DE69027896T2

DE69027896T2 - Anpassbarer Kompensationsrampengenerator für Gleichstromwandler mit Strombetriebsart

Info

Publication number: DE69027896T2
Application number: DE69027896T
Authority: DE
Inventors: Tamas S Szepesi
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1989-09-01
Filing date: 1990-08-22
Publication date: 1997-02-27
Anticipated expiration: 2010-08-23
Also published as: EP0415244A2; US4975820A; EP0415244A3; EP0415244B1; DE69027896D1; JPH03178551A; KR910007263A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine kompensierende Rampe, und insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen adaptiven kompensierenden Rampengenerator für Strommodus-Gleich-nach-Gleich- Umsetzer.
Eine kompensierende Rampe ändert die Steigung, bei welcher eine Referenzspannung ein Stromerfassungsspannungsignal kreuzt. Konventionelle gesteuerte Strommodus-Gleich-nach-Gleich-(=DC/DC)-Umsetzer, die oberhalb 50% Tastverhältnis arbeiten, benötigen ein kompensierendes Rampensignal, das einem Stromerfassungssignal überlagert ist, das als ein Steuerparameter verwendet wird, um "Offenschleifeninstabilität" oder "subharmonische Schwingung" zu vermeiden.
Um subharmonische Schwingung zu vermeiden, muß die Steigung der Stromerfassungsspannung während der EIN-Zeit (mup) größer sein als die reflektierte Steigung (mdo), wobei die reflektierte Steigung die Änderung zwischen der Endamplitude der Stromerfassungsspannung und ihrer Startamplitude zu Beginn des nächsten Zyklus ist, dividiert durch die AUS-Zeit. mup ist gewöhnlich kleiner als mdo für ein Tastverhältnis oberhalb 50%. Um deshalb mup größer als mdo zu machen, wird ein Rampensignal mit zusätzlicher Steigung dem Stromerfassungssignal überlagert.
In der Vergangenheit wurde das kompensierende Rampensignal durch Skalieren des Oszillatorzeitlagesignals des Systems und Addition desselben zu der Stromerfassungsspannung oder Abziehen derselben von der Fehlerverstärkerausgangsspannung gebildet. Die notwendige Steigung des kompensierenden Rampensignals hängt von der Eingangs- und Ausgangsspannung des DC/DC-Umsetzers und dem Wert des verwendeten Induktors ab. In transformatorgekoppelten Systemen hängt die notwendige Steigung außerdem von dem Windungsverhältnis des Transformators ab.
Traditionalle System setzen die Rampensignalsteigung so, daß den Bedingungen des ungünstigsten Falles Rechnung getragen wird: Maximale Ausgangsspannung (nur bei Systemen mit variabler Ausgangsspannung) und minimale Eingangsspannung. Durch Auslegung der Steigung entsprechend der Situation des ungünstigsten Falles ist unter normalen Betriebsbedingungen die Steigung und demgemäß die Amplitude der Rampe höher als erforderlich. Zum Beispiel ist bei Systemen mit breitem Eingangsbereich die Amplitude oft zwei- bis dreimal höher, als für die Stabilität erforderlich.
Es gibt zwei primäre Nachteile in Verbindung mit einem kompensierenden Rampensignal mit exzessiver Steigung. Erstens wird der maximal verfügbare Ausgangsstrom des Systems begrenzt; je steiler die Steigung, desto niedriger die bei Strombegrenzung verfügbare Stromhöhung. Zweitens wird die Phasenmarge der Amplitudensteuerschleife herabgesetzt.
Die unabhängigen Ansprüche definieren das Konzept der vorliegenden Erfindung, die darauf abzielt, die oben angegebenen Nachteile zu überwinden. Die Merkmale in ihren Oberbegriffen sind aus WO-A-89/03609 bekannt.
Vorzugsweise schafft die vorliegende Erfindung eine Schaltung für die Erzeugung eines kompensierenden Rampensignals in einem schaltenden Regler der Bauart, der auf eine ungeregelte Eingangsspannung (Vin) reagiert und der eine geregelte Ausgangsspannung (Vout) liefert. Die Schaltung umfaßt einen Erfassungswiderstand (Rs) der ein Signal proportional dem ihn durchfließenden Strom für den Schalter liefert; Mittel für das Speichern von Energie mit einer Induktivität (L) und Mittel für das Verstärken mit einem vorbestimmten Verstärkungsfaktor (A&sub1;) des Signals von dem Erfassungswiderstand. Das Signal von dem Erfassungswiderstand wird verwendet, um den Betrieb des schaltenden Reglers zu steuern.
Die kompensierende Rampenschaltung umfaßt Mittel für das Erzeugen eines kompensierenden Rampenspannungssignals mit einer Steigung (mc) entsprechend der Gleichung
mc > (A * Vout - B * Vin) * C,
worin A ≤ 1, B ≤ 1 und C eine Konstante ist, die von Rs, L und magnetischen Kopplungsparametern in Verbindung mit den Energiespeichermitteln abhängt. Die Schaltung umfaßt Mittel für das Überlagern der erzeugten kompensierenden Rampenspannung dem Signal von dem Erfassungswiderstand derart, daß die Stabilität des schaltenden Reglers sichergestellt wird.
