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Die
Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil (SMPS) und insbesondere einen
Durchflußspannungswandler.
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Ein
SMPS produziert eine geregelte DC-Ausgangsspannung durch Variieren
der Zeitsteuerung, mit der ein Schalter wie etwa ein Transistor ein-
und ausgeschaltet wird, um eine unverarbeitete Versorgungsspannung
an die Primärwicklung
eines Transformators anzukoppeln. Die geregelte Ausgangsspannung
wird durch Gleichrichten der an einer Sekundärwicklung des Transformators
produzierten des Transformators produzierten Spannung erhalten und
zu einer Treiber- oder Steuerschaltung, die das Schalten triggert,
zurückgekoppelt.
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Bei
einem Nullspannungs-Schalt-SMPS des Resonanz- oder abgestimmten
Typs wird ein Transistorschalter an der Primärwicklung eines Transformators
mit einer Klemmdiode parallel- und mit der Primärwicklung in Reihe geschaltet.
An die Primärwicklung
wird ein Kondensator angekoppelt, um einen Resonanzkreis mit der
Induktivität
der Primärwicklung
zu bilden. An der Induktivität
wird während
eines Teils jeder Periode eine im wesentlichen sinusförmige Spannung
erzeugt. Am Ende eines halben Oszillationszyklus leitet die Diode
und klemmt den Kollektor des Transistorschalters auf null Volt.
Das Einschalten des Transistors erfolgt, wenn die Kollektorspannung
auf Nullspannung liegt, um Schaltverluste zu minimieren. Der Resonanzkreis
verringert im Vergleich zu einem vergleichbaren Nicht-Resonanz-Schaltnetzteil
die Spannung an dem Transistor, wenn der Transistor ausgeschaltet
ist.
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Bei
einem Durchflußwandler
wird Energie aus der unverarbeiteten oder ungeregelten Eingangsspannung
während
der Leitung des Schalttransistors an den Ausgang gekoppelt. Bei
einer typischen Halbbrücken- Durchflußwandlerkonfiguration dieses
Typs wird die Sekundärwicklung
des Transformators an eine Reihenschaltung aus einer Gleichrichterdiode,
einer Induktivität
bzw. Drossel und eines Filterkondensators angekoppelt. Die oben
erwähnte Reihendiode
ist zwischen die Sekundärwicklung
und eine Klemm-Fangdiode geschaltet. Die Kathoden der beiden Dioden
sind an die Reiheninduktivität
bzw. -drossel und dann an das Filter bzw. den Ausgangskondensator
angekoppelt. In dem Filterkondensator wird eine Ausgangsversorgungsspannung
entwickelt.
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Es
wird ein Abwärts-Effekt
dergestalt produziert, daß während der
Durchflußleitung
auf der Primärwicklung
die Reihendiode auf der Sekundärwicklung
leitet. Die Drossel begrenzt die Änderungsrate des Stroms in
der Reihendiode. Wenn der Transistorschalter an der Primärwicklung
ausgeschaltet wird, kehrt die Induktivität auf dem primärseitigen
Resonanzkreis die Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators
um, so daß sich
die Reihendiode ausschaltet. Stattdessen liefert die Fangdiode einen Stromweg
zum Leiten des Stroms in der Drossel. Zur Steuerung der Schaltzeiten
des Transistorschalters wird ein Rückkopplungssignal aus der Spannung
an dem Kondensator erhalten.
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Insofern,
als die Rückkopplungsregelung
auf die Spannung an dem mit der Sekundärwicklung assoziierten Ausgangskondensator
anspricht, reagiert die Ausgangsversorgung auf Änderungen der Stromlast auf
der Sekundärseite
auf eine Weise, die die Ausgangsspannung regelt. Es kann jedoch
ein Problem entstehen, wenn mehrere Sekundärwicklungen vorgesehen sind,
um zum Beispiel verschiedene Betriebsspannungen zu produzieren.
