DE60002661T2

DE60002661T2 - Überlastschutz für ein schaltnetzteil

Info

Publication number: DE60002661T2
Application number: DE60002661T
Authority: DE
Inventors: Vincent Fitzgerald
Original assignee: Thomson Licensing SAS
Current assignee: Thomson Licensing SAS
Priority date: 1999-01-12
Filing date: 2000-01-06
Publication date: 2003-11-27
Anticipated expiration: 2020-01-07
Also published as: CN1337085B; JP2002535950A; DE60002661D1; WO2000042699A1; KR20010108083A; JP4497727B2; EP1142094B1; KR100676427B1; CN1337085A; AU2960500A; EP1142094A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schutzschaltung für ein Netzteil.

Hintergrund

Ein Netzteil, das in den Null-Spannungs-Schalt-(ZVS)- und Vorwärts-Betriebsarten arbeitet, und im US-Patent 5,877,946 beschrieben ist, das am 2. März 1999 mit dem Titel A FORWARD CONVERTER WITH AN INDUCTOR COUPLED TO A TRANSFORMER WINDING im Namen von W. V. Fitzgerald (das Fitzgerald-Patent) ausgegeben wurde, enthält einen Haupt- Schalt-Transistor, der mit einer Primärwicklung eines Netz- Transformators verbunden ist. Ausgangs- Versorgungsspannungen werden aus Spannungen gewonnen, die in Sekundärwicklungen des Transformators erzeugt werden. Wenn der Transistor leitend ist, wird in der Primärwicklung des Transformators und in dem Transistor ein Stromimpuls erzeugt. Es wird auch eine Spannung in einem Strom-Sensor- Widerstand erzeugt, der in Reihe mit dem Transistor geschaltet ist. Die Spannung in dem Strom-Sensor-Widerstand wird einem ersten Eingang eines Komparators einer Steuerschaltung zugeführt. Ein zweiter Eingang des Komparators ist mit einem Kondensator verbunden, der eine Spannung entwickelt, die sich gemäß einer Ausgangs-Spannung des Netzteils ändert, um eine Regelung vorzusehen.
Während eines gegebenen Leitfähigkeits-Intervalls des Transistors wird der Komparator ausgelöst, wenn die Strom- Sensor-Widerstands-Spannung eine Schwellwert-Spannung des Komparators überschreitet, die durch die Kondensator- Spannung errichtet wird. Ein Ausgang des Komparators ist mit der Basis des Transistors verbunden, um den Abschaltaugenblick des Transistors auf einer Stromimpuls-für- Stromimpuls-Basis zu steuern.
Im Normalbetrieb vermindert eine Spannung, die an der Primärwicklung des Netz-Transformators vorhanden ist, die Spannung über der Versorgungs-Induktivität. Diese Spannung ist proportional zu der Ausgangs-Spannung, die in einer gegebenen Sekundärwicklung des Transformators erzeugt wird. Die in der Sekundärwicklung erzeugte Ausgangs-Spannung wird durch das Windungsverhältnis des Transformators herauftransformiert. Wenn der Schalt-Transistor am Ende jeder Periode abschaltet, vermindert ein negativer Spannungsimpuls, der von der Sekundärseite des Transformators reflektiert wird, die Kollektor-Spannung des Transistors.
Eine übermäßige Kollektor-Spannung kann in dem Haupt- Schalt-Transistor entwickelt werden, wenn in einer der Sekundärwicklungen ein Überlastungszustand auftritt. Die Überspannung wird durch übermäßigen zirkulierenden Strom in einer Resonanz-Versorgungs-Induktivität bewirkt, die mit einem Resonanz-Kondensator schwingt, der mit dem Kollektor des Häupt-Schalt-Transistors verbunden ist, um ZVS zu erzeugen.
Wenn eine ernste Überlastung in einer der Sekundärwicklungen auftritt, die bewirkt, dass das Netzteil aus der Regelung herausfällt, fällt auch die Spannung an der Primärwicklung des Transformators, da die Spannung, die von dem Windungsverhältnis des Transformators reflektiert wird, vermindert wird. Die Folge ist, dass die Kollektor-Spannung des Transistors übermäßig werden kann.
Wenn die von der Sekundärwicklung erzeugte Ausgangs- Spannung aus der Regelung herausfällt, wird von der Steuerschaltung eine maximale Stromgrenze errichtet. Bei einem Überlastungs-Zustand erlaubt der Transistor noch den maximalen Stromfluss durch die Versorgungs-Induktivität. Jedoch wird eine in der Versorgungs-Induktivität gespeicherte Energie nicht der Last durch den Transistor zugeführt. Die gespeicherte Energie erzeugt einen Resonanz-Strom in dem Resonanz-Kondensator, wenn der Transistor am Ende der Periode abgeschaltet wird und bewirkt, dass die Kollektor- Spannung des Transistors wesentlich über die normale Betriebs-Spannung ansteigt und möglicherweise die Durchschlags-Spannung des Transistors übersteigt. Da bei Überlastung die Energie, die in der Versorgungs-Induktivität während jeder Periode gespeichert wird, nicht der Last zugeführt wird, kehrt die Energie zur ungeregelten Versorgung zurück, die den Transistor über einen umgekehrten oder negativen Strom speist. Es kann erwünscht sein, die resultierende übermäßige Kollektor-Spannung zu vermindern.
US-Patent 5,424,933 bezieht sich auf eine Resonanz- Vorwärts-Wandler, bei dem der Leistungsverlust durch Steuerung der Einschaltzeit auf die Zeit begrenzt wird, bei der die Schalt-Kollektor-Spannung bei der Rückgewinnung auf einem Minimum ist. US-Patent 5,831,838 bezieht sich auf eine Resonanz-Fly-Vorwärts-wandler-Schaltung, die einen Shunt- Kondensator mit Schaltungswerten enthält, die so eingestellt sind, dass die Resonanz-Aktion sich fortsetzt, bis die Schalt-Transistor-Spannung auf null fällt, um "Null- Spannungs-Schalten" zu erzielen.

