 도시되지는 않은 상기 부하는 예를들어, 텔레비젼 수상기의 일부이다.
동조 캐패시터(C7) 및 제동 저항기(R7)를 가진 회로망에에도, 다이오드(D7)를 가진 클램핑 회로망이 권선(L1)과 병렬로 배열된다. 기생 캐패시턴스를 가진 캐패시터(C7)와 권선(L1)은 트랜지스터(Tr1) 및 정류기(D5, D6)가 아무런 전류도 이송하지 않는 기간에 발진이 발생되는 공진 회로를 구성한다. 트랜지스터(Tr1)가 비도전 상태인 시간 기간동안 발생될 수도 있는 기생 발진은 상기 클램핑 회로에 의해 감소된다.
전원 장치 회로의 출력 전압은 전압(VB) 및/또는 부하의 변동에도 불구하고 트랜지스터(Tr1)의 도전 주기의 제어에 의해 실제로 일정하게 유지된다. 이를 위해, 상기 회로는 광-감지 NPN 트랜지스터(Tr5)에 광학적으로 접속된 발광 다이오드(D8)와, 회로(R4, C3)와 함께 트랜지스터(Tr4)의 베이스 리드에 접속된 에미터 저항기 (R8) 및 베이스는 접속되어 있지 않지만 소스(VB)에 접속된 콜렉터 저항기(R9)를 포함한다. 트랜지스터(Tr5)의 콜렉터의 한 단부가 RC 병렬 회로(R10, C8)를 통해 권선(L2, L4) 및 캐패시터(C1)의 접합에 또한 접속되고 다른 단부는 다이오드(D9)를 통해 권선(L2) 및 다이오드(D1)의 접합에 접속된다. 따라서, 정극성 전압이 상기 콜렉터에 나타난다. 만약 다이오드(D8)를 통한 전류가 이하 본원에 설명되어질 방식으로 변하면, 트랜지스터(Tr5)의 에미터 전류도 또한 변한다. 예를들어, 상기 전류가 증가하면 트랜지스터(Tr3)의 베이스에서의 전압이 증가되어, 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터 전류의 최종 값은 낮아져, 더 낮은 회로의 출력 전압을 초래한다. 상기 제어는 저항기(R4, R8)의 접합과 저항기(R3)와 다이오드(D3)의 접합간에 접속되는 제너 다이오드(D10)를 포함하는 회로망에 의한 전압(VB)의 변동에도 좌우된다.
상기 사실은 본 기술에 숙련된 사람에게는 널리 공지되어 있으며, 부가적으로 설명할 필요가 없으므로 더 이상 논의하지 않기로 한다. 공지된 방식으로 형성되는 과전압 및 과전류의 예방책을 강구하는 것도 마찬가지이다. 상기 회로의 동작을 보다 잘 이해하기 위해, 제 2 도는 어떤 이상적인 파형을 도시하며 : 제 2a 도는 권선(L1) 양단의 전압(V)의 시간의 함수로서의 변화 즉, d.c.레벨 특히, 소스(VB)의 d.c.에 레벨에 대해서이나, 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터 양단의 전압의 변화와 동일한 변화를 도시하고, 제 2b 도는 권선(L1)을 통해 흐르는 전류(i)의 변화를 도시한다.
트랜지스터(Tr1)는 순간(to)에 턴-오프된다. 상기 순간전류(i)가 선형으로 증가하기 전에 전압(V)은 값(VB)을 갖는다. 시간(to)후에, 전압(V)은 시간의 싸인 함수에 따라 증가하는데 비해, 전류(i)는 코싸인 함수에 따라 변한다. 순간(t1)에, 전압(V)은 제로 값에 도달하고 전류(i)는 최대값을 갖는다. 2차측의 전류가 도전하기 시작할시에 순간(t2)에 상기 값이 도달될때가지, 전압(V)은 계속해서 증가한다. 만약 캐패시터(C5) 양단의 전압이 V0이고 권선(L1, L6)의 변압기 비율이 n : 1 이면, 전압(V)은 순간(t2)후에 nV0로 유지되는데 비해, 전류(i)는 특히 제로의 값이 순간(t2)에 도달될때까지 선형으로 감소한다. 순간(t3)후에, 정류기는 아무런 전류도 전달하지 않는 반면에, 전압(V)은 싸인 함수에 따라 시간(t0)과 시간(t2)간과 동일한 공진 주파수이나 nV0인 낮은 피크값으로 감소하며, 동시에 전류(i)는 부극성이 된다. 전류(i)는 캐패시터(C7)로 흐르고 코싸인 함수에 따라 변한다. 따라서 임의의 또 다른 대책이 없이도, 다이오드(D1)를 통해 트랜지스터(Tr1)의 베이스로 흐르는 전류가 권선(L2)에 발생될 것이다. 제 1 도 및 제 2a 도는 권선(L2)의 양단의 전압과 캐패시터(C1 및 C4) 양단의 전압의 합이 상기 트랜지스터(Tr1)의 베이스-에미터 임계 전압보다 더 낮아질시에 순간(t3)후의 순간에서 상기 트랜지스터(Tr1)가 도전되게 되는 것을 도시한다. 상기 순간은 전압(V)이 제로가 되기 전의 순간(t3)직후에 발생한다. 즉, 턴-온에 의해 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터에서의 전압은 값(VB) + V0)보다 약간 더 낮을 것이다.
