ES2262190T3

ES2262190T3 - Un convertidor directo con un inductor acoplado a un devanado del transformador.

Info

Publication number: ES2262190T3
Application number: ES97940911T
Authority: ES
Inventors: William Vincent Fitzgerald
Original assignee: Thomson Consumer Electronics Inc
Current assignee: Technicolor USA Inc
Priority date: 1996-09-12
Filing date: 1997-09-08
Publication date: 2006-11-16
Anticipated expiration: 2017-09-08
Also published as: JP3924010B2; MY114048A; CN1079608C; CN1236500A; EP0925636B1; DE69735809D1; BR9711738A; KR20000038038A; HK1022790A1; KR100493749B1; AU4258497A; DE69735809T2; TW349287B; US5877946A; EP0925636A1; JP2001500716A; PT925636E; WO1998011656A1; BR9711738B1

Abstract

UN CONVERTIDOR DIRECTO QUE INCLUYE UN TRANSFORMADOR INTERRUPTOR (T1) QUE TIENE UN DEVANADO PRIMARIO (T1W1) Y UNO O MAS DEVANADOS SECUNDARIOS (T1W2, T1W3). HAY UN RECTIFICADOR CORRESPONDIENTE (DOUT2) Y UN CAPACITOR DE FILTRO CORRESPONDIENTE (CFILTER2) ACOPLADOS A CADA DEVANADO SECUNDARIO. HAY UN INDUCTOR (L RES ) ACOPLADO EN SERIE AL DEVANADO PRIMARIO. HAY UN CIRCUITO DE CORRIENTE DE BAJA IMPEDANCIA QUE COMPRENDE EL RECTIFICADOR CORRESPONDIENTE FORMADO ENTRE CADA DEVANADO SECUNDARIO Y EL CAPACITOR DE FILTRO CORRESPONDIENTE. EL INDUCTOR LIMITA LA VELOCIDAD DE CAMBIO DE LA CORRIENTE (IDOUT2) EN CADA CIRCUITO DE CORRIENTE.

Description

Un convertidor directo con un inductor acoplado a un devanado del transformador.

El invento se refiere a una fuente de alimentación del modo conmutación (en adelante SMPS). En particular, el invento se refiere a un convertidor directo de tensión.

Una SMPS produce una salida de c.c. regulada mediante la variación de los tiempos en los que un conmutador tal como un transistor se conecta y desconecta para acoplar una tensión de alimentación sin rectificar al devanado primario de un transformador. La salida regulada se obtiene mediante la rectificación de la tensión producida en un devanado secundario del transformador, y se realimenta a un circuito de excitación o de control que dispara la conmutación.

En una SMPS de conmutación de tensión cero del tipo resonante o sintonizado, un conmutador de transistor instalado en el devanado primario de un transformador se acopla en paralelo con un diodo de fijación de nivel y en serie con el devanado primario. Un condensador está acoplado al devanado primario para formar un circuito resonante con la inductancia del devanado primario. Una tensión sustancialmente sinusoidal se genera en bornes de la inductancia, durante una parte de cada período. Al final de un semiciclo de oscilación, el diodo conduce y fija el nivel de la tensión del colector del conmutador de transistor en cero voltios. La conmutación del transistor a la posición de conectado se produce cuando la tensión del colector está en tensión cero para minimizar las pérdidas por conmutación. El circuito resonante reduce la tensión en bornes del transistor cuando se desconecta el transistor, en comparación con una fuente de alimentación del modo de conmutación no resonante.

En un convertidor directo, la alimentación de la tensión de entrada sin rectificar o no regulada se acopla a la salida durante la conducción del transistor de conmutación. En una configuración típica de convertidor medio directo, el devanado secundario del transformador se acopla a un diodo rectificador, a una bobina de inductancia o a una bobina de choque y a un condensador de filtración, acoplados en serie. El diodo en serie antes mencionado se acopla entre el devanado secundario y un diodo captador de fijación de nivel. Los cátodos de los dos diodos se acoplan a la bobina de inductancia o bobina de choque que están en serie y luego al condensador de filtración o de salida. En el condensador de filtración se genera una tensión de alimentación de salida.