Zusammenfassung

In Ausführung eines erfindungsgemäßen Aspekts wird der umgekehrte negative Strom durch den Basis-Kollektor- Übergang des Transistors, wenn der Transistor abgeschaltet ist, in einer Richtung entgegengesetzt zum Vorwärts- Kollektor-Strom geleitet. Der Vorwärts-Kollektor-Strom tritt auf, wenn die Transistoren eingeschaltet sind. Der umgekehrte Kollektor-Strom erzeugt eine Spannung in dem zuvor erwähnten Strom-Sensor-Widerstand mit einer entgegengesetzten Polarität zu seiner Polarität während der Vorwärts- Leitung des Transistors. Während einer Überlastung schaltet die durch den erfassten umgekehrten Strom erzeugte Spannung einen Dioden-Schalter ein und ändert eine Ladung in dem Kondensator, der mit dem zweiten Eingang des Komparators der Steuerschaltung in einer Weise verbunden ist, dass der Spitzen-Vorwärts-Kollektor-Strom vermindert wird. Dadurch nimmt der Spitzen-Vorwärts-Strom in dem Transistor relativ auf einen Wert ab, der ohne den Schutz aufgetreten wäre. Im Ergebnis wird vorteilhafterweise eine übermäßige Kollektor- Spannung verhindert.
In den Figuren stellen dar:
Fig. 1 ein schematisches Diagramm, das ein Ausführungbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung zeigt; und
Fig. 2a und 2b Wellenformen, die zur Erklärung der Wirkungsweise der Schaltung von Fig. 1 nützlich sind.

