WO1997003492A1 - Schaltnetzteil mit magnetischer flussdichtensteuerung - Google Patents

Schaltnetzteil mit magnetischer flussdichtensteuerung Download PDF

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Definitions

  • the switching regulator works as follows
  • a peak current setpoint is specified that is to be achieved in the transformer.
  • a specific pulse width is then set on the transmitter, as shown in FIG. 1. It shows the current i in the transformer, the target value of the peak current I s and the resulting pulse width p.
  • the pulse width p can very quickly assume large values in the case of transient processes, as a result of which the transmitter runs into saturation after only a few cycles, since it no longer completely demagnetizes with large pulse widths.
  • the specified setpoint is not a peak current, but rather the pulse width p (FIG. 2). This is generated by comparing a triangular or sawtooth voltage with the setpoint. But here too there is the same problem that the pulse width p can become too large during transient processes and the transformer no longer demagnetizes.
  • FIG. 2 shows the three signals in voltage mode: triangular voltage Upj, setpoint U s and pulse width
  • the aim of this task was to find a way to limit the pulse width in a switching power supply according to the single-ended forward converter principle in such a way that
  • FIG. 1 shows a current or voltage diagram of a known regulator in current mode
  • FIG. 2 shows two voltage diagrams of a known switching regulator in voltage mode
  • FIG. 3 shows an exemplary embodiment as a block diagram
  • FIG. 4 shows two voltage diagrams of the switching regulator according to FIG. 3.
  • FIG. 3 shows a transformer 17 with two magnetically coupled coils 19, 20, which are supplied by a further coupled coil 18.
  • the coil 20 is connected in parallel with an output capacitor 24 via a rectifier 21 connected in series and a shunt resistor 23.
  • An output terminal 37, 38, a position voltage U can be tapped parallel to the output capacitor 24.
  • the coil 18 is connected to ground at one end and at its second end via a diode 15 with a
  • An integrator 11 is connected to the node 1 between the second end of the coil 19 and the diode 15.
  • the integrator 11 has its input side a resistor Rl and a capacitor Cl, a second end connected to a reference voltage V re f is connected.
  • the reference voltage V re f is connected to the second node 2, which is formed by the capacitor C1 and the resistor R1, via a further resistor 22.
  • a first input 34 of a switching regulator 10 is also connected to node 2.
  • the Switching regulator 10 is preferably provided as a commercially available integrated circuit. It has a comparator 28, the inverting input of which is connected to the first input 34.
  • the non-inverting input of the comparator 28 forms a node 3 at which the
  • Control voltage UR is specified.
  • the node 3 is connected to a second input 35 of the switching regulator 10 via a limitation 27.
  • the output of the comparator 28 is connected to an input R of a flip-flop 31.
  • An oscillator 30 is connected to a set input S of the flip-flop 31.
  • An output Q of the flip-flop 31 is connected to a driver stage 32, the output of which is connected to a control input of a transistor T1 via a terminal 33 and an isolating resistor 39.
  • the switching regulator 10 has a stabilization 29 which is designed to supply the internal assemblies and form a reference voltage V re f.
  • the transistor T1 for example a MUS transistor, has a free-wheeling diode 16 connected in its load circuit.
  • Transistor T1 is connected on the one hand to ground and on the other hand to one end of the further coil 18.
  • the other coil 18 is connected to the mains voltage U A c via a rectifier 26.
  • a filter capacitor 25 is connected to ground.
  • a current regulator 12 is connected at the node between the shunt resistor 23 and the coil 20, the second connection of which is connected to the second input 35 of the switching regulator 10 via a potential separation 13.
  • FIG. 4 shows two diagrams with the time profile of the charging voltage at the three nodes 1 to 3.
  • the upper diagram shows the voltage profile at the first node 1, measured on the coil 19 (auxiliary winding) of the transformer 17.
  • the lower diagram shows the corresponding voltage curve at nodes 2 and 3 in relation to the upper diagram.
  • the flux density change in the transformer can be calculated according to the induction law:
  • ⁇ B is the flux density change sought
  • N is the number of turns of the transformer based on the voltage u to be integrated
  • A is the smallest cross-sectional area of the transformer.
  • Almost every transformer has an auxiliary winding to supply the switching regulator. This can be integrated directly to determine the current flux density.
  • a circuit for the integration of this voltage is very simple. It consists only of an RC element Rl, Cl, the dimensions of which can be easily derived.
  • the invention now lies in not operating the switching regulator in current or voltage mode, but instead specifying a peak flux density as the setpoint value, upon reaching which the switching transistor is switched off.
  • FIG. 3 shows the basic circuit of such a controller and FIG. 4 shows the essential temporal courses using the example of a single-ended forward converter with secondary current control in the steady state.
  • the oscillator 30 is used to generate the switching frequency. He tries at fixed time intervals to turn on the transistor T1 by setting the flip-flop 31. However, this is only set if the comparator does not request a reset pulse. If it is set, T1 switches on and the transformer 17 is magnetized with an intermediate circuit voltage. Cl and Rl form the integrator of the transmitter voltage, so that a voltage proportional to the flux density arises at node 2.
  • the comparator carries out a reset, as a result of which Tl is switched off again. Now the transformer 17 magnetizes over the transistor capacitance of T1. This is also registered at Cl and reproduced correctly. From the end of the remagnetization until the next time the transistor is switched on, the negative premagnetization is retained.