Eine Änderung der
Stromlast an einer Sekundärwicklung,
die von der verschieden ist, aus der das Rückkopplungssignal erhalten
wird, kann möglicherweise nicht
vollständig in
dem Rückkopplungssignal
wiedergespiegelt werden. Dies ist auf die hohe Impedanz zurückzuführen, die
durch die oben erwähnte
Reiheninduktivität
oder -drossel eingefügt
wird. Um eine präzisere
Regelung aller aus den Spannungen in den Sekundärwicklungen produzierten Ausgangsspannungen
zu erhalten, kann es vorteilhaft sein, die Impedanz zwischen jeder Sekundärwicklung
und dem assoziierten Filterkondensator zu verringern.
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Gemäß einem
erfindungsgemäßen Merkmal wird
eine Induktivität
mit der Primärwicklung
des Transformators in Reihe geschaltet. Die Induktivität begrenzt
die Änderungsrate
des Stroms in jedem Stromweg, der eine entsprechende Sekundärwicklung
enthält,
während
des Durchlaßleitungsbetriebs. Dementsprechend
ist die Begrenzungsinduktivität
jedem der Stromwege gemeinsam. Vorteilhafterweise kann deshalb die
oben erwähnte
Drossel beseitigt werden. Das Ergebnis ist, daß jede Sekundärwicklung über einen
entsprechenden Gleichrichter über einen
Stromweg mit niedriger Impedanz an einen entsprechenden Filterkondensator
angekoppelt wird. Bei vorbekannten Durchlaßwandlern isoliert dagegen die
Drossel mit hoher Impedanz jede Sekundärwicklung von ihrem Filterkondensator.
Vorteilhafterweise vergrößert der
Stromweg mit niedriger Impedanz die Ausgangsleistungsfähigkeit
der Stromversorgung und ermöglicht
ein verbessertes Tracking zwischen aus Spannungen in den entsprechendenen
Sekundärwicklungen
produzierten gleichgerichteten Ausgangsspannungen.
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Ein
Durchlaßwandler
gemäß der Erfindung enthält einen
Transformator mit einer ersten und einer zweiten Wicklung, eine
Quelle einer Eingangsversorgungsspannung und einen Schalttransistor, der
auf ein periodisches Schaltsteuersignal reagiert, um die Eingangsversorgungsspannung
periodisch an die erste Wicklung anzulegen, um in dem Schalttransistor
Stromimpulse zu erzeugen. An die Sekundärwicklung ist ein Gleichrichter
angekoppelt, um die transformatorgekoppelte Spannung in der Sekundärwicklung
gleichzurichten, um eine an eine Last angekoppelte gleichgerichtete
Ausgangsversorgungsspannung zu erzeugen. Die Ausgangsversorgungsspannung
wird während
eines Teils eines gegebenen Zeitraums erzeugt, indem die Eingangsversorgungsspannung
an die erste Wicklung angelegt wird, um einen Durchlaßwandlerbetrieb
bereitzustellen. An die Sekundärwicklung
ist über
die erste Wicklung eine Induktivität angekoppelt, um eine Änderungsrate
eines in dem Gleichrichter fließenden
Stroms und der Stromimpulse in dem Schalttransistor zu begrenzen.
An die Induktivität
ist ein Kondensator angekoppelt, um einen Resonanzkreis zu bilden,
und eine auf eine in dem Resonanzkreis entwickelte Resonanzspannung reagierende
Steuerschaltung zum Erzeugen des Schaltsteuersignals weist Schaltzeiten
auf, die die Ausgangsversorgungsspannung so steuern, daß in dem
Schalttransistor ein Nullspannungs-Schalten bereitgestellt wird.
Die Steuerschaltung reagiert auf die Stromimpulse in dem Schalttransistor,
um die Schalttransistor-Stromimpulse in einem Strommodus stromimpulsweise
zu steuern.
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Die
erfindungsgemäße Schaltung
reagiert deshalb auf den Strom des Schalttransistors und kann im
Vorwärtskopplungsverfahren
Eingangsspannungen augenblicklich korrigieren, ohne daß der Dynamikumfang
eines Fehlerverstärkers
benutzt werden muß,
und ohne die Verzögerung
des Wartens darauf, daß Eingangsspannungsschwankungen
am Ausgang erscheinen. Auf diese Weise werden sowohl die Vorteile
der Regelung im Strommodus als auch eines abgestimmten Schaltnetzteils
erhalten.