Ausführliche Beschreibung

Fig. 1 veranschaulicht einen Null-Volt-Schalt- Vorwärts-Wandler oder ein Schalt-Netzwerk 300. Eine Schutzschaltung 400, die ein erfindungsgemäßes Merkmal verkörpert, sorgt für einen Schutz für das Null-Volt-Schalt- Netzteil 300. Das Null-Volt-Schalt-Netzteil 300 arbeitet in vieler Hinsicht ähnlich wie das, das in dem Fitzgerald- Patent beschrieben ist.
Eine Leistung von beispielsweise 200 Watt wird einer Last 303 und einer Last 302 zugeführt, wobei die Lasten mit einer Sekundärwicklung T1W2 bzw. einer Sekundärwicklung T1W3 eines Transformators T1 während der Leitfähigkeits- Zeit eines Schalt-Transistors Q1 verbunden sind. Der Transistor Q1, der als Schalter arbeitet, ist in Reihe mit einer Primärwicklung T1W1 des Transformators T1 geschaltet, um Strom von einer Eingangs-Gleichstrom-(DC)-Spannung RAW B+ zu ziehen. Ein Strom-Transformator T2, der als Ansteuer- Transformator betrachtet wird, führt dem Schalt-Transistor Q1 einen Basis-Strom iß zu. Die Spannung RAW B+ kann von einem Brücken-Gleichrichter (nicht dargestellt) abgeleitet werden, der eine Netz-Versorgungs-Spannung gleichrichtet und mit einem Filter-Kondensator (nicht dargestellt) verbunden ist.
Mit dem Emitter des Transistors Q1 ist auch in Reihe mit dem Transistor Q1 ein Strom-Sensor-Widerstand R7 verbunden. Ein Resonanz-Kondensator T8 ist mit der Primärwicklung T1W1 und mit dem Kollektor des Transistors Q1 verbunden. Eine Resonanz-Schaltung 301 enthält einen Kondensator C8, eine reflektierte Kapazität CSEC, eine Strom- Begrenzungs-Versorgungs-Induktivität Lres, die Primärwicklung T1W1 und eine Primärwicklung T2W1 des Transformators T2. Die Primärwicklung T1W1 ist in Reihe mit der Primärwicklung T2W1 des Strom-Transformators T2 verbunden.
Die Resonanz-Schaltung 301 erzeugt eine Halb-Perioden- Resonanz-Spannung VQ1 in jeder. Periode; wenn der Transistor-Schalter Q1 abgeschaltet ist. Eine Kollektor-Spannung VQl über dem Transistor Q1 (und am Kondensator C8) steigt zu einer Spitze an und fällt dann in einer weitgehend sinusförmigen Halbwelle etwa auf null ab. Nachdem die Resonanz-Spannung VQ1 nahezu null wird, bilden eine Serienanordnung aus Widerstand R7, einer Diode D2, einer ZENER- Diode D20, die parallel mit einem Kondensator T2 geschaltet ist, und dem Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q1 eine niedrige Impedanz, die die Spannung VQ1 auf eine Spannung nahe Massepotential klemmt. Der Transistor Q1 wird dann bei etwa null Volt wieder eingeschaltet, um ein Null- Volt-Schalten vorzusehen.
Eine Sekundärwicklung T1W3 des Transformators T1 ist mit einer Anode einer Gleichrichter-Diode DOUT3 verbunden, deren Kathode mit einem Filter-Kondensator CFILTER3 verbunden ist. Die Wicklung T1W3 ist über einen Stromweg niedriger Impedanz während des. Vorwärts-Leitfähigkeits-Betriebs mit dem Filter-Kondensator CFILTER3 und der Last 302 verbunden. In gleicher Weise ist eine Sekundärwicklung T1W2 über eine Gleichrichter-Diode DOUT2 mit dem Filter- Kondensator CFILTER2 verbunden, um die Ausgangs-Spannung REG B+ zu erzeugen.
Der Kondensator CSEC kann in einer oder beiden Sekundär-Wicklungs-Schaltungen T1W2 und T1W3 parallel mit der Wicklung enthalten sein. Der Kondensator CSEC ist mit der Wicklung T1W1 Transformator-gekoppelt und bildet einen Teil der Resonanz-Schaltung 301.
Vorteilhafterweise sind die beiden Wicklungen T1W2 und T1W3 eng mit der Primärwicklung T1W1 im Transformator T1 in einer Weise gekoppelt, um eine Streu-Induktivität zu vermindern. Die Induktivität Lreg auf der Primärseite des Transformators T1 ist Transformator-gekoppelt, um die Änderungs-Rate jedes der Ströme IDOUT3 und IDOUT2 in den Stromwegen zu begrenzen, die die Dioden DOUT3 bzw. DOUT2 während der Vorwärts-Leitung enthalten. Vorteilhafterweise teilt sich die Induktivität Lreg gemeinsam mit jeder der Wicklungen T1W2 und T1W3.
Wenn der Transistor Q1 leitet, ist vorteilhafterweise ein in einer Sekundär-Wicklung T2W2 erzeugter Strom proportional zu dem Strom in der Primärwicklung T2W1 des Transformators T2. Die Wicklung T2W1 des Transformators T2 ist in Reihe mit der Wicklung T1W2 des Transformators T1 und dem Schalt-Transistor Q1 geschaltet. Daher ändert sich ein Basis-Strom iß annähernd linear mit dem Kollektor-Strom iQ1. Vorteilhafterweise wird eine Übersteuerung des Basis des Transistors Q1 durch eine proportionale Ansteuer- Technik verhindert.
Die Steuerung des Tastverhältnisses des Transistor- Schalters Q1 beruht beispielsweise unmittelbar auf der erfassten Ausgangs-Spannung REG B+ anstatt auf der Ausgangs- Spannung U. Ein Fehler-Verstärker A spricht auf die Spannung REG B+ an und kann beispielsweise einen Komparator enthalten, dessen Eingänge mit der Ausgangs-Spannung REG B+ und einem Spannungsteiler verbunden sind, um einen vorbestimmten Schwellwert zu erzeugen. Der Fehler-Verstärker A ist optisch mit einem Opto-Koppler ul verbunden, um einen Auslöse-Pegel oder Schwellwert eines Komparator-Transistors Q3 zu steuern.