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Abstract

Erfindungsgemäß wird ein Schaltnetzteil mit einem Übertrager vorgeschlagen, bei dem der Ausgangsstrom oder die Ausgangsspannung in Abhängigkeit von der magnetischen Flußdichte des Übertragers gesteuert oder geregelt wird. Dadurch wird vorteilhaft vermieden, daß insbesondere bei großen Pulsweiten der Übertrager in die Sättigung läuft. Durch eine Begrenzung der magnetischen Flußdichte auf einen vorgegebenen Wert können die Leistungsbausteine wegen der begrenzt auftretenden thermischen Belastung optimiert werden.

Description

SCHALTNETZTEIL MIT MAGNETISCHER FLUSSDICHTENSTEUERUNG
Stand der Technik ist es, bei einem Schaltnetzteil den Ausgangsstrom oder die AusgangsSpannung im current- oder im voltagemode zu regeln.
Im current-mode arbeitet der Schaltregler nach folgendem
Prinzip: Es wird ein Spitzenstromsollwert vorgegeben, der im Übertrager erreicht werden soll. Je nach Sollwert stellt sich dann eine bestimmte Pulsweite am Übertrager ein, wie das Figur 1 verdeutlicht. Es zeigt den Strom i im Übertrager, den Sollwert des Spitzenstromes Is und die daraus resultiernde Pulsweite p.
Dabei ist leicht zu erkennen, daß die Pulsweite p bei transienten Vorgängen sehr schnell große Werte annehmen kann, wodurch der Übertrager schon nach wenigen Takten in die Sättigung läuft, da er bei großen Pulsweiten nicht mehr vollständig entmagnetisiert. Man könnte natürlich die Pulsweite p auf einen festen Wert begrenzen, das hat jedoch den Nachteil, daß Weitbereichsnetzteile kaum noch zu realisieren, sind.
Im voltage- mode ist der vorgegebene Sollwert kein Spitzenstrom, sondern direkt die Pulsweite p (Figur 2) . Erzeugt wird diese durch Vergleich einer Dreieck- oder Sägezahnspannung mit dem Sollwert. Aber auch hier besteht das gleiche Problem, daß bei transienten Vorgängen die Pulsweite p zu groß werden kann und der Übertrager nicht mehr entmagnetisiert. Das Figur 2 zeigt die drei Signale im voltage-mode: Dreieckspannung Upj, Sollwert Us und Pulsweite
Ziel dieser Aufgabe ist gewesen, eine Möglichkeit zu finden, die Pulsweite bei einem Schaltnetzteil nach dem Eintakt- Flußwandlerprinzip derart zu begrenzen, daß
Sättigungserscheinungen im Übertrager und die damit verbundenen Überspannungen vermieden werden.
Kern und Vorteile der Erfindung:
Durch die Vorgabe bzw. Begrenzung der maximalen Flußdichte im Übertrager, anstelle des Spitzenstromes oder gar der Pulsweite direkt (current- o. voltage- mode) , ist es möglich, sowohl den Übertrager als auch die Leistungsbausteine optimal auszunutzen, bzw. dem geringsten thermischen Streß auszusetzen (bedingt durch entstehende Überspannungen) .
Desweiteren ergeben sich Vorteile beim Anlauf des Schaltnetzteils, da die Pulsweite niemals unzulässige Werte überschreitet, und durch günstige Anordnung der erforderlichen Komponenten automatisch ein "Sanftanlauf" gegeben ist.
Ein vorteilhafter Nebeneffekt stellt sich für den
Ausgangsregler dar. Während das System insbesondere im current-mode zur Instabilität neigt (zumindest in den Grenzbereichen : Nennlast bei Netzunterspannung, Leerlauf und Kurzschluß des Ausgangs) , zeigt das erfindungsgemäße Schaltreglerprinzip erhöhte Stabilitätseigenschaften. Und letztlich kann der Schaltregler sehr einfach mit existierenden Schaltkreisen (IC) für den current- mode aufgebaut werden. Dabei entfällt der primäre Shunt- Widerstand, was dem Wirkungsgrad des Netzteils zugutekommt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Figur 1 ein Strom- bzw. Spannungsdiagramm eines bekannten Reglers im current-mode, Figur 2 zeigt zwei Spannungsdiagramme eines bekannten Schaltreglers im voltage-mode, Figur 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel als Blockschaltbild und Figur 4 zeigt zwei Spannungsdiagramme des Schaltreglers nach Figur 3.