임의의 다른 대책이 없어도, 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터에서의 전압이 트랜지스터(Tr1) 및 저항기(R7)에 상당한 스위칭 분산을 야기하는 턴-온에 의해 상당히 높다는 것을 전술로부터 알 수 있다. 턴은 손실을 감소시키기 위해, 제 1 도의 회로는 캐패시터(C1)와 권선(L2)의 접합에 연결된 에미터와 트랜지스터(Tr3)의 접속된 콜렉터를 구비한 npn 트랜지스터(Tr3)을 포한한다. 변압기(T)의 권선(L8)의 한 단부는 트랜지스터(Tr3)의 에미터에 접속되고 다른 단부는 저항기(R11)와 상기 에미터간에 배열되어진 캐패시터(C9)와 저항기(R11)로 구성된 통합 회로망에 접속된다. 캐패시터(C9) 및 저항기(R11)의 접합은 제한 저항기(R12)를 통해 트랜지스터(Tr3)의 베이스에 접속된다. 권선(L8)의 권선 방향은 저항기(R11)의 접합에서의 전압이 제 2a 에는 정극성이다. 상기 상황하에서, 최종 언급된 접합에서의 전압의 전체에 비례하는 캐패시터(C9) 양단의 전압(V')은 제 2b 도의 전류(i)와 동일한 시간 변화를 하나, 극성은 반대이다. 실제로, 전류(i)는 전압(V)의 전체에 비례한다.
제 2c 도는 전압 (V')의 변화를 도시한다. 권선(L8) 양단의 전압 및 캐패시터(C9)를 통한 전류 둘다가 한발진 주기에 대해 제로의 평균 값을 갖기 때문에, 전압(V')의 평균 값도 또한 제로이다. 이는 전압(V')의 극성이 반전되고 순간(t3) 보다 먼저 위치된 순간(t6)에 정극성이 되는 것을 의미한다. RC 회로망(R11, C9)의 시정수는 전압(V')이 순간(t3)후에 트랜지스터(Tr3)의 베이스-에미터 임계 전압의 값을 초과하도록 선택된다. 이는 상기 트랜지스터가 순간(t3)후에 도전하고, 트랜지스터(Tr2)가 도전하기 때문에 특히 순간(t0)에 트랜지스터(Tr4)가 행하는 것과 동일한 방식으로 트랜지스처(Tr1)를 비도전 상태로 유지한다는 것을 보여준다. 트랜지스터(Tr3)의 베이스에서의 전압이 정극성인 동안 트랜지스터(Tr1)의 베이스가 도전 트랜지스터(Tr2)를 통해 부극성 전압을 전달하기 때문에, 전류는 트랜지스터(Tr3)의 베이스-콜렉터 다이오드를 통해 흐를수 있는데, 이에 의해 파형이 왜곡이 야기될 것이다. 이러한 현상은 다이오드(D11)에 의해 방지된다.
권선(L1)과 캐패시터(C7)의 공진의 주기의 1/4에 위치된 순간(t3)보다 늦은 순간(t4)에, 전압(V)은 제로가 되고 동시에 전류(i)는 최소치에 달하고, 순간(t5)엔 전압(V)은 최소치에 달하고 동시에 전류(i)는 재차 제로가 되고 그후에 정극성이 된다. 순간(t3, t5)은 순간(t4)에 대해 대칭이며, 따라서 전압(V)의 최소치는 실제로 -nV0인 반면에, 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터에서의 전압의 최소값은 실제로 VB-nV0이다. 상기 대칭성 때문에, 전압(V')은 순간 (t5)후에 트랜지스터(Tr3)의 임계 전압 보다 더 낮은 값으로 감소되며, 따라서 상기 트랜지스터는 비도전되게 된다. 트랜지스터(Tr2)의 베이스에서의 전압이 정극성으로 되어, 상기 트랜지스터는 도전되게 되어진 트랜지스터(Tr1)가 제어의 영향하에 특히, 순간(t0)보다 늦은 한 발진 주기에 에 위치된 순간(t7)에 재차 비도전되게 될 때가지 전류(i)가 선형으로 증가하는 동안 상기 상태가 유지되며, 그후에 설명된 변화가 반복된다.