Die Spannung am Emitter des Transistors Q3 wird aus der Ladung in einem Kondensator C6 entwickelt. Die Emitter- Spannung im Kondensator C6 ist auf einen Vorwärts-Dioden- Abfall durch eine mit Masse verbundene Diode D7 begrenzt. Die Ladung im Kondensator C6 wird wieder aufgefüllt, während der Transistor Q3 leitend ist und wird durch den Opto- Koppler ul entleert, wenn er in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal des Fehler-Verstärkers A leitet.
Wenn der Transistor Q1 leitend ist, wird eine Spannung VR7 über dem Widerstand R7, die proportional zu dem Strom- Pegel im Transistors Q1 ist, der Basis eines Komparator- Transistors Q3 zugeführt. Eine den Strom darstellende Spannung VR7 im Widerstand R7 wird einem Filter-Kondensator C7 über einen Widerstand R8 zugeführt. Eine am Kondensator C7 aus der Spannung VR7 erzeugte Spannung wird der Basis des Transistors Q3 zugeführt.
Bei einer gegebenen Leitungs-Periode des Transistors Q1, wenn die Basis-Spannung des Transistors Q3 eine Schwellwert-Spannung des Transistors Q3 überschreitet, die durch eine Steuer-Spannung VC6 bestimmt ist, die im Kondensator C6 an dem Emitter des Transistors Q3 durch ein Maß erzeugt wird, das ausreicht, um den Basis-Emitter-Übergang in Vorwärts-Richtung vorzuspannen, beginnt der Transistor Q3 zu leiten. Somit beginnt der Transistor Q3 zu leiten, wenn ein Strom iQ1 im Transistor Q1 eine Spannung VR7 im Widerstand R7 erzeugt, die die Schwellwert-Spannung des Transistors Q3 überschreitet. Wenn der Transistor Q3 leitet, bildet er eine regenerative Latch-Vorrichtung mit einem Transistor Q2. Der Kollektor des NPN-Transistors Q3 ist mit der Basis des PNP-Transistors Q2 verbunden, und der Kollektor des Transistors Q2 ist mit der Basis des Transistors Q3 verbunden, wodurch ein regenerativer Schalter gebildet wird. Der Emitter des Transistors Q2 ist zur Basis des Schalt-Transistors Q1 über eine Diode D20 und einen parallel geschalteten Kondensator C2 rückgekoppelt.
Wenn die durch die Transistoren Q2 und Q3 gebildete Latch-Vorrichtung ausgelöst wird, zieht der Transistor Q2 Strom aus der Basis des Schalt-Transistors Q1. Eine der Basis des Schalt-Transistors Q2 zugeführte Steuer-Spannung wird am Emitter des Transistors Q2 erzeugt. Die Emitter- Spannung des Transistors Q2 bildet einen Ausgang der regenerativen Schaltanordnung und wird der Basis des Transistors Q1 zugeführt, um den Transistor Q1 abzuschalten, wenn die durch die Transistoren Q2 und Q3 gebildete Latch- Vorrichtung ausgelöst wird.
Die Sekundärwicklung T2W2 des Strom-Transformators T2 liefert den Basis-Strom iß des Schalt-Transistors Q1. Die Spannung an der Wicklung T2W2 ist eine Wechselstrom-(AC)- Spannung, die erzeugt wird, wenn der Schalt-Transistor Q1 abwechselnd leitet und abgeschaltet wird. Vorteilhafterweise erzeugt der Transformator T2, wenn der Transistor Q1 eingeschaltet ist, einen proportionalen Ansteuer-Strom iß zum Transistor Q12, um den Transistor Q1 in der Sättigung zu halten, ohne den Transistor Q1 zu übersteuern. Andererseits wird unmittelbar nach Abschaltung des Transistors Q1 durch den Betrieb der Transistoren Q2 und Q3 die Resonanz- Spannung VQ1 am Kollektor des Transistors Q1 der Basis des Transistors Q1 über die Wicklung T2W2 in einer Weise zugeführt, um den Transistor Q1 nicht leitend zu halten.
Ein Kollektor eines Ein/Aus-Transistors Q4 ist über eine Diode D11 mit dem Emitter des Transistors Q2 verbunden. Wenn der Transistor Q4 gemäß einem Ein/Aus-Signal ON/OFF leitend ist, wird im Transistor Q2 ein Basis-Strom erzeugt, der bewirkt, dass der Transistor Q1 nicht leitend bleibt. Der Emitter-Strom des Transistors Q4 erzeugt eine Vorwärts-Leitung in einer ZENER-Diode D13. Die Diode D13 liegt parallel zu einem langsamen Start-Kondensator C11, der mit dem Emitter des Transistors Q4 verbunden ist.
Der Anlauf der Schwingungs-Perioden erfolgt, wenn der Transistor Q4 abgeschaltet wird und bewirkt, dass der Transistor Q2 abgeschaltet wird. Danach beginnt ein Strom durch einen Widerstand R4 und durch die Parallel-Anordnung der ZENER-Diode D20 und des Kondensators C2 zu fließen und erzeugt einen Anlauf-Basis-Strom iß in dem Schalt-Transistor Q1. Der Widerstand R4 ist groß und erzeugt nur ein kleines Maß an Anlauf-Basis-Strom-Ansteuerung zum Transistor Q1. Wenn der Transistor Q1 zu leiten beginnt, bewirkt der Strom-Transformator T2, dass ein Strom in der Sekundärwicklung T2W2 fließt. Der Strom in der Sekundärwicklung T2W2 ist proportional zu dem Strom in der Primärwicklung T2W1 als Funktion ihres Windungs-Verhältnisses. Die Diode D1 und ein paralleler Kondensator C10 sind in Reihe mit der Sekundärwicklung T2W2 und mit der- Parallel-Anordnung der ZENER- Diode D20 und dem Kondensator C2 geschaltet, um den Basis- Strom iß des Transistors Q1 zu erzeugen. Der hinzugefügte Basis-Ansteuer-Strom hält die Sättigung für den hinzugefügten Kollektor-Strom in einer regenerativen Weise aufrecht und bewirkt, dass der Basis-Strom iß im Verhältnis zu der Zunahme des Kollektor-Stroms iQ1 zunimmt. Wenh der Transistor Q1 gesättigt ist, setzt der Kollektor-Strom iQ1 eine Zunahme mit einer Rate fort, die durch die gesamte Versorgungs-Induktivität bestimmt ist, die in Reihe mit dem Kollektor des Transistors Q1 geschaltet ist.