Beschreibung des Ausführungsbeispiels
Figur 3 zeigt einen Übertrager 17 mit zwei magnetisch gekoppelten Spulen 19, 20, die von einer weiteren gekoppelten Spule 18 versorgt werden. Die Spule 20 ist über einen in Reihe geschalteten Gleichrichter 21 und einem Shuntwiderstand 23 einem Ausgangskondensator 24 parallelgeschaltet. Parallel zum Ausgangskondensator 24 ist eine Ausgangsklemme 37, 38, eine Lagespannung U abgreifbar. Die Spule 18 ist mit ihrem einen Ende auf Masse gelegt und mit ihrem zweiten Ende über eine Diode 15 mit einer
Versorgung 14 verbunden. An dem Knoten l zwischen dem zweiten Ende der Spule 19 und der Diode 15 ist ein Integrierer 11 angeschlossen. Der Integrierer 11 hat eingangsseitig einen Widerstand Rl und einen Kondensator Cl, dessen zweites Ende mit einer Referenzspannung Vref verbunden ist. An dem zweiten Knoten 2, der von dem Kondensator Cl und dem Widerstand Rl gebildet ist, ist über einen weiteren Widerstand 22 die Referenzspannung Vref angeschlossen. An dem Knoten 2 ist desweiteren ein erster Eingang 34 eines Schaltreglers 10 angeschlossen. Der Schaltregler 10 ist vorzugsweise als handelsübliche integrierte Schaltung vorgesehen. Sie hat einen Komparator 28, dessen invertierender Eingang mit dem ersten Eingang 34 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Comparators 28 bildet einen Knoten 3, an dem die
Regelspannung UR vorgegeben wird. Der Knoten 3 ist über eine Begrenzung 27 mit einem zweiten Eingang 35 des Schaltreglers 10 verbunden. Der Ausgang des Comparators 28 ist mit einem Eingang R eine Flip-Flops 31 verbunden. An einen Setzeingang S des Flip-Flops 31 ist ein Oszillator 30 geschaltet. Ein Ausgang Q des Flip-Flops 31 ist mit einer Treiberstufe 32 verbunden, deren Ausgang über eine Klemme 33 und einem Trennwiderstand 39 mit einem Steuereingang eines Transistors Tl verbunden iεt. Vollständigkeitshalber wird noch darauf hingewiesen, daß der Schaltregler 10 eine ??stabilisierung 29 aufweist, die zur Versorgung der internen Baugruppen und Bildung einer RefernzSpannung Vref ausgebildet ist.
Der Transistor Tl, beispielsweise ein MUS-Transistor hat in seinem Lastkreis eine Freilaufdiode 16 geschaltet. Der
Transistor Tl ist einerseits auf Masse und andererseits mit einem Ende der weiteren Spule 18 verbunden. Das andere Spule 18 ist über einen Gleichrichter 26 mit der Netzspannung UAc verbunden. Parallel zu dem Gleichrichter 26 ist ein Siebkondensator 25 gegen Masse geschaltet.
An dem Knoten zwischen dem Shuntwiderstand 23 und der Spule 20 ist ein Stromregler 12 geschaltet, dessen zweiter Anschluß über eine Potentialtrennung 13 mit dem zweiten Eingang 35 des Schaltreglers 10 verbunden ist.
Figur 4 zeigt zwei Diagramme mit dem zeitlichen Verlauf der Ladespannung an den drei Knoten 1 bis 3. Das obere Diagramm zeigt dabei den Spannungsverlauf an dem ersten Knoten 1, gemessen an der Spule 19 (Hilfswicklung) des Übertragers 17. Das untere Diagramm zeigt in zeitlicher Relation zum oberen Diagramm den entsprechenden Spannungsverlauf an den Knoten 2 und 3.
Im folgenden wird die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels nach Figur 3 näher erläutert.