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1 ist
ein Schaltbild einer beispielhaften Ausführungsform der Schaltung der
Erfindung; und
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2a bis 2d sind
Impulsdiagramme von Spannungen und Strömen an mehreren in dem Schaltbild
von 1 identifizierten Punkten während zweier Schaltzyklen.
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Mit
Bezug auf 1 ist ein beispielhafter Nullspannungs-Schaltdurchlaßwandler
bzw. eine Stromversorgung 300 gezeigt, der bzw. die ein
erfindungsgemäßes Merkmal
realisiert. Während
der "Ein-" oder Leitungszeit
eines Schalttransistors Q1 wird Leistung von zum Beispiel 200 Watt
den Lasten 303 und 302 zugeführt, die an die Sekundärwicklungen
T1W2 bzw. T1W3 eines Chopper-Transformators
T1 angekoppelt sind. Der Schalt- oder Chopper-NPN-Transistor Q1
arbeitet als ein Schalter in Reihe mit einer Primärwicklung
T1W1 des Chopper-Transformators
T1, um Strom aus einer Eingangsversorgungs-Gleichstrom-(DC-)Spannung RAW
B+ zu leiten. Der Transformator T1 kann als ein Versorgungs- oder Koppeltransformator
betrachtet werden. Ein Stromtransformator T2, der als ein Steuertransformator
betrachtet werden kann, führt
dem Schalttransistor Q1 und seiner Steuerschaltung Basisstromansteuerung
zu.
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Der
Versorgungs- oder Koppeltransformator T1 kann zum Beispiel als ein
Isolationstransformator dienen, der die "heiße" und "kalte" Masse in einem Verbraucherelektronikgerät trennt.
Die Spannung RAW B+ kann in diesem Fall von einem Brückengleichrichter
abgeleitet werden, der eine Netzspannung gleichrichtet und an einen
(nicht gezeigten) Filterkondensator angekoppelt ist. Die Eingangsspannung
kann auch von einer anderen Gleichstromquelle geliefert werden.
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Außerdem ist
ein Strommeßwiderstand
R7 mit dem Transistor Q1 in Reihe geschaltet. Eine Dämpfungsdiode
D8 klemmt den Kollektor des Transistors Q1 relativ zu Masse, wie
später
erläutert
werden wird. Der Kondensator C8 ist mit der Diode D8 und auch mit
der Primärwicklung
T1W1 parallel geschaltet. Es wird ein Resonanzkreis 301 gebildet,
der aus einem Kondensator C8, einer reflektierten Kapazität CSEC,
einer Induktivität
Lres, der Primärwicklung
T1W1 und der Primärwicklung
T2W1 des Transformators T2 besteht. Die Primärwicklung T1W1 ist mit der
Primärwicklung
T2W1 des Stromtransformators T2 in Reihe geschaltet, der Basisstromansteuerung
für den
Transistor Q1 liefert, wie später
erläutert werden
wird.
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Der
Resonanzkreis produziert eine Resonanzspannung VQ1, wenn der Transistorschalter
Q1 ausgeschaltet ist, und bewirkt insbesondere, daß die Spannung
VQ1 an dem Transistor Q1 (und an dem Kondensator C8) in einer im
wesentlichen sinusförmigen
Halbwelle auf eine Spitze ansteigt und dann auf null abfällt. Nachdem
die Resonanzspannung VQ1 null wird, klemmt die Diode D8 die Spannung VQ1
auf Massepotential. Der Transistor Q1 wird dann bei null Volt wieder
eingeschaltet, um Nullspannungs-Schalten bereitzustellen.