Se produce un efecto de oposición tal que, durante la conducción directa en el devanado primario, conduce el diodo serie del devanado secundario. La bobina de choque limita la velocidad de variación de la intensidad de corriente en el diodo serie. Cuando se desconecta el conmutador de transistor del devanado primario, la bobina de inductancia instalada en el circuito resonante del lado del primario invierte la tensión en bornes del devanado secundario del transformador, haciendo que se desconecte el diodo serie. En su lugar, el diodo captador proporciona un camino de corriente para conducir la corriente en la bobina de choque. Se obtiene una señal de realimentación a partir de la tensión en bornes del condensador para controlar los tiempos de conmutación del conmutador de transistor.

Ya que el control de realimentación responde a la tensión en bornes del condensador de salida asociado con el devanado secundario, la alimentación de salida responde a las variaciones en la carga de corriente en el secundario de una manera que regula la tensión de salida. Sin embargo, se podría plantear un problema cuando se proveen varios devanados secundarios, por ejemplo, para producir tensiones operativas diferentes. Una variación en la carga de corriente sobre un devanado secundario, distinta de aquella de la que se obtiene la señal de realimentación, podría no reflejarse totalmente en la señal de realimentación. Esto se debe a la alta impedancia introducida por la bobina de inductancia o por la bobina de choque conectadas en serie anteriormente mencionadas. Para obtener un control más preciso de todas las tensiones de salida producidas a partir de las tensiones de los devanados secundarios, podría ser ventajoso reducir la impedancia entre cada devanado secundario y el correspondiente condensador de filtración.

De acuerdo con una característica del invento, una bobina de inductancia se acopla en serie con el devanado primario del transformador. La bobina de inductancia limita la velocidad de variación de la intensidad de corriente en cada camino de corriente que incluye un devanado secundario correspondiente, durante el funcionamiento en conducción directa. De ese modo, la bobina de inductancia limitadora es común a cada uno de los caminos de corriente. Por tanto, ventajosamente, se puede eliminar la bobina de choque anteriormente mencionada. El resultado es que cada devanado secundario está acoplado por medio de un rectificador correspondiente a un condensador de filtración correspondiente a través de un camino de corriente de baja impedancia. En contraste con lo anterior, en los convertidores directos de la técnica anterior, la bobina de choque de alta impedancia aísla cada devanado secundario de su condensador de filtración. Ventajosamente, el camino de corriente con baja impedancia aumenta la capacidad de alimentación de salida de la fuente de alimentación, y facilita un seguimiento perfeccionado entre las tensiones de salida rectificadas producidas a partir de las tensiones en bornes de los correspondiente devanados secundarios.

Un convertidor directo de acuerdo con el invento incluye un transformador que tiene un primero y un segundo devanado, una fuente de una tensión de alimentación de entrada, y un transistor de conmutación que responde a una señal periódica de control de conmutación para aplicar periódicamente la tensión de alimentación de entrada al primer devanado con el fin de generar impulsos de intensidad de corriente en el transistor de conmutación. Al segundo devanado está acoplado un rectificador para rectificar una tensión acoplada por transformador en el segundo devanado con el fin de generar una tensión rectificada de alimentación de salida acoplada a una carga. La tensión de alimentación de salida se genera durante una parte de un período determinado cuando la tensión de alimentación de entrada se aplica al primer devanado, para proporcionar el funcionamiento del convertidor directo. Una bobina de inductancia está acoplada al segundo devanado a través del primer devanado para limitar una velocidad de variación de una intensidad de corriente que circule en el rectificador y de los impulsos de corriente en el transistor de conmutación. A la bobina de inductancia está acoplada una capacitancia para formar un circuito resonante, y un circuito de control que responde a la tensión resonante desarrollada en el circuito resonante para generar la señal de control de conmutación tiene unos tiempos de conmutación que controlan la tensión de alimentación de salida para proveer la conmutación de tensión cero en el transistor de conmutación. El circuito de control responde a los impulsos de corriente en el transistor de conmutación para controlar los impulsos de corriente del transistor de conmutación en un modo de intensidad de corriente, sobre un impulso de intensidad de corriente mediante una base de control de impulso de intensidad de corriente.