트랜지스터(Tr3)의 동작으로 인해, 콜렉터에서의 전압이 에너지의 상당한 절약을 수반하고 상기 트랜지스터의 수명에 유리한 최소값을 가질시에, 순간(t5)까지 상기 트랜지스터(Tr1)의 턴은 순간이 지연된다는 것은 전술로부터 명백하다. 순간 (t5) 전후의 전압(V)이 상기 순간에서 최소값 보다 더 높기 때문에, 상기 지연이 매우 정확하다는 것이 명백해질 것이다. 이점에서, 동일 도전성 방향을 갖는 2개의 다이오드(D12 및 D13)를 직렬 배열하므로 개선된 회로가 획득되는 반면에, 상기 획득된 회로는 캐패시터(C9)와 병렬이고 다이오드(D12)의 애노드는 요소(R11, 및 C9)의 접합에 접속된다. 그 결과 순간(t4)에서의 전압의 최대치는 대략 다이오드 임계 전압의 2 배 즉, 대략 1.4V이다. 그러므로, 트랜지스터(Tr3)의 베이스-에미터 전압의 최대값은 특히 순간(t4)전에 시작하고 상기 순간후에 끝나는 주어진 시간 간격동안 한 임계 전압과 같다. 상기 회로는 상기 간격이 순간(t3와 t5)간의 주어진 실제로 일치하는 방식으로 크기가 정해질 수도 있다. 지연 회로의 한 실시예에선, 저항기(R11, R12)는 각기 8.2 및 2.2㏀의 값을 갖는 반면에, 캐패시터(C9)의 캐패시턴스는 대략㎋이고 발진 주파수, 즉, 순간(t0및 t7)간의 주기의 반전은 25 내지 60㎑ 간에 변할수 있다.
상기 기술된 사실은 전압(VB)이 nV0 보다 더 높은 방식으로 전원 장치 회로가 크기가 정해지는 경우에 적용되는데, 이 경우 트랜지스터(Tr1)가 턴-온되기 직전의 상기 트랜지스터의 콜렉터에서의 전압의 최소값은 정극성이다. 반대의 경우, 상기 전압은 순간(t5) 보다 먼저 위치된 순간에 제로가 되어, 이훼 역 전류가 트랜지스터(Tr1)의 베이스-콜렉터 다이오드를 통해 흐르며, 동시에 상기 전압은 부극성이다. 순간(t5)에서, 상기 전류는 전술된 것과 동일한 방식으로 스위치 오프된다. 필요하다면, 다이오드는 트랜지스터(Tr1)의 콜렉터-에미터 경로와 병렬로 접속될 수도 있는데, 상기 다이오드는 상기 경로와 역의 도전성 방향을 가지며, 상기 다이오드를 통해 역 전류가 흐른다. 아무런 역 전류도 상기 트랜지스터를 통해 흐르지 않게하기 위해선, 다이오드가 상기 트랜지스터와 직렬로 그리고 상기 트랜지스터와 동일한 도전성 방향을 갖게 배역될 수도 있는 반면에, 비-병렬 다이오드는 권선(L11)과 접지를 가진 직렬 다이오드의 접합간에 배열된다. 역 전류에 의해 야기된 분산은 콜렉터에서의 전압이 수배 더 큰, 즉, 1/2 CV2에 비례하고 발진 주파수에 비례하는 제 2 도의 순방향 전류에 의해 야기된 분산 보다는 비-병렬 다이오드를 도전시키므로 낮은 값으로 유지되기 때문에 이 경우엔 더 작다는 것을 알아야 한다. 이 경우, C는 트랜지스터(Tr1)와 유효하게 병렬인 캐패시턴스이다. 또한, 역 전류는 소스(VB)로 리턴된다.
본 실시에에선 다이오드인 단 방향성 전류 도전 요소(D14)와 캐패시터(C10)의 직렬 회로는 변압기(T)의 2 차 권선(L9)에 접속되는 반면에, 다이오드(D14)의 애노드는 접지되지 않은 권선(L9)의 단부에 접속된다. 권선(L9)보다 많은 권선수를 가진 변압기(T)의 또 다른 2 차 권선(L10)의 한단부는 다이오드(D14)와 캐패시터(C10)의 접합에 접속되고, 다른 단부는 제 3 의 스위치(Th ; 예를들어, 싸이리스터)에 접속된다. 싸이리스터(Th)의 애노드는 접지된다. 제 2 의 스위치를 구성하는 npn 트랜지스터(Tr6)의 에미터-콜렉터 경로, 다이오드 및 2개의 저항기(R13, R14)로 구성된 분압기(voltage divider)에 의해 구성된 직렬 회로는 캐패시터(C10)와 병렬로 접속된다. 트랜지스터(Tr6)의 에미터는 캐패시터(C11)에 의해 평탄화되는 출력 전압을 가진 직렬 제어 회로(S)의 입력에 접속된다. pnp 트랜지스터(Tr7)의 에미터-콜렉터 경로, 저항기(R5) 및 전술된 발광 다이오드(D8)의 직렬 회로는 캐패시터(C11)와 병렬로 접속된다. npn 트랜지스터(Tr8)의 베이스는 저항기(R13, R14)의 접합에 접속되는 반면에, 콜렉터는 트랜지스터(Tr7)의 베이스와 저항기(R16)에 접속되고 에미터는 다른 단부가 접지되는 제너-다이오드(D16)의 캐소드에 접속된다. 제너 다이오드(D16) 양단에 기준 전압이 발생된다. 저항기(R16)의 다른 단부는 회로(S)의 출력에 접속된다. 다이오드(D17)는 트랜지스터(Tr6)의 콜렉터와 상기 크랜지스터(Tr6)와 동일한 도전성 방향을 가진 싸리리스터(Th)의 캐소드 게이트간에 통합되는 반면에, RC-직렬 회로망(R17, C12)은 트랜지스터(Tr6)의 베이스를 단자(A)에 접속시킨다.