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Eine
Sekundärwicklung
T1W3 des Transformators T1 ist an eine Anode einer Gleichrichterdiode DOUT3
angekoppelt, deren Kathode an einen Filterkondensator CFILTER3 angekoppelt
ist. Die Wicklung T1W3 ist während
des Durchlaßleitungsbetriebes über einen
Stromweg mit niedriger Impedanz an den Filterkondensator CFILTER3
und an die Last 302 angekoppelt. Im Gegensatz zu bestimmten
vorbekannten Schaltungen wird keine Drossel mit der Sekundärwicklung
T1W3 in Reihe geschaltet, wodurch die Impedanz in dem Stromweg zwischen
der Sekundärwicklung
T1W3 und dem Filterkondensator CFILTER3 vorteilhafterweise niedrig
gehalten wird.
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Ähnlich wird
eine zweite Sekundärwicklung T1W2
durch die Gleichrichterdiode DOUT2 an den Filterkondensator CFILTER2
angekoppelt, um die Ausgangsspannung REG B+ bereitzustellen. Außerdem wird
die Sekundärwicklung
T1W2 über
einen Weg mit niedriger Impedanz an den Filterkondensator CFILTER2
angekoppelt. Ähnlich
weist der Stromweg eine niedrige Impedanz auf, weil keine Drossel verwendet
wird.
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Der
Kondensator CSEC kann parallel mit der Wicklung an der Anode des
jeweiligen Gleichrichters in einer der Sekundärwicklungskreise T1W2 und T1W3
oder in beiden vorgesehen werden. Der Kondensator CSEC wird an die
Wicklung T1W1 transformatorgekoppelt, die wie bereits erwähnt einen
Teil der Resonanzkapazität
des Resonanzkreises 301 bildet.
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Die
Steuerung des Tastverhältnisses
des Transsistorschalters Q1 basiert zum Beispiel auf einer direkten
Messung der Ausgangsspannung REG B+, anstelle der Ausgangsspannung
U. Ein Fehlerverstärker
A reagiert auf die Spannung REG B+ und kann zum Beispiel einen Komparator
enthalten, der Eingänge
aufweist, die an die Ausgangsspannung REG B+ und an einen Spannungsteiler,
der eine vorbestimmte Schwelle liefert, angekoppelt sind. Der Fehlerverstärker A ist
optisch durch einen Optokoppler μl
gekoppelt, um einen Triggerpegel bzw. eine Schwelle des Komparatortransistors
Q3 zu steuern.
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Vorteilhafterweise
wird jede der Wicklungen T1W2 und T1W3 eng so an die Primärwicklung T1W1
in dem Transformator T1 angekoppelt, daß Leckinduktivität verringert
wird. Die Leckinduktivität
LL beträgt
ungefähr
1,5 MikroHenry. Jede der Sekundärwicklungen
ist dagegen über
einen entsprechenden Stromweg mit niedriger Impedanz an ihre jeweilige Last
angekoppelt. Folglich tendieren die in den Sekundärwicklungen
T1W2 und T1W3 entwickelten Spannungen dazu, einander zu folgen.
Dies ist aufgrund der Abwesenheit einer herkömmlichen Drossel in Reihe mit
jeder der Sekundärwicklungen
möglich.
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Als
Ausführung
eines erfindungsgemäßen Merkmals
wird die Induktivität
Lres auf der Primärseite
des Transformators T1 transformatorgekoppelt, um die Änderungsrate
jedes der Ströme
IDOUT3 und IDOUT2 in den Stromwegen, die die Dioden IDOUT3 bzw.
IDOUT2 enthalten, während
der Durchlaßleitung
zu begrenzen. Somit ist es vorteilhafterweise nicht erforderlich,
eine Drossel mit irgendwelchen der Wicklungen T1W2 und T1W3 in Reihe
zu schalten. Vorteilhafterweise wird die Induktivität Lres mit
jeder der Wicklungen T1W2 und T1W3 gemeinsam benutzt. Durch Aufrechterhaltung
einer engen Kopplung jeder der Wicklungen T1W2 und T1W3 an die Primärwicklung
T1W2 vereinfacht sich der Entwurf des Transformators T1, und Verluste
in dem Transformator T1 werden reduziert.