Wenn die Spannung über dem Strom-Sensor-Widerstand R7 ausreichend ist, um den Transistor Q3 zum Leiten zu bringen, wird an der Basis des Transistors Q2 ein Auslöse-Strom erzeugt. Der Transistor Q2 leitet und bewirkt eine Zunahme der Spannung an der Basis des Transistors Q3 durch Erzeugen eines zusätzlichen Ansteuer-Stroms im Kondensator C7 und auch durch Arbeiten in einer regenerativen Weise zur weiteren Verriegelung. Die am Emitter des verriegelten Ansteuer- Transistors Q2 erzeugte niedrige Impedanz beseitigt schnell die Basis-Ladung von der Basis des Schalt-Transistors Q1. Im Ergebnis wird der Transistor Q1 schnell abgeschaltet.
Während der Zeit, in der der Transistor Q1 leitet, fließt ein positiver Strom in die Basis durch die Diode D20 und den Kondensator C2, der bewirkt, dass der Kondensator C2 sich auf mehrere Volt auflädt. Die Spannung im Kondensator C2 ist am Anschluss des Kondensators C2 der von der Basis des Transistors Q1 abgekehrt ist, positiver und weniger positiv an der Basis des Transistors Q1. Wenn daher die Transistoren Q2 und Q3 verriegelt sind, erzeugen sie einen Weg mit niedriger Impedanz zu Masse, wodurch bewirkt wird, dass die Spannung am Kondensator C2 eine negative Vorspannung an die Basis des Transistors Q1 anlegt.
Eine Diode D6 und ein Widerstand R6, die in Reihe zwischen dem Kollektor des Transistors Q2 und dem Strom- Sensor-Widerstand R7 geschaltet sind, erzeugen einen gewissen Nebenschluss des umgekehrten Basis-Strofms zum Widerstand R7, der eine niedrige Impedanz hat, beispielsweise einen Bruchteil von einem Ohm. Dieser Nebenschluss vermindert die Neigung zur Übersteuerung der Basis des Transistors Q3, die sonst eine übermäßige Speicherzeit und eine schlechte Schaltfunktion bewirken würde.
Nachdem der Transistor Q1 abgeschaltet ist, erzeugt die Wicklung T2W2 des Transformators T2 eine negative Spannung an der Diode D2, deren Anode mit dem Emitter des Transistors Q1 verbunden ist. Die Ansteuer-Transistoren Q2 und Q3 bleiben verriegelt, bis der Stromfluss durch sie unter einen Schwellwert fällt, der benötigt wird, um sie regenerativ verriegelt zu halten. Danach verhindert die negative Spannung über der Diode D2 eine Leitung des Transistors Q1. Außerdem sind eine Diode D3 und ein Kondensator C3 verbunden, um die von dem Transformator T2 erzeugte negative Spannung gleichzurichten und zu filtern, um eine negative Versorgungs-Spannung VMINUS zu erzeugen.
Die Resonanzwirkung der Resonanz-Schaltung 301 bewirkt, dass die Basis-Emitter-Spannung ihre Polarität über die Wicklung T2W2 umkehrt. Wenn die Spannung an der Basis des Schalt-Transistors Q2 auf eine ausreichende Größe zunimmt, beginnt in der Basis des Transistors Q1 ein Strom zu fließen, der einen Kollektor-Strom erzeugt, der regenerativ - wie zuvor erläutert - anwächst und den Beginn der nächsten Periode bildet. Der Kollektor-Strom iQ1 im Transistor Q1 beginnt zu fließen, wenn die Kollektor-Spannung VQ1 auf null Volt ist. Dadurch wird ein Null-Volt-Schalten erzielt.
Vorteilhafterweise sorgt der Strom-Transformator T2 für Eigen-Schwingungen. In der mit der Sekundärwicklung T2W2 des Transformators T2 verbundenen Schaltung begrenzt die Diode D2 die negative Spannung, die während der Abschaltzeit des Transistors Q1 erzeugt wird. Da die Diode D1 und der Kondensator C10 eine niedrige Impedanz bilden, arbeitet der Transformator T2 als Strom-Transformator während des Abschalt-Intervalls. Die Diode D1 liefert einen Stromweg für den Vorwärts-Ansteuer-Strom und begrenzt auch die Spannung im Kondensator C10 parallel mit der Diode D1 auf die Vorwärts-Spannung, die an der Diode D1 bei Leitung erzeugt wird. Die Diode D1, der Kondensator C2 und der Basis- Emitter-Übergang des Transistors Q1 bilden eine niedrige Impedanz, die als Strom-Transformator arbeitet. Vorteilhafterweise braucht der Transformator T2, wenn er als Strom-Transformator arbeitet, keine große magnetische Energie zu speichern und kann einen kleinen Kern haben.
Während des Anlauf-Intervalls erzeugt die Spannung VMINUS einen Lade-Strom in einem Widerstand R1, der mit dem Kondensator C11 verbunden ist, wodurch eine negative Anlauf-Rampen-Spannung im Kondensator C11 erzeugt wird. Die Rampen-Spannung im Kondensator C11 wird über einen Widerstand R13 dem Widerstand R8 zugeführt. Demzufolge ändert sich die Schwellwert-Spannung des Komparator-Transistors Q3 nach Art einer Rampe, um eine langsame Start-Operation vorzusehen. Die Spannung VMINUS wird auch dem Emitter des Foto-Transistors in dem Opto-Koppler ul zugeführt. Die Ladung am Kondensator C6 wird durch die Leitung des Foto- Transistors des Opto-Kopplers-ul in Abhängigkeit von Signalen von dem Fehler-Verstärker A eingestellt. Auf diese Weise wird die Spannung eng auf einer Strom-Impuls-Basis geregelt.