정상 동작 상태에선, 단자(A)가 접속되지 않거나 또는 정극성 전압에 접속되기 때문에, 트랜지스터(Tr6)는 도전하지 않는다. 다이오드(D17)도 또한 도전되지 않아 싸이리스터(Th)도 역시 도전하지 않는다. 그 결과, 권선(L10)에는 전류가 흐르지 않고 캐패시터(C10)는 예를들어, 다이오드(D14)에 의해 권선(L9) 양단의 전압으로부터 유도되는 대략 7V의 d.c. 전압을 운반하다. 수상기의 제어부 또는 원격 제어부의 마이크로프로세서의 예를들어 5 볼트의 전압이 캐패시터(C11) 양단에 나타난다. 트랜지스터(Tr7, Tr8)는 도한 비도전 상태로 유지된다.
전원 장치 회로의 출력전압을 제어하기 위해, 상기 회로에는 변압기(T)의 또 다른 2 차 권선(L11), 정류기(D18) 및 평활 캐패시터(C13)가 제공된다. 캐패시터(C5)와 병렬로 배열되고 저항기(R19, R20, R21 및 R22)로 구성된 분압기에 의해, 저항기(R20, R21)의 접합에 접속되는 비교단의 일부인 npn 트랜지스터(Tr9)의 베이스는 캐패시터(C5)의 양단의 출력전압(V0)에 비례하는 d.c. 전압으로 조정된다. 트랜지스터(Tr9)의 에미터는 제너 다이오드(D16)에 접속된다. 상기 베이스에서의 전압은 트랜지스터(Tr9)에 의해 다이오드(D16)의 전압과 비교된다. 상기 비교에 의해 측정된 전압차는 캐패시터(C13)에 접속되는 에미터와 저항기(R23)를 통해 다이오드(D8)의 에노드에 접속되는 콜렉터를 가진 pnp 트랜지스터(Tr10)의 콜렉터 전류를 결정하고 다이오드(D8)를 통한 전류를 결정하여, 트랜지스터(Tr5)의 에미터 전류를 결정한다. 만약 예를들어, 출력전압이 감소한 부하의 결과 및/ 또는 전압(VB)의 증가의 결과로서 증가하면, 트랜지스터(Tr9)의 콜렉터 전류 및 다이오드(D8)를 통한 제어 전류도 또한 증가한다. 앞서 설명된 방식으로, 상기 증가는 트랜지스터(Tr1)의 도전성 주기의 감소를 야기하여, 출력 전압의 증가에 대응한다. RC 직렬 회로망(R24, C14)은 트랜지스터(Tr10)의 베이스와 콜렉터간에 통합되어, 고주파수에서 루프 이득을 감소시켜, 제어의 안정성을 개성시킨다. 캐패시터(C6)와 저항기(R19, R20)의 접합간에 배열된 다이오드(D19)는 가장 높은 출력 전압(V0)이 발생되는 다이오드(D5)가 손상된 경우 보호 역할을 한다. 이 경우, 다이오드(D5)가 차단되면, 캐패시터(C6) 양단의 전압이 제어되도록 다이오드(D19)가 도전하기 시작하기 때문데 상기가 방지된다.
단자(A)를 접지시키므로, 제 1 도의 전원 장치 회로는 텔레비년 수상기의 대부분이 매우 적은 공급 에너지를 수신하는 동안 대기 상태로 된다. 그후에 트랜지스터(Tr6)가 도전하기 시작하여, 전류가 다이오드(D17)를 통해 또한 도전하기 시작하는 싸이리스터(Th)의 캐소트 게이트로 흐르는 반면에, 다이오드(D14)는 이하에 설명되어질 바와같이 비도전되게 된다. 전류는 다이오드(D15)를 도전되게 되는 트랜지스터(Tr8)의 베이스로 흘러, 트랜지스터(Tr7)가 또한 도전하기 시작한다. 트랜지스터(Tr7)의 콜렉터에서의 접압의 증가는 회로(R17, C12)에 의해 트랜지스터(Tr8)의 베이스에 전달된다. 따라서, 트랜지스터(Tr7, Tr8)는 요소 결정동안 캐패시터(C10) 양단의 접압(V1)이 낮아진 후에라도, 특히, 회로망(R17, C12)의 시정수에 의해 결정된 주기동안 도달된 상태로 유지되는 본 실시예에서의 단안정 멀티바이브레이터를 구성한다. 전압(V1)의 일부는 트랜지스터(Tr8)에 의해 제너 다이오드(D16)의 전압과 비교된다. 측정된 전압차는 트랜지스터(Tr7)의 콜렉터 전류를 결정하는데, 상기 전류는 다이오드(D8)를 통해 흐른다. 따라서 권선(L10)을 가진 회로의 일부는 전압(V1)을 실제로 일정하게 유지시키는 제어 루프의 일부를 형성하는데, 상기 제어 루프는 단자(1)에 의한 대기 상태로의 전환에 의해 동작 상태로 들어다