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Zusätzlich zu
dem optisch gekoppelten Signal aus dem Optokoppler μl sind die
Basistreiberschaltungen an den Strommeßwiderstand R7 in Reihe mit
dem Schalttransistor Q1 gekoppelt. Wenn der Transistor Q1 eingeschaltet
ist, wird, wie später
erläutert
werden wird, die Spannung an dem Widerstand R7, die proportional
zu dem Strompegel in dem Transistor Q1 ist, an die Basis des Komparatortransistors
Q3 angekoppelt. Der Transistor Q3 bildet mit einem weiteren Transistor
Q2, der an die Basis des Schalttransistors Q1 und an die Sekundärwicklung T2W2
des Stromtransformators T2 zurückgekoppelt ist,
einen regenerierbaren Latch.
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Vorteilhafterweise
ist der in der Sekundärwicklung
T2W2 vorgesehene Strom proportional zu dem Strom in der Primärwicklung
T2W1 des Transformators T2, die mit der Wicklung T1W1 des Transformators
T1 und dem Schalttransistor Q1 in Reihe geschaltet ist. Deshalb
variiert das Basisstrom-Ansteuersignal iB ungefähr linear mit dem Kollektorstrom
iQ1. Vorteilhafterweise wird durch eine Proportional-Ansteuertechnik
eine Überansteuerung der Basis
des Transistors Q1 verhindert. Derselbe Stromtransformator wirkt
zur Bereitstellung der Vorteile des Proportional-Ansteuerungs-,
Selbstoszillations- und Nullspannungs-Schaltens in dem Spannungswandler 300 des
Durchlaßtyps,
wie später
erläutert
werden wird.
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Der
Transistor Q3 des regenerierbaren Latch, der die Transistoren Q2
und Q3 umfaßt,
arbeitet als ein Komparator. Die stromrepräsentative Spannung an dem Widerstand
R7 wird durch den Widerstand R8 an den Ladungskondensator C7 angekoppelt,
und die Spannung an dem Kondensator C7 wird durch einen kleinen
Widerstand R9 an die Basis des Transistors Q3 angekoppelt. Wenn
die Spannung an der Basis des Transistors Q3 die Spannung an seinem
Emitter genug überschreitet,
um den Basis-Ermitter-Übergang
in Vorwärtsrichtung
vorzuspannen, leitet der Transistor Q3 und der durch die Transistoren
Q2 und Q3 gebildete Latch entnimmt Strom aus der Basis des Schalttransistors
Q1 heraus. Die Spannung an dem Emitter des Transistors Q3 wird aus
der Ladung in dem Kondensator C6 entwickelt. Die Emitterspannung
in dem Kondensator C6 wird durch die an Masse gekoppelte Diode D7
auf einen Vorwärtsdiodenspannungsabfall
begrenzt. Die Ladung in dem Kondensator C6 wird wiederaufgefüllt, wenn
der Transistor Q3 leitet, und wird durch den Optokoppler μl abgezogen,
wenn er als Reaktion auf ein Ausgangssignal des Fehlerverstärkers A
leitet.
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Der
Kollektor des NPN des Transistors Q3 ist an die Basis des PNP-Transistors
Q2 und der Kollektor des Transistors Q2 an die Basis des Transistors Q3
angekoppelt, wodurch ein regenerierbarer Schalter gebildet wird.
Eine an den Steueranschluß (d.h. die
Basis) des Schalttransistors Q1 angekoppelte Steuerspannung wird
an dem Emitter des Transistors Q2 entwickelt, wodurch ein Ausgangssignal
der regenerierbaren Schaltanordnung gebildet wird, und wird über einen
Widerstand R5 an die Basis des Transistors Q1 angekoppelt.
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Die
Sekundärwicklung
T2W2 des Stromtransformators T2 liefert eine Ansteuerstromversorgung
für den
Schalttransistor Q1. Die Spannung an der Wicklung T2W2 ist eine
Wechselstrom-(AC-)Spannung, die produziert wird, wenn der Schalttransistor
abwechselnd leitet und ausgeschaltet ist. Wenn der Transistor Q1
eingeschaltet ist, führt vorteilhafterweise
der Transformator T2 dem Transistor Q1 eine Proportional-Ansteuerung
zu, um den Transistor Q1 in Sättigung
zu halten, ohne den Transistor Q1 zu übersteuern. Wenn der Transistor
Q1 dagegen nicht leitend ist, wird die Resonanzspannung VQ1 am Kollektor
des Transistors Q1 dagegen an die Basis des Transistors Q1 angekoppelt,
um den Transistor Q1 nicht leitend zu halten.