Die Parameter A, B und C werden gemäß dem Typ des schaltenden Reglers gewählt. Die Mittel für das Erzeugen der kompensierenden Rampe mit der Steigung mc können in der bevorzugten Ausführungsform Mittel, die auf die Ausgangsspannung reagieren, für das Bereitstellen eines ersten Signals umfassen, das gleich der Ausgangsspannung, dividiert durch eine erste vorgewählte Größe ist, Mittel, die auf die Eingangsspannung reagieren für die Bereitstellung eines zweiten Signals, das gleich der Eingangsspannung, dividiert durch eine zweite vorgewählte Größe ist, und Mittel für das Erzeugen eines Signals, proportional zu der Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es möglich, die Amplitude und Steigung eines kompensierenden Rampensignals zu optimieren, um den maximal verfügbaren Strom, der bei Strombegrenzung verfügbar ist, zu erhalten.
In bevorzugter Ausführungsform schafft die vorliegende Erfindung einen adaptiven kompensierenden Rampengenerator mit einem externen Skalierwiderstand zum Erzeugen der erforderlichen Rampe über dem gesamten Eingangs-/Ausgangsspannungsbereich eines DC/DC-Umsetzers wie auch des Frequenzbereichs in Systemen mit einstellbarer Frequenz.
Vorzugsweise verwendet die vorliegende Erfindung einen internen festen Skalierwiderstand bei einem Festfrequenzsystem mit einem begrenzten Bereich anwendbarer Induktoren.
Diese und weitere Gegenstände und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden klar oder deutlich aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
In den beigefügten Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein funktionelles Blockdiagramm eines konventionellen gegenwirkenden DC/DC-Umsetzers mit einem kompensierenden Rampengenerator;
Fig. 2 ein Zeitlagediagramm entsprechend der Schaltung nach Fig. 1;
Fig. 3 ein Diagramm des gegenwirkenden Umsetzers der Fig. 1 mit einem traditionellen Feststeigungskompensationsrampengeneratorschaltkreis;
Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm eines Rampengeneratorschaltkreises der vorliegenden Erfindung;
Fig. 5 ein Schaltungsdiagramm eines anderen Rampengenerators der vorliegenden Erfindung für einen DC/DC-Verstärkerumsetzer;
Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm eines anderen Rampengenerators der vorliegenden Erfindung für einen gegenwirkenden DC/DC-Umsetzer;
Fig. 7 ein Blockdiagramm eines DC/DC-Rücksetzumsetzers mit einem Rampengenerator der vorliegenden Erfindung;
Fig. 8 ein Blockdiagramm eines gegenwirkenden DC/DC-Verstärkerumsetzers mit einem Rampengenerator der vorliegenden Erfindung:
Fig. 9 ein Blockdiagramm eines DC/DC-Vorwärtsumsetzers mit einem Rampengenerator der vorliegenden Erfindung;
Fig. 10 ein Schaltungsdiagramm eines noch weiteren Rampengenerators der vorliegenden Erfindung.
Bezugnehmend auf Fig. 1 und 2 zeigt Fig. 1 ein fuktionelles Blockdiagramm eines Strommodus-Gegenwirk- (oder Abstuf-)-DC/DC-Umsetzers 10, der oberhalb eines 50%igen Tastverhältnisses arbeitet und einen kompensierenden Rampengenerator 12 aufweist. Fig. 2 ist das Zeitlagediagramm entsprechend der Schaltung 10 in Fig. 1. Fig. 2c illustriert die Steigung mup und die reflektierte Steigung mdo des Stromerfassungssignals durch Rs mit der Spannung Vs. Ein DC/DC-Umsetzer setzt ein Signal mit einem bestimmten Gleichpegel in einen anderen Gleichpegel um. Der Gegenwirkumsetzer 10 umfaßt einen Leistungsschalter 14, bei dem es sich um einen Feldeffekttransistor (FET) handeln kann; einen Erfassungswiderstand Rs, der zwischen eine Eingangsspannungsquelle Vin und den Leistungsschalter 14 gelegt ist; einen Rampenskalierwiderstand Rr, angeschlossen zwischen dem Widerstand Rs und dem Widerstand 14, wo die Spannung Vc der Spannungsabfall über Rr ist und Vc eine Steigung von mc hat; einen Stromverstärker A&sub1;, der als Eingänge Vin und Spannung Vc hat; und filternde Komponenten 16, die zwischen den Leistungsschalter 14 und eine Last RL gelegt sind. Die filternden Komponenten 16 umfassen einen Kondensator Co, eine Spule L und eine Diode D. Die Ausgangsspannung Vout wird an einem der Eingänge zu einem Fehlerverstärker 11 bereitgestellt. Der Fehlerverstärker 11 besteht aus einem Verstärker Ae, der Vout mit einer Referenzspannung Vref vergleicht.
Der Strom durch den Leistungsschalter 14, I&sub1;&sub4;, (Fig. 2b) wird mittels Widerstand Rs erfaßt. Der erfaßte Strom wird verwendet, um den Leistungsschalter 14 auszuschalten. Der Widerstand Rr skaliert die kompensierende Rampenspannung Vc mit einer Steigung von mc und ist viel größer als der Erfassungswiderstand Rs (Rr » Rs).
Der Systemtaktgeber 18 oder Oszillator liefert einen Taktimpuls V&sub5; (Fig. 2a) an den Hauptflipflop FF 40 und schaltet den Schalter 14 in jeder Periode ein. Wie in Fig. 2a, 2b und 2c dargestellt, schaltet der Taktimpuls V&sub5; den Schalter 14 ein, was bewirkt, daß Strom I&sub1;&sub4; durch den Schalter und den Widerstand Rs fließt. Die Wellenform der Spannung Vs und die Leistungsstromwellenform spiegeln einander.
Der Generator 12 für die kompensierende Rampe empfängt auch das Systemzeitlagesignal vom Taktgeber 18, Vosc und Spannungen Vin und Vout. Der Kompensationsrampengenerator 12 erzeugt ein kompensierendes Rampensignal 21 mit einer Spannung Vcramp (Fig. 2d) und einer Steigung von