권선(L10)의 권선수는 대기 상태동안 전원 장치 회로의 출력 전압, 즉, 다른 2 차 권선(L6, L7, L11)으로부터 유도된 직류 전압이 부하에 분산되어진 적은 전력을 가진 낮은 값으로 감소되도록 선택되어 진다. 상기는 이하 도면을 참고로 하여 설명될 수도 있다. 예를들어, 권선(L6)의 권선 수가 44 회이고, L7이 7 회, L9가 2 회, L10이 15 회일시에와, 캐패시터(C5) 양단의 전압(V0)이 동작 상태에서 대략 140V 일시에 캐패시터(C6) 양단의 전압은
Figure kpo00001
=22.3V이고 : 캐패시터(C10) 양단의 전압은
Figure kpo00002
=6.4V이고, 정류장에 의해 권선(L10)으로부터유도된 직류 전압은
Figure kpo00003
=47.7V이다. 전압(V1)이 대기 상태에서 8V로 유지될시에, 정류에 의해 권선(L9)으로부터 유도된 직류 전압은 다이오드(D14)가 비도전인 것을 도신하는
Figure kpo00004
=1.1V이고, 캐패시터(C6) 양단의 전압은
Figure kpo00005
=3.7V인 반면에, 캐패시터(C5) 양단의 전압은
Figure kpo00006
=23.5V이다. 후자의 2개의 값은 너무 낮아서, 캐패시터(C76)에 접속된 동기화 회로 및 캐패시터(C5)에 접속라인 편향 회로가 적당히 동작할 수 없어 매우 낮은 전력 소모를 야기한다. 상기 출력 전압은 비례하여 감소하고 상이한 부하가 턴-오프될 필요가 없는 반면에 캐패시터(C11) 양단의 전압은 동작 상태에서와 실제로 동일한 값을 갖는다.
상기 상황하에서, 트랜지스터(Tr1)의 도전 주기 즉, 제 2 도의 순간(t5및 t7)간의 간격은 대기 상태로의 전환이 실행되어진 후의 제어의 동작 때문에 점점 더 짧아지게 된다. 그러나 상기 도전 주기는 트랜지스터(Tr1)의 전하 캐리어의 저장 주기에 의해 결정된 최소값을 갖는다. 예를들어, 대략 3 내지 5 마이크로초 이하로 될 수 없는 상기 주기동안, 상기 트랜지스터의 콜렉터 전류는 상기 주기와 또한 저장 주기로서 공차에 의해 야기된 변화를 겪는 전압(VB)에 따라 피크값으로 증가된다. 상기 전류로 인해, 변압기(T)에서 추출된 것보다 더 많은 에너지가 변압기(T)에 저장되어, 출력 전압은 낮아진 후에 재차 증가하려는 경향이 있다. 그러나, 상기는 다음과 같은 제어에 의해 방지된다. 즉, 다이오드(D8)는 트랜지스터(Tr4)가 트랜지스터(Tr5)의 큰 에미터 전류로 인해 계속해서 도전 상태로 유지되기 때문에, 트랜지스터(Tr1)가 턴-오프되어 비도전 상태로 유지시키는 큰 제어 전류를 발생한다. 대기 상태에선, 트랜지스터(Tr5)는 저항기 (R9)를 통한 콜렉터 전압을 갖는다. 이제 상기 출력 전압과 또한 제어 전류는 특히, 전원 장치 회로가 재차 동작하는 값에 전압(V1)이 도달할때가지 캐패시터(C5, C6, C10, C13)가 방전되기 때문에 재차 감소한다. 트랜지스터(Tr1)는 앞서 설명된 방식으로 도전이 되어 변압기(T)의 2차측에 있는 캐패시터가 재차 충전되어지는 결과를 초래한다. 단속 전류가 싸이리스터(Th)를 통해 흘러, 캐패시터(10) 양단의 전압은 트랜지스터(Tr8)가 재차 도전되게 되고 제어 루프를 회복시키는 레벨에 도달한다. 설명된 과정은 이후에 반복된다.