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2a bis 2d zeigen
bestimmte in 1 identifizierte Spannungs-
und Stromsignale über
zwei Oszillationszyklen. Das Herauffahren (Start-Up) der Oszillationszyklen
erfolgt aufgrund des durch den Widerstand R4 fließenden Stroms.
Der Widerstand R4 ist mit dem Widerstand R2 in Reihe geschaltet,
koppelt die Versorgung RAW B+ an die Basis des Schalttransistors
Q1. Der Widerstand R4 ist groß und
liefert ein wenig Herauffahr-Basisansteuerstrom für den Transistor
Q1. Während
der Transistor Q1 leitet, bewirkt der Stromtransformator T2 jedoch einen
Stromfluß in
der Sekundärwicklung
T2W2, der proportional zu dem Strom in der Primärwicklung T2W1 ist, als Funktion
ihres Windungsverhältnisses, zum
Beispiel 20% bei einem Windungsverhältnis von 2:10. Die mit der
Sekundärwicklung
T2W2 in Reihe geschaltete Diode D1 koppelt diesen Strom über den Widerstand
an die Basis des Transistors Q1. Der zusätzliche Basisansteuerstrom
erhält
die Sättigung
für den
zusätzlichen
Kollektorstrom auf regenerierbare Weise aufrecht, so daß der Basisstrom
proportional zu der Zunahme des Kollektorstroms zunimmt. Der Transistor
Q1 wird gesättigt,
und der Kollektorstrom fließt
weiter, bis der Basisansteuerstrom durch die Wirkung der Transistoren
Q2 und Q3 weggenommen wird.
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Wenn
die Spannung an dem Strommeßwiderstand
R7 ausreicht, um eine Leitung des Transistors Q3 zu bewirken, wird
Triggerstrom an der Basis des Transistors Q2 bereitgestellt, der
auch leitet und zu der Spannung an der Basis des Transistors Q3 beiträgt, wodurch
zusätzlicher
Ansteuerstrom in dem Transistor Q3 produziert und außerdem auf
regenerierbare Weise zum Latch-On gearbeitet wird. Der Widerstand
R3 und der Kondensator C4 liefern die ordnungsgemäße Vorspannung
für den
Transistor Q2. Die niedrige Impedanz des gelatchten Ansteuertransistors
Q2 nimmt die Basisladung schnell von der Basis des Schalttransistors
Q1 weg. Das Ergebnis ist, daß der
Transistor Q1 ausgeschaltet wird.
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Solange
der Transistor Q1 leitet, fließt
positiver Strom in die Basis durch den Widerstand R2 und den Kondensator
C2, wodurch sich der Kondensator C2 auf mehrere Volt auflädt, und
zwar mehr positiv an dem an die Widerstände R4 und R5 angekoppelten Anschluß und weniger
positiv an der Basis des Transistors Q1. Wenn die Transistoren Q2
und Q3 latchen, liefern sie einen Weg mit niedriger Impedanz nach
Masse, so daß die
Spannung an den Kondensator C2 eine negative Vorspannung an die
Basis des Transistors Q1 anlegt. Dadurch verbessert sich die Geschwindigkeit,
mit der sich der Transistor Q1 ausschaltet, indem die Basisladung
in den Transistor Q1 schnell weggenommen wird.