Por tanto, el circuito del invento responde a la intensidad de corriente del transistor de conmutación y puede corregir instantáneamente en una manera de alimentación directa por las variaciones de la tensión de entrada, sin la necesidad de usar el intervalo dinámico de un amplificador de error, y sin la demora de esperar que las variaciones de la tensión de entrada aparezcan en la salida. De esta manera, se obtienen ambas ventajas de una regulación en modo de intensidad de corriente y de una fuente de alimentación sintonizada del modo de conmutación.

La Figura 1 es un diagrama esquemático que muestra una realización ejemplar del circuito del invento; y

Las Figuras 2a hasta 2d son diagramas de tiempos que muestran las tensiones e intensidades de corriente en varios puntos identificados en el diagrama esquemático de la Figura 1, a través de dos ciclos de conmutación.

Con referencia a la Figura 1, se muestra un ejemplo de una fuente 300 de alimentación o convertidor directo de conmutación de tensión cero que realiza una característica del invento. La alimentación de potencia, por ejemplo 200 vatios, se suministra a las cargas 303 y 302 acopladas a los devanados secundarios T1W2 y T1W3 de un transformador descrestador T1, respectivamente, durante el tiempo de "conexión" o de conducción de un transistor Q1 de conmutación. El transistor Q1 negativo-positivo-negativo (en adelante NPN) de conmutación o descrestador funciona como un conmutador en serie con un devanado primario T1W1 del transformador descrestador T1 para conducir la corriente desde una alimentación de entrada, una tensión RAW B+ en corriente continua (CC). El transformador T1 se puede considerar un transformador de alimentación o de acoplamiento. Un transformador de intensidad T2, que se puede considerar como un transformador de control, suministra excitación de corriente de base al transistor Q1 de conmutación y a su circuito de control.

El transformador T1 de alimentación o de acoplamiento puede servir, por ejemplo, como un transformador de aislamiento que separa las tomas de tierra calientes y frías en un aparato electrónico de consumo. La tensión sin rectificar RAW B+ se puede obtener, en ese caso, de un rectificador puente que rectifica una tensión de alimentación de la red, y se acopla a un condensador de filtración (no mostrado). La tensión de entrada se puede proveer también desde otra fuente de corriente continua.

También en serie con el transistor Q1 está una resistencia R7 de detección de intensidad de corriente. Un diodo amortiguador D8 fija el nivel de la tensión del colector o del transistor Q1 con respecto a tierra, como se explica más adelante. Un condensador C8 está acoplado en paralelo con el diodo C8 y también con el devanado primario T1W1. Se ha formado un circuito resonante 301 que comprende el condensador C8, una capacitancia reflejada CSEC, una bobina de inductancia Lres, un devanado primario T1W1 y un devanado primario T2W1 del transformador T2. El devanado primario T1W1 está acoplado en serie con el devanado primario T2W1 del transformador de intensidad T2 que proporciona excitación de corriente de base para el transistor Q1, como se explica más adelante.

El circuito resonante produce una tensión resonante VQ1 cuando el conmutador de transistor Q1 está desconectado, y en particular hace que la tensión VQ1 en bornes del transistor Q1 ( y del condensador C8) suba hasta un valor de pico y luego disminuya hasta cero en una media onda sustancialmente sinusoidal. Una vez que la tensión resonante llega a cero, el diodo D8 fija el nivel de la tensión VQ1 al potencial de tierra. El transistor Q1 se vuelve a conectar en cero voltios para proveer la conmutación de tensión cero.

Un devanado secundario T1W3 del transformador T1 está acoplado a un ánodo de un diodo rectificador DSALIDA3, cuyo cátodo está acoplado a un condensador de filtración CFILTRO3. El devanado T1W3 está acoplado a través de un camino de baja impedancia, durante la operación de conducción directa, al condensador de filtración CFILTRO3 y a la carga 302. A diferencia de algunos circuitos de la técnica anterior, no se ha provisto una bobina de choque en serie con el devanado secundario T1W3, por lo que, ventajosamente, se mantiene baja la impedancia en el camino de corriente entre el devanado secundario T1W3 y el condensador de filtración CFILTRO3.