대기 상태에선 제 1 도의 전원 장치 회로 버스트 모드가 발생되는 상태, 즉. 주기적으로 방해를 받는 발진 상태에 있다는 것이 전술로부터 명백한데, 상기 상태에선, 매우 짧은 전류 펄스가 트랜지스터(Tr1)를 통해 흐르는 반면에, 2차 전압이 증가되고 이후에 2차 전압이 서서히 감소하는 동안 상기 트랜지스터는 비도전 상태이다. 이러한 버스트의 장점은 효율이 우수하다는 것이다. 실제로, 만약 전원 장치 회로가 낮거나 또는 턴-오프 부하 상태로 계속해서 동작하면, 제 2 도의 순간(t2및 t3)간의 간격이 매우 짧아지게 되기 때문에, 발진 주파수는 높아지게 될 것이다. 이는 변압기에 큰 손실을 초래하고 트랜지스터(Tr1) 및 저항기(r7)에 큰 손실을 초해한다. 그러나, 버스트 모드는 전압(VB)의 값이 큰 전압 범위내에서 변할 수 있다면 반드시 발생 되진 않는다. 그러므로, 또 다른 이유는 대기 상태에서의 전력 트랜지스터의 짧은 저장 시간과 높은 전력 상태가 되지 않도록 하기 위해선, 트랜지스터(Tr7, Tr8)를 가진 단안정 멀티바이브레이터가 제고되어 히스테리시스가 얻어진다. 상기 히스테리시스로 인해, 트랜지스터(Tr7)는 트랜지스터(Tr1)가 비도전 상태로 유지되는 반면에 출력 전압이 감소되도록 큰 전류가 다이오드(D8)를 통해 계속해서 흐르는 시간중에 얼마동안은 도전 상태로 유지된다. 버스트 모드의 상기 "데드주기(dead period)"는 회로망(R17, C12)의 지정수, 기동 저항기(R6) 및 기동 전류가 흐르는 캐패시터(C4)에 의해 결정된다. 상기 발진을 위해, 대략 100㎐의 저주파수가 실제로 발견되었다. 실제로 일정한 전압은 회로(S)의 도움으로 캐패시터(C11) 양단의 전압으로 획득된다.
본 실시예에선 제너 다이오드(D20)인 정전압 요소의 에노드는 다이오드(D15)의 캐소드에 접속되고 다이오드(D20)의 캐소드는 캐패시터(C10)에 접속된다. 싸이리스터(Th)가 비동작 상태가 되는 순간에 접지로의 단자(A)의 접속이 수상기의 동작 상태로의 전환을 위해 중단되었을 때, 싸이리스터(Th)는 제어 루프가 개방되는 동안 관성으로 인해 얼마동안 여전히 도전 상태로 유지될 수 있다. 상기 상황하에서, 전압(V1)은 특히, 권선(L10) 양단의 전압이 전술된 값 47.7V에 도달할때가지 증가하려는 경향이 있다. 다이오드(D20) 때문에, 캐패시터(C10) 양단의 전압은 주어진 값을 초과하지 못한다. 따라서, 전원 장치 회로는 싸이리스터(Th)가 소멸될 때 까지의 짧은 시간동안 버스트 모드로 유지되며, 이후엔 캐패시터(C10) 양단의 전압은 다이오드(D14)에 의해 재차 결정된다.
또 다른 제련은 트랜지스터(Tr2)에 접속되지 않은 저항기(R6)의 접속부를 제 1 도에 도시된 바와같은 소스(VB) 대신에 단순화를 위해 도시되지 않은 2 개의 저항가의 접합에 접속시키는 것이다. 각각의 이들 저항기의 다른 접속부는 주 전압의 단자에 접속되는데 상기 접합은 낮은 캐패시턴스를 가진 캐패시터를 통해 접지되어 진다. 만약 이러한 대책이 없이도, 수상기가 여전히 대기 상태에 있는 동안 전원 장치 회로가 주 스위치슬 사용하므로 스위치 오프된다면, 상기 대기 상태는 신호 램프가 소멸되기 전에 버스트 모드로 인해 수초동안 여전히 유지된다. 상기는 전술된 캐패시터 양단의 전압이 급속히 강하되어, 기동 전류가 급속히 제로로 되기 때문에 방지된다. 그러므로, 전원 장치 회로는 버스트 모드의 "데드 주기"를 벗어나지 못한다.
출력 전압은 비교가 행해진 제너 전압을 감소시키므로 대기 상태로 또한 감소될 수 있다는 것을 알 수도 있을 것이다. 앞서 설명된 대책에 비해, 다이오드(D16)가 전환되는 본 대책의 결점은 권선(L9 및 L10)과 상기 권선에 접속된 성분이 생략될 수 있다하더라도, 다이오드(D8)를 통해 큰 제어 전류를 야기하고 트랜지스터(Tr1)를 비-도전 상태가 되게 하는 출력 전압의 감소동안 트랜지스터(Tr9)의 콜렉터 전류가 높다는 것이다. 그 결과는 전원 장치 회로가 사실상 얼마동안 원격 제어부와 동작 마이크로 프로세서에 전압을 인가하지 못한다는 것인데, 이는 바람직하지 않다.