Beim Normalbetrieb ist an der Primärwicklung T1W1 des Netz-Transformators T1 eine Spannung vorhanden, die die Spannung über der Strom-Begrenzungs-Induktivität Lres vermindert. Diese Spannung ist proportional zur Ausgangs- Spannung REG B+, etwa multipliziert mit dem Windungs- Verhältnis der Wicklungen T1W2 und T1W1. Wenn der Transistor Q1 am Ende jeder Periode abschaltet, wirkt ein negativer Spannungs-Impuls, der von der Sekundärseite des Transformators T1 reflektiert wird, dem positiven Impuls entgegen, der an einem Anschluss der Strom-Begrenzungs- Induktivität Lres nahe dem Kollektor des Transistors Q1 erscheint. Somit wird vorteilhafterweise die Kollektor- Spannung VQ1 des Transistors Q1 vermindert.
Eine ernsthafte Überlastung kann beispielsweise in der Sekundärwicklung T1W2 auftreten. Folglich kann das Netzwerk aufhören, in einer Weise mit negativer Rückkopplungsschleife zu regeln. Daher nehmen die Spannungen REG B+ und U ab. Demzufolge fällt auch die Spannung an der Primärwicklung T1W1 des Netz-Transformators T1, die durch das Windungs- Verhältnis des Transformators reflektiert wird. Im Ergebnis wird der zuvor erwähnte reflektierte negative Impuls stark vermindert, wodurch bewirkt wird, dass die Kollektor- Spannung VQ1 an der Primärwicklung T1W1 des Netz- Transformators II weitgehend mehr ansteigt als unter normalen Nicht-Überlastungs-Bedingungen.
Während einer ernsthaften Überlastung nehmen die Spannungen REG B+ und U wegen des Verlustes der Regelung ab. Eine maximale Strombegrenzung wird auf einer Stromimpulsum-Stromimpuls-Basis durch die Steuer-Schaltung errichtet, die die Transistoren Q2 und Q3 enthält. Bei einem Überlastungs-Zustand erlaubt der Transistor Q1 noch das Fließen eines maximalen Stroms iQ1 durch die Versorgungs-Induktivität, die die Strom-Begrenzungs-Induktivität Lres enthält. Jedoch wird beispielsweise in der Strom- Begrenzungs-Induktivität Lres gespeicherte Energie nicht der Last durch den Transformator T1 zugeführt. Die gespeicherte Energie wird in der Resonanz-Schaltung 301 erzeugt, wenn der Transistor Q1 am Ende der Periode abgeschaltet wird. Die erhöhte gespeicherte Energie bewirkt, dass die Kollektor-Spannung VQ1 des Transistors Q1 sich nennenswert über die zulässige Normal-Betriebsspannung erhebt, die möglicherweise die Durchschlags-Spannung des Transistors Q1 überschreitet.
Da beispielsweise die in der Strom-Begrenzungs- Induktivität Lres gespeicherte Energie während jeder Periode nicht der Last zugeführt wird, kehrt die Energie zur Versorgungs-Spannung RAW B+ zurück. Diese zurückkehrende Energie erzeugt einen umgekehrten oder negativen Stromfluss durch die Serien-Anordnung von Widerstand R7, Diode D2, ZE- NER-Diode D20, die parallel zum Kondensator C2 geschaltet ist, wobei der Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q1 und die Wicklungen T1W1 und Lres eine Spannung VR7 am Widerstand R7 mit negativer Polarität erzeugen.
Fig. 2b veranschaulicht die Wellenform eines negativen Stroms iR7 im Widerstand R7, der die negative Spannung VR7 in Fig. 1 erzeugt. Der positive Teil des Stroms iR7 in Fig. 2b tritt während der Vorwärts-Leitung des Transistors Q1 in Fig. 1 auf. Fig. 2a und 2b veranschaulichen die Wirkung eines negativen Stroms iR7 von Fig. 2b auf die Steuer- Spannung VC6 in Fig. 1 und 2a. Gleiche Symbole und Bezugsziffern in den Fig. 1, 2a und 2b zeigen gleiche Gegenstände oder Funktionen an.
In Ausführung eines erfindungsgemäßen Merkmals wird eine Schalt-Diode D10 von Fig. 1 in Reihe mit einem Strom- Begrenzungs-Widerstand R10 zwischen dem Kondensator C6 und dem Widerstand R7 geschaltet, um die Steuer-Spannung VC6 von Fig. 2a, die im Kondensator C6 von Fig. 1 erzeugt wird, zu vermindern, wenn der negative Strom iR7 von Fig. 2b im Widerstand R7 von Fig. 1 in der Nähe der Zeit t0 von Fig. 2a und 2b übermäßig ist. Der umgekehrte oder negative Strom in Fig. 2b tritt auf, wenn der Kollektor-Strom iQ1 von Transistor Q1 in Fig. 1 zum Versorgungs-Anschluss fließt, wobei die Spannung RAW B+ erzeugt wird. Wie zuvor erläutert wurde, fließt der umgekehrte Strom iQ1 in einem Weg, der die Diode D2, die ZENER-Diode D20 in Parallel-Schaltung mit dem Kondensator C2 und den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q1 enthält.
Der Pegel der Steuer-Spannung VC6 in Fig. 2a im Kondensator C6 von Fig. 1 bestimmt den maximalen Vorwärts- Strom iQ1, wenn der Transistor Q1 leitet. Bei Überlastung schaltet der negative Strom iR7 von Fig. 2b und die negative Spannung VR7 am Widerstand R7 die Diode D10 ein und bewirkt, dass die Spannung VC6 in Fig. 2a im Kondensator C6 von Fig. 1 abnimmt. Demzufolge wird der Spitzen-Vorwärts- Strom im Transistors Q1 vorteilhafterweise vermindert. Vorteilhafterweise wird durch Erzwingen der Verminderung der Spitze jedes Vorwärts-Stromimpulses iQ1 im Transistor Q1 bei Überlastungs-Zuständen die Möglichkeit des Überschreitens der Spannungs-Bewertung des Transistors Q1 vermindert und die Zuverlässigkeit erhöht. Die Hinzufügung des Widerstands R10 in Reihe mit der Diode D10 erlaubt eine kleine Zeitkonstante des Kondensators C6 und des Widerstands R10 und minimiert den Spitzen-Strom durch die Diode D10.