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Die
Dioden D4 und D5 sind miteinander und dem Emitter des Schalttransistors
Q1 in Reihe geschaltet. Wenn der Transistor Q1 leitet, besteht ein
in Vorwärtsrichtung
vorgespannter Spannungsabfall an den Dioden D4, D5, nämlich etwa
zwei Volt. Der mit den Reihendioden D4, D5 parallelgeschaltete Kondensator
C5 lädt
sich auf diese Spannung auf. Die Ladung an dem Kondensator C5 liefert
eine zuzätzliche
negative Vorspannung während
des Ausschaltens des Transistors Q1 und insbesondere während des
Herauffahrens, wenn der Kondensator C2 möglicherweise nicht völlig geladen
ist. Auf diese Weise wird ausreichend negative Vorspannung an die
Basis des Transistors Q1 angelegt, um ein schnelles Ausschalten
sicherzustellen. Die Diode D6 und der Widerstand R6, die zwischen
den Kollektor des Transistors Q2 und den Strommeßwiderstand R7 geschaltet sind,
zweigen einen Teil des Rückwärtsbasisstroms zu
dem Widerstand R7 ab, dessen Impedanz niedrig ist, zum Beispiel
ein Bruchteil eines Ohms. Dieses Abzweigen verringert die Tendenz,
die Basis des Transistors Q3 zu übersteuern,
wodurch andernfalls eine zu große
Speicherzeit und eine schlechte Schaltleistungsfähigkeit verursacht würden.
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Nachdem
der Transistor Q1 ausgeschaltet ist, produziert die Wicklung T2W2
des Transformators T2 eine negative Spannung an der Reihenschaltung
aus Diode D2 und Widerstand R1. Die Ansteuertransistoren Q2 und
Q3 bleiben gelatcht, bis der durch sie fließende Strom unter eine Schwelle
abfällt, die
notwendig ist, um sie regenerierbar gelatcht zu halten. Danach verhindert
die Spannung an der Reihenschaltung aus Diode D2 und R1, daß der Transistor
Q1 leitet.
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Letztendlich
bewirkt die Resonanzwirkung des Resonanzkreises 301, daß die Basis-Emitter-Spannung
ihre Polarität
umkehrt. Wenn die Spannung an der Basis des Schalttransistors Q1
bis zu einem ausreichenden Betrag zunimmt, beginnt, in der Basis
des Transistors Q1 Strom zu fließen, wodurch Kollektorstrom
produziert wird, der wie besprochen regenerierbar wächst, wodurch
der nächste
Zyklus begonnen wird. Der Kollektorstrom iQ1 in dem Transistor Q1
beginnt zu fließen,
wenn die Kollektorspannung VQ1 bei null Volt liegt. Dadurch wird
Nullspannungs-Schalten erreicht.
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Vorteilhafterweise
ermöglicht
der Stromtransformator T2 Selbstozillationen. In der an diese Sekundärwicklung
T2W2 des Transformators T2 angekoppelten Schaltung begrenzen die
Diode D2 und der Widerstand R1 die während der Aus-Zeit des Transistors
Q1 entwickelte negative Spannung. Da die Diode D2, der Widerstand
R1 und der Kondensator C1 eine niedrige Impedanz bilden, arbeitet
der Transformator T2 während
des Ausschaltintervalls als Stromtransformator. Die Diode D1 liefert
einen Stromweg für
den Durchlaßansteuerstrom
und begrenzt außerdem
das Laden des Kondensators C1, parallel mit der Diode D1, auf die
an der Diode D1 bei Leitung entwickelter Durchlaßspannung. Die Diode D1, der
Widerstand R2 und der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q1
bilden während
des Einschaltintervalls des Transistors Q1 eine niedrige Impedanz.
Somit arbeitet der Transformator T2 als Stromtransformator. Durch
den Betrieb als Stromtransformator muß der Transformator T2 vorteilhafterweise
keine große
magnetische Energie speichern und kann einen kleinen Kern aufweisen.
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Negativer
Basisstrom, der durch die Diode D1 gespart wird, fließt während des
Einschaltintervalls des Transistors Q1 durch den Kondensator C1. Die
Diode D3 und der Kondensator C3 sind so geschaltet, daß sie die
durch den Transformator T2 produzierte negative Spannung gleichrichten
und filtern und stellen eine negative Versorgungsspannung bereit,
die an den Emitter des Fototransistors in dem Optokoppler μl angekoppelt
wird.