worin gm die Transkonduktanz eines Spannungsstromumsetzers 42 ist. VTH, eine Schwellenspannung, justiert den Startzeitpunkt des Rampensignals 21, und der Spannungsstromumsetzer 42 verschiebt den Pegel des kompensierenden Rampensignals 21 nach oben auf den Spannungspegel des Eingangssignals Vin und erzeugt ein pegelverschobenes Kompensieren des Rampensignals 43.
Die Spannung des pegelverschobenen kompensierenden Rampensignals 43 ist Vc. Vc ist der Spannungsabfall über dem Rampenskalierwiderstand Rr. Der kompensierende Rampengenerator 12 kann auch Vin, Vout, Vosc, das Ausgangssignal des Flipflops 40 und eine Schwellengleichspannung Vth verarbeiten, um das kompensierende Rampensignal 21 zu erzeugen, je nach dem Aufbau der verwendeten Generatorschaltung für die kompensierende Rampe.
Das Ausgangssignal 15 des Fehlerverstärkers 11 wird einem Komparator 13 zugeführt, wo es mit dem verstärkten Signal 23 (Fig. 2g) verglichen wird. Das verstärkte Signal 23 ist die verstärkte Summe Vc + Vs der Schalterstromerfassungsspannung Vs und Vc (Fig. 2f). Wenn das modifizierte Stromerfassungssignal 23 äquivalent dem Ausgangssignal 15 aus dem Fehlerverstärker 11 ist, gibt der Komparator 13 ein Vergleichssignal 17 (Fig. 2h) aus, wenn das Stromerfassungssignal 23 äquivalent dem Ausgangssignal 15 ist. Das Vergleichssignal 17 wird in den Flipflop 40 eingegeben und setzt den Flipflop 40 zurück.
Der Flipflip 40 gibt ein Treibersteuersignal 41 (Fig. 2i) aus, das den Schalter 14 über Treiber 19 ausschaltet. Indem besonders auf Fig. 2h und 2i verwiesen wird, ergibt sich, daß dann, wenn das Vergleichssignal 17 hoch liegt, das Signal 41 aus dem Flipflop 40 nach unten geht und der Schalter 14 ausgeschaltet wird. Das Flipflop-Ausgangssignal 41 bleibt niedrig bis zum Empfang des nächsten Taktimpulses V&sub5;. Die maximal verfügbare Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers 11 begrenzt dadurch den verfügbaren Maximalstrom vom Schalter 14 (d.h. die maximal verfügbare Spannungsgrenze wirkt als eine Stromgrenze). In den meisten Systemen wird die maximale Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers intern begrenzt, um den Stromgrenzwert auf den gewünschten Wert zu setzen.
Die Bedingung für Stabilität einer Leistungsstufe eines konventionellen DC/DC-Umsetzers ist:
mc ≥ mdo - mup (1)
worin mc = Steigung des pegelverschobenen kompensierenden Rampenspannungssignals Vc
mup = Steigung der Stromerfassungsspannungen während EIN-Zeiten
mdo = reflektierte Steigung (d.h. die Änderung der Amplitude zwischen der Endamplitude der Stromerfassungsspannung während eines EIN-Zeitzyklus und der Startamplitude der Stromerfassungsspannung bei Beginn des nächsten EIN-Zeitzyklus, dividiert durch die AUS-Zeit).
Für einen Gegenwirk-Strommodus-DC/DC-Umsetzer sind die Steigungen von mup und mdo der Gleichung (1) wie folgt definiert:
und
worin VSAT die Sättigungsspannung des Leistungs-FET und VD die Vorwärtsdiodenspannung sind.
Unter Anwendung von Gleichung (1) ist die Bedingung für Stabilität der Steigung der kompensierenden Rampe:
In Systemen mit hohem Wirkungsgrad sind VD und VSAT « Vout und « Vin, und deshalb können VD und VSAT vernachlässigt werden. Damit wird mc:
worin A ≤ 1
B ≤ 1
C = eine Konstante, die von Rs, L, n (n = ns/np) für das Windungszahlverhältnis irgendeines verwendeten Transformators) und Lp (primäre Induktivität irgendeines in dem schaltenden Schaltkreis verwendeten Transformators) abhängig ist.
Die minimal erforderliche Steigung des pegelverschobenen kompensierenden Rampensignals 43 (Fig. 1) für die meisten Arten von strommodusgesteuerten DC/DC-Umsetzern kann im Format von Gleichung (5) ausgedrückt werden. Insbesondere für einen Gegenwirkumsetzer, einen Verstärkungsumsetzer, einen Rücksetzumsetzer, einen Vorwärtsumsetzer und einen Gegenwirkverstärkungsumsetzer werden die bevorzugten Parameter für Gleichung (5) nachstehend zusammengefaßt: TABELLE 1
Die Kompensationsrampensteigung mc ist nur von Bedeutung, wenn sie positiv oder 0 ist.
In Fig. 3 ist eine Gegenwirkumsetzerschaltung 31 mit einem traditionellen Generatorkreis 33 für die Kompensationsrampe dargestellt. Elemente in anderen Ausführungsformen, die ähnlich sind, werden mit den gleichen Bezugszeichen/Namen markiert. Der Transistor Q12 und der Widerstand Rscale realisieren den Kompensationsrampenblock 12 und den V-/I-Umsetzerblock 42 aus Fig. 1. In der Schaltung 33 setzen Rr/Rscale und die Steigung des Oszillatorlagezeitlagesignals (Vcosc) die Steigung der kompensierenden Rampenspannung Vc mit einer Steigung mc. Abgesehen von dem Nachteil der Erzeugung einer Kompensationsrampenspannung mit einer festgelegten Steigung hat die Schaltung 31 eine hohe Temperaturempfindlichkeit wegen des etwa -0,3%/ºK Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q12.
In Fig. 4 ist in Verbindung mit Tabelle 1 eine adaptive Schaltung 20 für die Erzeugung eines Kompensationsrampenspannungssignals (Vcramp) mit einer Minimumsteigung m&sub2;&sub1; wiedergegeben, worin