Die Flußdichtenänderung im Übertrager kann nach dem Induktionsgesetz berechnet werden:
Δß=- - dt
N - A
Dabei sind alle Größen im Schaltnetzteil bekannt oder leicht meßbar. ΔB ist die gesuchte Flußdichtenänderung, N ist die Windungszahl des Übertragers bezogen auf die zu integrierende Spannung u, und A ist die kleinste Querschnittsfläche des Übertrzgers. Fast jeder Übertrager besitzt primär eine Hilfswicklung, um den Schaltregler zu versorgen. Diese kann direkt integriert werden, um die momentane Flußdichte zu bestimmen.
Eine Schaltung für die Integration dieser Spannung ist sehr einfach. Sie besteht nur aus einem RC-Glied Rl, Cl, dessen Dimensionierung leicht herzuleiten ist.
Die Erfindung liegt nun darin, den Schaltregler nicht im current- bzw. voltage-mode zu betreiben, sondern als Sollwert eine Spitzenflußdichte vorzugeben, bei dessen Erreichen der Schalttransistor ausgeschaltet wird.
Das Figur 3 zeigt die Prinzipschaltung eines solchen Reglerε und Figur 4 die wesentlichen zeitlichen Verläufe am Beispiel eines Eintakt- Durchflußwandlers mit sekundärer Stromregelung im eingeschwungenem Zustand. Zum Verständnis: In Figur 3 dient der Oszillator 30 zum Erzeugen der Schaltfrequenz. Er versucht in festen Zeitabständen, den Transistor Tl durch das Setzen des Flip- Flops 31 einzuschalten. Dies wird jedoch nur gesetzt, wenn der Comparator keinen Resetimpuls verlangt. Wird es gesetzt, schaltet Tl ein, und der Übertrager 17 wird mit Zwischenkreisspannung aufmagnetisiert. Cl und Rl bilden den Integrierer der Übertragerspannung, so daß am Knoten 2 eine der Flußdichte proportionale Spannung entsteht. Überschreitet diese den am Knoten 3 vorgegebenen Sollwert, der auf eine feste Spannung begrenzt werden kann, so führt der Comparator einen Reset durch, wodurch Tl wieder ausgeschaltet wird. Jetzt magnetisiert der Übertrager 17 über die Transistorkapazität von Tl um. Auch dies wird an Cl registriert und korrekt wiedergegeben. Vom Ende der Ummagnetisierung biε zum nächsten Einschalten des Transistors bleibt die negative Vormagnetisierung erhalten.
Dadurch daß Cl nicht nach Masse geschaltet ist, sondern nach VRef, ergibt sich ein Sanftanlauf beim Starten des
Netzteils. R2 dient lediglich der Offsetanpassung der Spannung am Knoten 2, um den Eingang des Comparators 28 nicht zu übersteuern. Alle Komponenten die unter dem Begriff Schaltregler 10 zusammengefaßt sind gibt es integriert in einem IC in low-cost-Ausführung.

Claims

Ansprüche
1. Schaltnetzteil mit einem Übertrager, mit einem Schaltregler und mit einem Strom- oder Spannungsregler zur Regelung des Ausgangsstromes oder der Ausgangsspannung am Ausgang eines primär getakteten Übertragers, dadurch gekennzeichnet,
- daß Schaltmittel (11) vorgesehen sind, mit denen eine der magnetischen Flußdichte (B) des Übertragers (17) entsprechende MagnetisierungsSpannung (u^) meßbar ist,
- daß die Magnetisierungsspannung (UM.) mit einer vorgegebenen Referenzspannung (Up_) vergleichbar ist und
- daß bei Erreichen der Referenzspannung (UR) die Stromversorgung des Übertragers (17) umschaltbar ist.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel (11) einen Integrierer aufweisen.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrierer (11) eine Reihenschaltung aus einem Widerstand (Rl) und einem Kondensator (Cl) aufweist.
PCT/DE1996/001091 1995-07-08 1996-06-21 Schaltnetzteil mit magnetischer flussdichtensteuerung WO1997003492A1 (de)

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