Claims

1. Schalt-Netzteil umfassend:

eine Vorsorgungs-Induktivität (Lres; , TIW1), die mit einer Eingangs-Spannungsquelle (RAW B+) und mit einem Schalt-Transistor (Q1) verbunden ist, um Stromimpulse (iQ1) in der Induktivität zu erzeugen, die einem Ausgang (302, 303) des Netzteils zugeführt werden, wobei ein gegebener Stromimpuls einen ersten (positiven) Teil mit einer ersten Polarität aufweist, der in dem Transistor während eines ersten Teils einer Periode fließt, wenn in dem Transistors Vorwärts-Leitfähigkeit auftritt, und einen zweiten Teil mit entgegengesetzter Polarität während eines zweiten Teils der Periode, nachdem die Vorwärts- Leitfähigkeit in dem Transistor endet;

eine Quelle (C6) eines ersten Steuersignals (VC6), das einen Wert aufweist, der eine Strombegrenzung anzeigt;

eine Steuerschaltung (Q2, Q3), die mit dem Transistor verbunden ist und auf den ersten (positiven) Teil des gegebenen Stromimpulses und auf das erste Steuersignal anspricht, um die Amplituden der Stromimpulse in einer Strom-Betriebsart auf einer Stromimpuls-für-Stromimpuls-Steuerbasis gemäß dem Strom- Begrenzungswert zu begrenzen, gekennzeichnet durch: eine Schutzschaltung (400), die mit der Steuerschaltung verbunden ist und auf den zweiten Teil (mit negativer Polarität) der Stromimpulse zur Änderung des ersten Steuersignals gemäß dem zweiten Teil des Stromimpulses anspricht, um den Strom- Begrenzungswert zu ändern, wenn eine Größe des zweiten Teils sich innerhalb eines ersten Bereiches von Werten befindet, wobei die Änderung des ersten Steuersignals unwirksam gemacht wird, wenn die Größe des zweiten Teils sich innerhalb eines zweiten Bereichs von Werten befindet, in dem die Schutzschaltung einen Rückwärts-Strom erzeugt, der einen Spitzen- Vorwärts-Strom in der Steuerschaltung vermindert.