für die meisten Typen von DC/DC-Umsetzern ist. Die Schaltung 20 erzeugt das optimale Kompensationsrampensignal 21 mit Minimalsteigung m&sub2;&sub1; für einen spezifischen Typ von DC/DC-Umsetzer durch Auswählen der Konstanten A, B und C gemäß der Tabelle 1. A und B können variiert werden, solange A und B derart ausgewählt werden, daß mc größer oder äquivalent als notwendig ist (d.h. um die Stabilität des Systems zu sichern). C kann ebenfalls variiert werden, um größer als der Wert in Tabelle 1 zu sein. Je weiter jedoch A und B von den bevorzugten Werten der Tabelle 1 abweichen, desto höher ist die erzeugte Rampe und desto weniger Strom ist an der Stromgrenze verfügbar, da die Maximalausgangsspannung des Fehlerverstärkers konstant ist.
Die adaptive Generatorschaltung 20 für die kompensierende Rampe besteht aus zwei Spannungsteilern 22, 24. Der erste Spannungsteiler 22 unterteilt eine Eingangsspannung Vin und der zweite Spannungsteiler 24 dividiert eine Ausgangsspannung Vout. Für einen Verstärkerumsetzer ist beispielsweise Vin ≤ Vout und für einen Gegenwirkumsetzer Vin ≥ Vout.
Die Eingangsspannung Vin wird durch den ersten Spannungsteiler 22 mit zwei Widerständen 26, 28 in Serie unterteilt: der erste Widerstand 26 hat einen Widerstandswert von (1/B - 1) * R Ohm und der zweite Widerstand 28 hat einen Widerstandswert von R Ohm, derart, daß die geteilte Spannung am Punkt B gleich Vin * B ist. Die Ausgangsspannung Vout wird durch den zweiten Spannungsteiler 24 mit zwei Widerständen 29, 30 in Serie geteilt: der erste Widerstand R 29 hat einen Widerstandswert von (1/A - 1) * R Ohm und der zweite Widerstand 30 hat einen Widerstandswert von R Ohm derart, daß die geteilte Spannung am Punkt A gleich Vout * Rist. Die geteilten Spannungen A * Vout bzw. B * Vin dienen als die beiden Eingänge zu einer spannungsgesteuerten Stromquelle 32, die zwei Eingänge und einen Ausgang 38 aufweist.
Die spannungsgesteuerte Stromquelle 32 umfaßt einen Pufferverstärker 34 verbunden mit einem Skalierwiderstand Rscale und einen Rückkopplungsschleifen-Operationsverstärker 36, der zwischen dem Skalierwiderstand Rscale und einem Transistor Q angeschlossen ist, sowie eine Diode D1. Da der Operatiosnverstärker 36 ein Rückkopplungsschleifenverstärker ist, verbraucht er im Idealfalle keinen Strom, so daß der Strom über dem Skalierwiderstand Rscale ist:
Der Ausgang der Stromquelle 38 ist mit einem Kondensator Cramp gekoppelt, dessen Spannung die Steigung m&sub2;&sub1; des kompensierenden Rampensignals Vcramp realisiert. Der Kondensator Cramp wird durch den Ic-Kollektorstrom des Q-Transistors geladen. Wenn der Transistor Q ein vernünftig hohes β hat, wird Ic = IE = Irscale (beispielsweise ein β von etwa 100 oder höher). Der Widerstand Rscale steuert die Rate, mit der die Spannung über dem Kondensator Cramp zunimmt (d.h. die Rate, mit der der Kondensator aufgeladen wird). Die Steigung des kompensierenden Rampensignals 21 mit der Spannung Vcramp ist:
worin die Konstante C in Gleichung (5) ist:
Ein Schalter S über dem Kondensator Cramp entlädt den Kondensator Cramp am Ende jeder Periode. Der Schalter S ist EIN bis zum Start der nächsten Taktperiode (wenn der Hauptschalter 14 wieder einschaltet) oder beinahe bis zum Verstreichen der Hälfte der nächsten Taktperiode.
Der Wert des Kondensators Cramp des Widerstands Rscale, Rr und gm realisieren den notwendigen Wert der Konstanten C in Gleichung (5).
Die C-Konstante der Gleichung 7 muß größer sein als die C-Konstante des Umsetzers entsprechend Tabelle 1. Beispielsweise gilt für einen Verstärkerumsetzer
Deshalb gilt
Gemäß Fig. 5 und Tabelle 1 ist für einen DC/DC-Umsetzer entweder A oder B gleich 1. Demgemäß kann die Schaltung 20 vereinfacht werden, indem der Pufferverstärker 34 und der Operationsverstärker 36 eliminiert werden und der Verstärker 36 durch einen einzelnen Transistor Q2 ersetzt wird. Eine Generatorschaltung 40 für eine kompensierende Rampe für einen Verstärkerumsetzer ist in Fig. 5 dargestellt. Der Verstärkungsrampengeneratorschaltkreis 40 basiert auf dem modifizierten generellen Kompensationsrampenschaltkreis 20 der Fig. 4, wobei der allgemeine Schaltkreis 20 modifiziert und vereinfacht worden ist, um die bevorzugten Werte von A, B und C für den Verstärkerumsetzer zu reflektieren.
In der bevorzugten Ausführungsform ist A für einen Verstärkerumsetzerschaltkreis 40 gleich etwa 0,5, B ist etwa gleich 1, und C ist etwa gleich 2 Rs/L. Der Verstärkerumsetzerrampengeneratorschaltkreis 40 hat eine spannungsgesteuerte Stromquelle 42, die aus zwei bipolaren Transistoren Q1, Q2 besteht. Transistor Q1 reagiert auf die Ausgangsspannung Vout, und Transistor Q2 reagiert auf die Eingangsspannung Vin. In der bevorzugten Ausführungsform ist Transistor Q1 ein PNP-Transistor, der als Emitterfolger verwendet wird. Die Basis des Transistors Q1 ist mit einem ersten Spannungsteiler 44 mit einem ersten Widerstand R1 eines Widerstandswertes von R Ohm in Serie mit einem zweiten Widerstand R2 mit einem Widerstandswert von R Ohm derart verbunden, daß die dividierte Spannung am Punkt A gleich 0,5 Vout ist.