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2a-2d zeigen
Signalformen, die zur Erläuterung
der Funktionsweise der in 1 gezeigten
abgestimmten Schaltnetzteilschaltung nützlich sind. Es werden ähnliche Symbole
verwendet, um Punkte oder Wege in der Schaltung von 1 mit
ihren Spannung- und Stromsignalen in 2a-2d zu
identifizieren.
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2a zeigt
die Spannung VQ1 (durchgezogene Linie) und den Strom iQ1 (gestrichelte
Linie) in dem Kollektor des Transistors Q1. 2b zeigt
die Spannung VB (gestrichelte Linie) und den Strom iB (durchgezogene
Linie) an der Basis des Transistors Q1. Wenn positive Basisspannung
VB verfügbar wird,
steigen der Basisstrom iB und der Kollektorstrom iQ1 allmählich an,
bis der Strom iQ1 des Transistors Q1 eine Spitze bei etwa 8A erreicht.
Die Gleichrichter in den Sekundärwicklungen
leiten während
der Durchlaßleitungszeiten
des Transistors Q1, wie durch den Strom iDOUT in 2c gezeigt.
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Auf
das Ausschalten hin wird die Basisstromansteuerung so gesteuert,
daß sie
sich abrupt auf einen negativen Absolutwert umkehrt, der zum Beispiel
um einen Faktor 2 größer als
ihr positiver Wert ist. Während
des Ausschaltens des Transistors Q1 steigt und fällt dann die Resonanzspannung
VQ1 an dem Kollektor des Transistors Q1, die auch die Spannung an
dem Kondensator C8 ist, resonierend.
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Während des
Resonanzzyklus klemmt die Diode D8, nachdem die Spannung VQ1 an
dem Kondensator C8 auf null abfällt,
die Spannung in der Nähe
des Massepotentials und leitet wie in 2d gezeigt
für eine
Zeit, bis der Basis- und der Kollektorstrom iB bzw. iQ1 beginnen,
zuzunehmen.
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Das
gezeigte erfindungsgemäße abgestimmte
Schaltnetzteil arbeitet in einer Strommodusregelung mit stromimpulsweiser
Regelung. Die Stromimpulse iQ1 und iB in dem Kollektor bzw. der
Basis des Transistors Q1 enden, wenn der Kollektorstrom den Schwellenpegel
des Transistors Q3 in 1 erreicht, nämlich der
Pegel des durch den Widerstand R7 gemessenen Stroms ausreicht, um
die Spannung an der Basis des Transistors Q3 um mehr als den Basis-Emitter-Durchlaßvorspannungspegel über die Spannung
an dem Kondensator C6 anzuheben. Die Ladung an dem Kondensator C6
wird durch Leitung des Fototransistors des Optokoppler μl als Reaktion auf
Signale aus dem Fehlerverstärker
A eingestellt. Auf diese Weise wird die Spannung stromimpulsweise
strikt geregelt.
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Die
erfindungsgemäße Schaltung
reagiert auf Strom und kann Eingangsspannungsschwankungen auf RAW
B+ augenblicklich im Vorwärtskopplungsverfahren
korrigieren, ohne daß der
Dynamikumfang des Fehlerverstärkers
A benutzt werden muß und
ohne die Verzögerung
des Wartens darauf, daß Eingangsspannungsschwankungen
am Ausgang erscheinen. Auf diese Weise erhält man sowohl die Vorteile
der Strommodus-Regelung als auch eines abgestimmten Schaltnetzteils.
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Die
Sekundärwicklungen
T1W2 und T1W3 sind in dem Transformator T1 eng an die Primärwicklung
T1W1 gekoppelt. Die niedrige Impedanz in dem Stromweg jeder der
leitfähigen
Dioden DOUT2 und DOUT 3 ist zwischen der entsprechenden Wicklung T1W2
oder T1W3 und dem entsprechenden Filterkondensator CFILTER2 oder
CFILTER3 angeordnet. Aufgrund der niedrigen Impedanz in jedem Stromweg
wird vorteilhafterweise die ungemessene Spannung U bis zu einem
signifikanten Ausmaß geregelt, obwohl
nur die Spannung REG B+ in dem Fehlerverstärker A gemessen wird.