본 발명의 범위를 벗어나지 않는 변형이 상술된 회로에 대해 고려될 수 있다는 것이 명백할 것이다. 예를들면, 상기는 예를들어 게이트 턴-오프 스위치인 등가의 전력 스위치에 의해 대체될 수도 있는 트랜지스터(Tr1)에 적용된다. 상기는 또한 에를들어, 트랜지스터(Tr1)를 턴-오프시키거나 또는 상기 트랜지스터를 턴-온 시키는 회로인 다수의 회로-기술 세부사항에 적용된다. 변형은 도한 예를 들어, 상이한 형태를 가질수도 있는 트랜지스터(Tr6) 및 싸이리스터(Th)를 가진 전환 설비 및 다이오드(D14)의 애노드가 예를들어, 캐패시터(C13)에 접속되는 동안 라인 출력 변압기의 권선일 수도 있거나 또는 함께 생략될 수도 있는 권선(L9)에 대해 대기 상태로부터 및 상기 대기 상태로의 전환이 고려될 수도 있고 변형은 또한 트랜지스터(Tr7, Tr8)를 갖는 멀티바이브레이터 및 시정수 회로망의 수단에 대해서도 고려될 수 있다. 상기는 또한 다른 출력 전압이 크게 감소되는 동안 동작 상태에서 전압(V0) 및 다른 출력 전압을 일정하게 유지시키는 제 1 의 제어 루프와 대기 상태에서 전압(V1)을 원격 제어부에 대해 일정하게 유지시키는 제 2 의 제어 루프의 공통 요소의 수에 또한 적용된다. 마찬가지로, 차동 증폭기가 상기 두 제어 루프에 공통일 수도 있다.
제 1 도의 회로에서와 상기 회로의 변형에서 대기 상태가 유지되는 방식이 상이한 전원 장치 회로에도 또한 사용될 수 있다는 것이 명백할 것이다. 큰 제어 전류가 전력 스위치를 스위치 오프시키는 결과를 초래하도록 설계된 회로가 고려된다는 것이 중요하다. 이러한 회로는 예를들어, 유럽 특허 출원 제 86,521 및 111,365 호에 기술되어 있다. 상기 유럽 특허 111,365 호의 회로는 자기-발진하지 못한다.

Claims (10)

  1. 정상 동작 상태에서 제 1 의 출력 전압(V0)을 제공하는 제 1 의 1 차 권선(L6) 및 제 2 의 출력 전압(C10)을 제공하는 제 2의 2 차 권선(L9)을 구비한 변압기(T)의 1 차 권선(L1)과 제어가능한 제 1 의 스위치(Tr1)로 이루어지며, 입력 전압(VB)의 단자에 결합되어진 직렬 회로와 ; 제 1 의 스위치(Tr1)를 교대로 도전 및 비-도전 상태가 되게 하기 위해 상기 정상 동작 상태에서 주기적으로 발생하는 구동 펄스를 제 1 의 스위치(Tr1)에 인가하는 구동 회로(Tr10, D8, Tr5, Tr4, Tr2)와 상기 정상 동작 상태에서 구동 펄스의 지속 기간을 제어하는 구동 회로(Tr10, D8, Tr5, Tr4, Tr2)에 제어 신호를 인가하기 위해 제 1 의 출력 전압(V0)과 기준 전압(D16)을 비교하는 비교단(Tr9) 및 ; 상태 신호(A)에 의해 작동되어, 전원 장치 회로를, 제 1 의 출력 전압(V0)의 값이 상기 동작 상태에서 보다도 상당히 낮은 대기 상태가 되게 하는 제 2 의 스위치(Tr6)를 포함하는 전환-모드 전원 장치 회로에 있어서, 제 2 의 스위치(Tr6)는 상기 대기 상태에서 제 2 의 출력 전압(C10)을 기준 전압(D16)과 비교하기 위해 제 2 의 2 차 권선(L9)과 비교단(Tr9)간에 결합되고 ; 상기 전환-모드 전원 장치 회로는 대기 상태에서 제 1 의 스위치(Tr1)가 비-도전인 동안 제 1의 주기를 결정하고 펄스 버스트 모드를 유지하는 구동회로(Tr10, D8, Tr5, Tr4, Tr2)에 제 2의 제어 신호를 공급하기 위해, 제 2 의 스위치(Tr6)에 의해 제어 되고 비교단(Tr9)과 구동회로(Tr10, D8, Tr5, Tr4, Tr2)간에 결합된 지속기간-결정 요소(Tr7, Tr8, C12, R17)를 더 포함하는데, 상기 펄스 버스트 모드에서 제 1 의 주기는 제 1 의 스위치(Tr1)가 특정 스위칭 주파수를 가진 특정수의 구동 펄스에 의해 스위치 되는 제 2 의 주기에 의해 연속되며, 상기 특정수 및 상기 특정 스위칭 주파수 둘다는 제 2 의 출력 전압(C10)과 기준 전압(D16)과의 비교에 따르며, 상기 펄스 버스트 모드는 특정 스위칭 주파수 보다 수배 더 낮은 반복 주파수를 가진 펄스 버스트를 나타내는 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 지속기간 결정 요소(Tr7, Tr8, C12, R17)는 시정수 회로망(C12, R17)을 포함하는데, 상기 제 2 스위치(Tr6)가 제어를 의해 상기 요소에 결합되어 지는 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치회로.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 전원 장치 회로는 제 2 의 스위치(Tr6)에 의해 제어 가능하고 제 2 의 출력 전압(C10) 보다 더 높은 출력 전압을 가진 제 3 의 2 차 권선(L6, L10, L11)과 제 2 의 2 차 권선(L9)간에 결합되어, 제 2 의 출력 전압을 상기 동작 상태에서와 실제로 동일한 값으로 대기 상태에서 유지시키는 제 3 의 스위치(Th)를 더 포함하는데, 상기 제 3 의 2 차 권선(L6, L10, L11)은 상기 동작 상태동안 도전되고 대기 상태동안 비전도되는 단 방향성 전류 도전 요소(D14)를 통해 제 2 의 2 차 권선(1.9)에 접속되고, 상기 제 3 의 2 차 권선(L6, L10, L11)은 제 3 의 스위치(Th)가 도전할시에 대기 상태에서 전류를 전달하는 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