Der Emitter des Transistors Q1 ist auf ein erstes Potential Vout durch einen Widerstand R&sub3; vorgespannt mit einem Widerstandswert von R Ohm, um sicherzustellen, daß Transistor Q1 in dem linearen aktiven Bereich arbeitet. Der Kollektor des Transistors Q1 ist mit Masse verbunden.
Der zweite Transistor Q2 ist ein Doppelkollektor-PNP-Transistor in der bevorzugten Ausführungsform. Zwei Transistoren, die mit ihren Basen und Emittern zusammengeschaltet sind, können anstelle des Doppelkollektor-PNP-Transistors verwendet werden. Die Schaltung 40 reagiert auf die Stromänderung durch die Mehrfachkollektoren C1, C2 des Transistors Q2. Der Emitter des Transistors Q2 ist mit dem Emitter des Transistors Q1 derart verbunden, daß die Basisspannung des Transistors Q2 ebenfalls 0,5 * Vout ist. Einer der Kollektoren C2 von Q2 ist mit seiner Basis und einem Skalierwiderstand Rscale verbunden.
Der Transistor Q2 wirkt wie ein Stromspiegel, da der Strom Ic, der durch den Widerstand Rscale fließt, gespiegelt wird und am Kondensator Cramp ausgegeben wird. Durch Laden und Entladen von Cramp durch einen Schalter S wird die kompensierende Rampenspannung Vcramp erzeugt.
Da in einem Verstärkungsumsetzer B etwa 1 ist, hat der zweite Spannungsteiler ein Teilungsverhältnis von 1 (d.h. der Teiler ist redundant (nicht existent)). Demgemäß wird die Spannung Vin nicht heruntergeteilt, bevor sie dem Widerstand Rscale zugeführt wird. Die Spannung Vin wird an den Transistor Q2 durch Widerstand Rscale hindurch angelegt. Der Widerstand Rscale, der Kondensator Cramp, das Aufteilverhältnis zwischen den beiden PNP-Kollektoren zusammen mit gm und Rr realisieren die Konstante C der Gleichung (5).
In Fig. 6 ist eine Generatorschaltung für eine kompensierende Rampe für einen Gegenwirkumsetzer 50 illustriert. Der Gegenwirkkompensationsrampengeneratorschaltkreis 50 ist funktionell äquivalent dem allgemeinen Kompensationsrampenschaltkreis 20 der Fig. 4, doch ist der Gegenwirkrampenschaltkreis 50 ausgelegt, um den bevorzugten Parametern gemäß Tabelle 1 Rechnung zu tragen. Wie in Tabelle 1 gezeigt, ist für einen Gegenwirkumsetzer A etwa gleich 1, B etwa gleich 0,5 und C etwa gleich 2 Rscale/L.
Die Gegenwirkumsetzerrampengeneratorschaltung 50 ist ähnlich der Verstärkerumsetzerkompensationsrampenschaltung 40 insofern, als der Gegenwirkrampenschaltkreis 50 ebenfalls nur einen Spannungsteiler 52 hat und zwei Bipolartransistoren Q3, Q4, einen Kondensator Cramp und einen Skalierwiderstand Rscale. In dem Gegenwirkkompensationsrampenschaltkreis 50 ist jedoch der Emitter des Transistors Q3 mit dem Kollektor und der Basis des Transistors Q4 verbunden.
Der Spannungsteiler 52 hat einen ersten Widerstand R&sub1; und einen zweiten Widerstand R&sub2; in Serie, jeweils mit einem Widerstandswert von R Ohm. Der erste Spannungsteiler 52 ist mit einem ersten Potential Vin derart verbunden, daß die Spannung am Punkt B gleich 0,5 * Vin ist. Demgemäß ist die Spannung in die Basis des Transistors Q3 gleich 0,5 * Vin. Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit Vin gekoppelt. Der Widerstand R&sub3; hat einen Widerstand von R Ohm und stellt sicher, daß der Transistor Q3 im linearen aktiven Bereich arbeitet. Da A etwa gleich 1 bei einem Gegenwirkumsetzer ist, ist die Spannung Vout direkt mit Transistor Q4 über den Widerstand Rscale verbunden.
In der bevorzugten Ausführungsform ist der Transistor Q4 ein Doppelkollektor-PNP-Transistor, worin einer der Kollektoren C2 mit dem Emitter des Transistors Q3 und auch mit seiner eigenen Basis verbunden ist. Wie oben erörtert, können zwei Transistoren anstelle eines Doppelkollektortransistors verwendet werden. Der andere Kollektor C1 des Transistors Q4 ist mit dem Kondensator Cramp gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q4 ist mit Widerstand Rscale gekoppelt, und der Emitter des Transistors setzt die Spannung über den Widerstand Rscale und der Basis- Emitter-Strecke des Transistors Q4.
Der Transistor Q4 verhält sich wie eine Diode und arbeitet wie ein Stromaufspalter. Er spaltet seinen Emitterstrom, der durch Rscale, Vout und die Emitterspannung von Q3 vorgegeben ist, in zwei äquivalente Teile: Ic' und Ic (wenn das Aufspaltverhältnis von C1 und C2 gleich 1/2 zu 1/2 ist). Ic' lädt den Kondensator Cramp. Auf diese Weise setzt Vout den Strom im Kondensator Cramp durch C1, da der Strom über Widerstand Rscale aufgespalten ist.
In Fig. 7 ist ein Rücksetz-DC/DC-Umsetzerschaltkreis 70 mit einem Kompensationsrampengenerator 20 der vorliegenden Erfindung wiedergegeben. Die filternde Komponente 16 der Rücksetzschaltung 70 umfaßt einen Transformator 72. Der Transformator hat np-Primärwindungen und ns- Sekundärwindungen, derart, daß n = ns/np (das Windungsverhältnis des Transformators). Zusätzlich ist der Erfassungswiderstand Rsense auf Masse bezogen, der Drain des Schalters 14 ist mit der Primärwicklung gekoppelt, und die Source des Schalters 14 ist über Widerstand Rsense mit Masse verbunden. Wie in Tabelle 1 gezeigt, gilt für einen Kompensationsrampengeneratorschaltkreis 20 für einen Rücksetzwandler bei n > 1, daß A etwa gleich 1/n ist und B etwa gleich 1 ist und für n < 1 ist A etwa gleich 1 und B ist etwa gleich n. Die Schaltung 20 kann für diese bevorzugten Parameter modifiziert werden.