2. Schalt-Netzteil nach Anspruch 1, bei dem die erste Steuersignal-Quelle einen Kondensator (C6) und einen Schalter (D10) umfasst, der auf den zweiten (negativen) Teil des gegebenen Stromimpulses anspricht, um ein Signal (VC6) zu speichern, das die Größe des zweiten Teils in dem Kondensator anzeigt, um darin das erste Steuersignal während des zweiten Teils der Periode aufzubauen, und um das gespeicherte erste Steuersignal der Steuerschaltung während des ersten Teils der Periode zuzuführen.

3. Schalt-Netzteil nach Anspruch 1, das ferner einen mit der Induktivität (TIW1, T2W1) verbundenen Kondensator (C8) umfasst, um eine Resonanz-Schaltung (301) zu bilden, wenn der Transistor (Q1) nicht leitend ist, wobei der zweite (negative) Teil des Stromimpulses in der Resonanz-Schaltung erzeugt wird.

4. Schalt-Netzteil nach Anspruch 1, das ferner einen Transformator (T1) umfasst, der eine erste Wicklung (TIW1) besitzt, die in die Versorgungs-Induktivität einbezogen ist, und der eine zweite Wicklung (TIW2) besitzt, die mit einem Gleichrichter (DOUT2) verbunden ist, wobei das Schalt-Netzteil in einem Vorwärts-Betrieb arbeitet.

5. Schalt-Netzteil nach Anspruch 1, das ferner einen Strom-Sensor (R7) umfasst, der in einem Stromweg des Transistors (Q1) liegt, um den ersten (positiven) und den zweiten (negativen) Teil des gegebenen Stromimpulses der Steuerschaltung (Q2, Q3) bzw. der Schutz-Schaltung (400) zuzuführen.

6. Schalt-Netzteil nach Anspruch 5, bei dem der Strom- Sensor (R7) einen Strom-Sensor-Widerstand umfasst, der mit einem stromführenden, von der Versorgungs- Induktivität abgekehrten Anschluss (Emitter) des Transistors (Q1) verbunden ist, wobei der umgekehrte Strom in dem Strom-Sensor-Widerstand eine Spannung mit entgegengesetzter Polarität in Bezug auf die Polarität während der Vorwärts-Leitfähigkeit des Transistors (Q1) erzeugt, so dass während einer Überlastung der Spitzen-Vorwärts-Strom in der Steuerschaltung (Q2, Q3) abnimmt.

7. Schalt-Netzteil nach Anspruch 1, bei dem die Steuerschaltung (Q2, Q3) ferner dadurch gekennzeichnet ist, dass der Komparator (Q3) einen ersten Eingang (Basis von Q2), der auf den ersten (positiven) Teil anspricht, und einen zweiten Eingang (Emitter), der auf den zweiten (negativen) Teil des gegebenen Stroms anspricht, aufweist, so dass während einer Überlastung eine von dem erfassten Rückwärts- Stromimpuls erzeugte Spannung bewirkt, dass der zweite Eingang des Komparators den Spitzen-Vorwärts- Strom in der Steuerschaltung (Q1, Q2) vermindert:

8. Schalt-Netzteil nach Anspruch 1, bei dem die erste Steuersignal-Quelle (C6) auf einen Ausgang des Schalt-Netzteils (REG B+) anspricht, um das erste Steuersignal (VC6) gemäß einer Differenz zwischen dem Versorgungs-Ausgang und einem Bezugs-Signal (im Fehler-Verstärker A) zu ändern.

9. Schalt-Netzteil nach Anspruch 1, das ferner dadurch gekennzeichnet ist, dass

die Versorgungs-Induktivität (Lres, TIW1) mit der Quelle einer Eingangs-Vesorgungs-Spannung (REF B+) und mit dem Schalt-Transistor (Q1) verbunden ist, um Stromimpulse (iQ1) in der Induktivität zu erzeugen, die dem Ausgang (302, 303) des Schalt-Netzteils zugeführt werden;

Mittel (R7) mit dem Transistor verbunden sind, um den Strom darin zu erfassen;

die Steuerschaltung (Q2, Q3) mit dem Transistor verbunden ist und auf den ersten (positiven) Teil eines Ausgangssignals (VR7) des Strom-Betriebs auf der Stromimpuls-für-Stromimpuls-Steuer-Basis gemäß dem ersten Teil des Ausgangssignals des Strom-Sensors anspricht; und

die Schutz-Schaltung (400) mit der Steuerschaltung verbunden ist und auf den zweiten (negativen) Teil des Ausgangssignals des Strom-Sensors anspricht, um die Strombegrenzung gemäß dem zweiten Teil des Stromimpulses zu ändern, wobei die zweiten und ersten Teile des Ausgangssignals in gegenseitig exklusiven Intervallen auftreten, wobei die Schutz- Schaltung den umgekehrten Strom erzeugt, der den Spitzen-Vorwärts-Strom in der Steuerschaltung vermindert.