  4. 제 1 항에 있어서, 대기 상태에서의 기준 전압(D16)은 동작 상태에서의 기준 전압(D16)과 동일한 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
  5. 제 1 항에 있어서, 정전압 요소(D20)가 제 2 의 출력 전압(C10)과 비교단 (Tr9)간에 결합되어, 제 2 의 출력 전압(C10)을 주어진 값 이하로 유지하는 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
  6. 제 1 항에 있어서, 제 1 의 스위치(Tr1)의 제어 전극에 결합된 한 단부와, 주 전압 공급(VB)의 단자에 직렬로 접속되며 분리 캐피시터에 접속되어진 2개의 저항기의 접합에 접속된 다른 단부를 가진 기동 저항기(R6)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
  7. 정상 동작 상태에서 제 1 의 출력 전압(V0)을 제공하는 제 1 의 1 차 권선(L6) 및 제 2 의 출력 전압(C10)을 제공하는 제 2 의 2 차 권선(L9)을 구비한 변압기(T)의 1 차 권선(L1)과 제어가능한 제 1 의 스위치(Tr1)로 이루어지며, 입력 전압(VB)의 단자에 결합되어진 직렬 회로와 ; 제 1 의 스위치(Tr1)를 교대로 도전 및 비-도전 상태가 되게 하기 위해 상기 정상 동작 상태에서 주기적으로 발생하는 구동 펄스를 제 1 의 스위치(Tr1)에 인가하는 구동회로(Tr10, D8, Tr5, Tr4, Tr2)와 ; 상기 정상 동작 상태에서 구동 펄스의 지속 기간을 제어하는 구동회로(Tr10, D8, Tr5, Tr4, Tr2)에 제어 신호를 인가하기 위해 제 1 의 출력 전압(V0)과 기준 전압(D16)을 비교하는 제 1 의 비교단(Tr9) 및 ; 상태 신호(A)에 의해 작동되어, 전원 장치 회로를 제 1 의 출력 전압(V0)의 값이 상기 동작 상태에서 보다도 상당히 낮은 대기 상태가 되게 하는 제 2 의 스위치(Tr6)를 포함하는 전환-모드 전원 장치 회로에 있어서, 제 2 의 스위치(Tr6)는, 전원 장치 회로를 대기 상태가 되게 하는 구동회로(Tr10, D8, Tr5, Tr4, Tr2)에 제 2 의 제어 신호를 공급하기 위해, 제 2 의 출력 전압(C10)을 기준 전압(D16)과 비교하는 제 2 의 비교단(Tr8)과 제 2 의 2차 권선(L9)간에 결합되고 ; 전환-모드 전원 장치 회로는 제 2 의 스위치(Tr6)에 의해 작동되어지고, 대기 상태에서 제 1 의 스위치(Tr1)가 비-도전인 동안 제 1 의 주기를 결정하고 펄스 버스트 모드를 유지하는 구동회로(Tr10, D8, Tr5, Tr4, Tr2)와 제 2 의 2 차 권선(L9)간에 결합되어지는 지속기간 결정 요소(Tr7, Tr8, C12, R17)를 더 포함하는데, 상기 펄스 버스트 모드에서 제 1 의 주기는 제 1 의 스위치(Tr1)가 특정 스위칭 주파수를 가진 특정수의 구동 펄스에 의해 스위치되는 제 2 의 주기에 의해 연속되며, 상기 특정수 및 상기 특정 스위칭 주파수 둘다는 제 2 의 출력 전압(C10)과 기준 전압(D16)과의 비교에 따르며, 상기 펄스 버스트 모드는 특정 스위칭 주파수 둘다는 제 2 의 출력 전압(C10)과 기준 전압(D16)과의 비교에 따르며, 상기 펄스 버스트 모드는 특정 스위칭 주파수 보다 수배 더 낮은 반복 주파수를 가진 펄스 버스트를 나타내는 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
  8. 제 7 항에 있어서, 대기 상태에서의 기준 전압(D16)은 동작 상태에서의 기준 전압(D16)과 동일한 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
  9. 제 7 항에 있어서, 정전압 요소(D20)가 제 2 의 출력 전압(C10)과 비교단(Tr9)간에 결합되어, 제 2 의 출력전압(C10)을 주어진 값 이하로 유지하는 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
  10. 제 7 항에 있어서, 제 1 의 스위치(Tr1)의 제어 전극에 결합된 한 단부와 주 전압 공급(VB)의 단자에 직렬로 접속되며 분리 캐패시터에 접속되어진 2개의 저항기의 접합에 접속된 다른 단부를 가진 기동 저항기(R6)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전환-모드 전원 장치 회로.
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