In Fig. 8 ist ein Gegenwirkverstärker-DC/DC-Umsetzerschaltkreis 80 wiedergegeben mit einem Kompensationsrampengenerator 20 der vorliegenden Erfindung. Die Gegenwirkverstärkerschaltung 80 ist ähnlich der konventionellen Gegenwirkumsetzerschaltung 10 gemäß Fig. 1, jedoch tauschen in dem Gegenwirkverstärkerschaltkreis 80 die Induktivität und die Diode die Plätze. Wie in Tabelle 1 gezeigt, gilt für die Rampengeneratorschaltung 20 für den Gegenwirkverstärkerumsetzer, daß A etwa gleich 1, B etwa gleich 1 ist und C etwa gleich Rs/L ist. Wiederum kann die Rampengeneratorschaltung für diese bevorzugten Parameter modifiziert werden.
In Fig. 9 ist ein Vorwärts-DC/DC-Umsetzerschaltkreis 90 mit einem Kompensationsrampengenerator 20 gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die Vorwärtsschaltung 90 ist ähnlich der Fig. 7, doch umfaßt die Filterungskomponente 16 der Vorwärtsschaltung 90 eine Induktivität L und eine zusätzliche Diode D3 zusätzlich zu dem Transformator 92. In der Vorwärtsschaltung 90 ist der Erfassungswiderstand Rsense auf Masse bezogen und das Drain des Leistungsschalters 14 ist mit dem Transformator 92 gekoppelt. Die Source des Schalters 14 ist ebenfalls auf Masse über Widerstand Rsense bezogen. Der Transformator 92 hat ein Windungsverhältnis von n = ns/np. Wie in Tabelle 1 gezeigt, gilt für den Kompensationsrampengeneratorschaltkreis 20 bei dem Vorwärt-DC/DC-Umsetzer bei n > 2, daß A etwa gleich 2/n ist, B etwa gleich 1 ist und C etwa gleich n²*n*Rs/L ist. Bei n < 2 gilt, daß A etwa gleich 1, B etwa gleich n/2 ist und C etwa gleich 2*n*Rs/L ist.
In Fig. 10 ist ein anderes Schaltungsdiagramm einer Kompensationsrampengeneratorschaltung 60 mit einem Multiplizierer 62 und einem Konstantsteigungsrampenspannungssignal 68 wiedergegeben. Das Konstantsteigungsrampenspannungssignal 68 wird mittels eines Oszillators 18 erzeugt, der in dem schaltenden Reglerschaltkreis 10 vorhanden ist in Verbindung mit einem Energiespeicherungszeitgeberelement, das in der bevorzugten Ausführungsform ein Kondensator Cosc ist.
Der Multiplizierer 62, der ein Differentialeingangsmultiplizierer in der bevorzugten Ausführungsform ist, hat zwei differentielle Eingangspaare (x1, x2) bzw. (y1, y2) und eine Ausgangsspannung Vcramp. Der Eingang y1 entspricht dem Konstantsteigungsrampenspannungssignal 68. Der Verstärkungskoeffizient D des Multiplizierers 62 ist
worin mosc = die Steigung des Konstantsteigungsspannungssignals 68 des Energiespeicherzeitgeberelements ist,
C = die Konstante C der Gleichung (5).
Das erste Paar von Multiplizierereingängen (x1, x2) ist mit einem ersten bzw. zweiten Spannungsteiler 64 bzw. 66 verbunden. Der erste Spannungsteiler 64 für das Teilen eines ersten Potentials Vout hat zwei Widerstände (1/A - 1) * R und R&sub1; in Serie. Die geteilte Spannung Vout am Punkt A wird als x2 bezeichnet.
Der zweite Spannungsteiler 66 hat zwei Widerstände (1/B - 1) * R bzw. R&sub2; für das Unterteilen eines zweiten Potentials Vin. Die Widerstände R&sub1; und R&sub2; haben im wesentlichen denselben Widerstandswert von R Ohm. Die geteilte Spannung Vin am Punkt B wird mit x1 bezeichnet.
Einer der zweiten Multiplizierereingänge y1 ist mit dem Oszillator 18 des schaltenden Reglers 10 und mit dem Kondensator Cosc verbunden. Wie oben erörtert, erzeugt Cosc die Konstantrampenspannung Vosc 68. Der andere zweite Eingang des Paares y2 des Multiplizierers ist mit einer Referenzgleichspannung Vref verbunden, welcher eine Schwellenspannung Vth erzeugt. Mit der Spannung Vth kann der Startzeitpunkt der kompensierenden Rampe justiert werden. Der Wert von Rref ist kleiner als oder lim wesentlichen gleich dem mittleren Wert der Rampenspannung aus dem Multiplizierer Vcramp heraus.
Der Widerstand Rscale ist der Verstärkungsfaktoreinstellwiderstand des Multiplizierers 62, der die Konstante C auf den entsprechenden Wert setzt. Der Multiplizierer 62 nimmt die Differenz zwischen den Eingängen (x1, x2) und die Differenz zwischen den Eingängen (y1, y2) und multipliziert die Differenzen mit einem Multiplizierverstärkungsfaktor D, um ein kompensierendes Rampensignal Vcramp zu erzeugen.
Der Multiplizierer 62 arbeitet nur, wenn beide Differentialeingangsspannungen (x1, x2), (y1, y2) positiv sind. Andernfalls ist die Spannung Vcramp nahezu 0. Die Spannung Vcramp ist etwa null, wenn die Differentialspannung eines der Eingangspaare (x1, x2), (y1, y2) negativ ist.
Keine Kompensationsrampe wird benötigt, wenn das Tastverhältnis d ≤ 0,5 ist. Das bedeutet, daß Vth auf die Schwellenspannung Vth ≤ (Vp - Vv)/2 oder niedriger gesetzt werden kann. Vp = Spitzenwert der Spannung, und Vv ist der minimale Wert der Spannung.

Claims

1. Eine Schaltung, die ein positives Kompensationsrampensignal in einem schaltenden Strommodus-Gleichspannungs-/Gleichspannungsregler erfaßt, umfassend zumindest ein gesteuertes schaltendes Element (14), welcher Regler auf eine ungeregelte Eingangsspannung (VIN) reagiert und eine geregelte Ausgangsspannung (VOUT) liefert, welcher schaltende Regler einen Erfassungswiderstand (Rs) hat, der ein Erfassungssignal proportional dem durch das schaltende Element (14) fließenden Strom erzeugt, welches Erfassungssignal verwendet wird zum Steuern des Betriebs des schaltenden Reglers, und mit Mitteln für das Speichern von Energie einschließlich einer Induktivität (L), welche Schaltung Mittel umfaßt für das Überlagern des erzeugten Rampensignals dem Erfassungssignal, wobei das Rampensignal in Beziehung steht zu der Eingangsspannung und Ausgangsspannung, gekennzeichnet durch Mittel für das Erzeugen einer Rampenspannung mit einer Steigung (mc), die

(A*VOUT - B*VIN)*C

gleich ist oder übersteigt, worin A kleiner oder gleich 1 ist, B kleiner oder gleich 1 ist und C ein Faktor ist, der abhängt von dem Widerstandswert des Erfassungswiderstandes, der Induktivität und magnetischen Kopplungsparametern in Verbindung mit dem Energiespeichermittel, und worin A, B und C Konstanten größer als null sind und ausgewählt entsprechend dem Typ des schaltenden Reglers.

2. Die Schaltung nach Anspruch 1, bei der A, B und C ausgewählt sind gemäß dem Typ des schaltenden Reglers wie folgt:

3. Die Schaltung nach Anspruch 1, bei der der schaltende Regler ein Buck-Wandler ist und A etwa gleich 1 ist, B etwa gleich ein Halb ist und C gleich etwa 2*Rs/L ist.

4. Die Schaltung nach Anspruch 1, bei der der schaltende Regler ein Boost-Wandler ist und A etwa gleich ein Halb ist, B etwa gleich 1 ist und C etwa gleich 2*Rs/L ist.

5. Die Schaltung nach Anspruch 1, bei der das Mittel für das Speichern von Energie ein Transformator ist mit einer Primärwicklung von np Windungen, einer Sekundärwicklung von ns Windungen und einem Windungsverhältnis von n, worin n=ns/np und die Induktivität des Energiespeichermitteis Lp ist.

6. Die Schaltung nach Anspruch 5, bei der A, B und C ausgewählt werden entsprechend dem Typ des schaltenden Reglers wie folgt:

7. Die Schaltung nach Anspruch 5, bei der der schaltende Regler ein Flyback-Wandler ist und n größer als etwa 1 ist, derart, daß A etwa gleich 1/n ist, B etwa gleich 1 ist und C etwa gleich Rs/Lp ist.

8. Die Schaltung nach Anspruch 5, bei der der schaltende Regler ein Flyback-Wandler ist und n kleiner als etwa 1 ist, derart, daß A etwa gleich 1 ist, B etwa gleich n ist und C etwa gleich Rs/(n*Lp) ist.

9. Die Schaltung nach Anspruch 5, bei der der schaltende Regler ein Vorwärtswandler ist und n größer ist als etwa 2, derart, daß A etwa gleich 2/n ist, B etwa gleich 1 ist und C etwa gleich n²*Rs/L ist.

10. Die Schaltung nach Anspruch 5, bei der der schaltende Regler ein Vorwärtswandler ist und n kleiner ist als etwa 2, derart, daß A etwa gleich 1 ist, B etwa gleich n/2 ist und C etwa gleich 2*n*Rs/L ist.

11. Die Schaltung nach Anspruch 1, bei der der schaltende Regler ein Buck-Boost-Wandler ist und A etwa gleich 1 ist, B etwa gleich 1 ist und C etwa gleich Rs/L ist.

12. Ein Verfahren zum Erzeugen eines positiven Kompensationsrampensignals mit einer Steigung (mc) in einem schaltenden Strommodus-Gleichspannungs-/Gleichspannungsregler,umfassend zumindest ein gesteuertes schaltendes Element, welcher Regler auf eine ungeregelte Eingangsspannung (VIN) reagiert und eine geregelte Ausgangsspannung (VOUT) liefert, wobei der schaltende Regler einen Erfassungswiderstand (Rs) hat, der ein Erfassungssignal proportional dem durch das schaltende Element (14) fließenden Strom ist, welches Erfassungssignal verwendet wird zum Steuern des Betriebes des schaltenden Reglers, und mit Mitteln für das Speichern von Energie einschließlich einer Induktivität (L), welches Verfahren den Schritt des Überlagern des erzeugten Rampensignals dem Erfassungssignal umfaßt, wobei das Rampensignal in Beziehung steht mit der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste Spannung proportional der Ausgangsspannung erzeugt wird, eine zweite Spannung proportional der Eingangsspannung erzeugt wird, die entsprechenden konstanten Proportionalitätsfaktoren größer als null und kleiner oder gleich 1 ausgewählt werden entsprechend dem Typ des schaltenden Reglers und daß die Differenz zwischen der ersten und der zweiten Spannung mit einem konstanten Faktor multipliziert wird, bestimmt durch den Widerstandswert des Erfassungswiderstandes, die Induktivität und magnetische Kopplungsparameter in Verbindung mit dem Energiespeichermittel zum Erzeugen einer kompensierenden Rampenspannung mit einer Steigung gleich der multiplizierten Differenz oder diese übersteigend.

13. Eine Schaltung nach Anspruch 1 einschließlich Mitteln (32) für das Erzeugen eines Ladestromes proportional der Differenz zwischen A*VOUT und B*VIN und Mittel, die auf den Ladestrom reagieren zum Erzeugen des Rampensignals mit einer Steigung, ausgewählt entsprechend dem jeweiligen Typ von Gleichspannungs-/Gleichspannungswandler.

14. Die Schaltung nach Anspruch 13, bei der das Mittel für das Erzeugen des proportionalen Ladestroms eine spannungsgesteuerte Stromquelle (32) sind.

15. Die Schaltung nach Anspruch 13, bei der die auf den Strom reagierenden Mittel ein kapazitives Element (CRAMP) umfassen mit einem Wert, der eine Funktion von Rs und L ist.

16. Die Schaltung nach Anspruch 13, bei der die Mittel für das Erzeugen eines Stromes bestehen aus: einem ersten Transistormittel (Q1), bei dem die Basis des ersten Transistormittels mit einem der Mittel für das Unterteilen verbunden ist, der Emitter des ersten Transistormittels auf ein erstes Potential vorgespannt ist und der Kollektor mit einem zweiten Potential derart verbunden ist, daß die Emitter-Basis-Sperrschicht des ersten Transistormittels in Durchlaßrichtung vorgespannt ist und die Kollektor-Basis-Sperrschicht rückwärts vorgespannt ist, und ein zweites Transistormittel (Q2) mit mindestens zwei Kollektoren, bei dem der erste Kollektor des zweiten Transistormittels mit seiner Basis verbunden ist, der Emitter des zweiten Transistormittels mit dem Emitter des ersten Transistormittels verbunden ist und der zweite Kollektor des zweiten Transistormittels verbunden ist mit dem anderen Mittel für das Unterteilen über einen Maßstabswiderstand (RSCALE) und der zweite Kollektor des zweiten Transistormittels den proportionalen Strom zu dem auf den Strom reagierenden Mittel für das Erzeugen des Ramp-Signals liefert.

17. Die Schaltung nach Anspruch 13, bei der die Mittel für das Erzeugen eines Stromes bestehen aus:

einem ersten Transistormittel (Q3), bei dem die Basis des ersten Transistors mit dem Mittel für das Unterteilen verbunden ist, welches verbunden ist mit der Eingangsspannung, und der Kollektor des ersten Transistors verbunden ist mit der Eingangsspannung, und

ein zweites Transistormittel (Q4) mit mindestens zwei Kollektoren, wobei der erste Kollektor des zweiten Transistormittels mit seiner Basis verbunden ist und mit dem ersten Transistoremitter, der Emitter des zweiten Transistormittels verbunden ist mit dem anderen Mittel für das Unterteilen, das verbunden ist mit der Ausgangsspannung über einen Maßstabswiderstand, wobei der andere Teiler ausgewählt wird, derart, daß die Ausgangsspannung unverändert ist, und der zweite Kollektor den proportionalen Strom zu dem Mittel liefert, das auf den Strom reagiert für das Erzeugen des Rampensignals.

18. Die Schaltung nach Anspruch 17, bei der der Emitter des zweiten Transistormittels mit der Ausgangsspannung über einen Maßstabswiderstand (RSCALE) verbunden ist.