Similarmente, un segundo devanado secundario T1W2 está acoplado a través del diodo rectificador DSALIDA2 al condensador de filtración CFILTRO2 para proporcionar una tensión de salida REG B+. El devanado secundario T1W2 está acoplado también a través de un camino de corriente de baja impedancia al condensador de filtración CFILTRO2. Análogamente, el camino de corriente tiene una impedancia baja, porque no se usa bobina de choque.

Se puede incluir el condensador CSEC en uno o en ambos circuitos de devanado secundario T1W1 y T1W3 en paralelo con el devanado sobre el ánodo del respectivo rectificador. El condensador CSEC está acoplado por transformador al devanado T1W1 que forma una parte de la capacitancia resonante, según se ha indicado anteriormente, del circuito resonante 301.

El control del ciclo de trabajo del conmutador de transistor Q1 se basa, por ejemplo, en detectar directamente la tensión de salida REG B+, en lugar de la tensión de salida U. Un amplificador de error responde a la tensión REG B+, y puede incluir, por ejemplo, un comparador que tenga entradas acopladas a la tensión de salida REG B+ y a un divisor de tensión que proporcione un umbral predeterminado. El amplificador de error A se acopla opcionalmente por medio de un opto-acoplador \mul para controlar un nivel o umbral de disparo de un transistor comparador Q3.

Ventajosamente, cada uno de los devanados T1W2 y T1W3 está acoplado firmemente al devanado primario T1W1 del transformador T1 de manera que se reduzca la inductancia de fugas. La inductancia de fugas Li es aproximadamente 1,5 microhenrios Mientras, cada uno de los devanados secundarios está acoplado a su carga respectiva a través de un camino correspondiente de corriente de baja impedancia. Por consiguiente, las tensiones desarrolladas en los devanados secundarios T1W2 y T1W3 tienden a seguirse una a otra. Esto es posible debido a la ausencia de una bobina de choque convencional en serie con cada uno de los devanados secundarios.

En la realización de una característica del invento, la inductancia Lres del lado del primario del transformador T1 está acoplada por transformador para limitar la velocidad de variación de cada una de las intensidades de corriente IDSALIDA3 e IDSALIDA2 de los caminos de corriente que incluyen a los diodos DSALIDA3 y DSALIDA2, respectivamente, durante la conducción directa. De ese modo, ventajosamente, no se requiere una bobina de choque para acoplarla en serie con ninguno d los devanados T1W2 y T1W3. Ventajosamente, la inductancia Lres es compartida en común con cada uno de los devanados T1W2 y T1W3. El hecho de mantener a cada uno de los devanados T1W2 y T1W3 firmemente acoplados al devanado primario T1W1 simplifica el diseño del transformador t1 y reduce las pérdidas en el transformador T1.

Además de la señal acoplada ópticamente procedente del opto-acoplador \muI, los circuitos de excitación base están acoplados a la resistencia R7 de detección de intensidad de corriente en serie con el transistor Q1 de conmutación. Cuando se conecta el transistor Q1, como se explica más adelante, la tensión en bornes dE ela resistencia R7, que es proporcional al nivel de intensidad de corriente en el transistor Q1, se acopla a la base del transistor comparador Q3. El transistor Q3 forma una retención regenerativa con otro transistor Q2, que se ha vuelto a acoplar a la base del transistor Q1 de conmutación y al devanado secundario T2W2 del transformador de intensidad T2.

Ventajosamente, la intensidad de corriente suministrada en el devanado secundario T2W2 es proporcional a la intensidad de corriente en el devanado primario T2W1 del transformador T2, que está en serie con el devanado T1W1 del transformador T1 y con el transistor Q1 de conmutación. Por tanto, la señal iB de excitación de corriente de base varía aproximadamente de un modo lineal con la intensidad IQ1 de la corriente del colector. Ventajosamente, se impide la sobre-excitación de la base del transistor Q1 mediante una técnica de excitación proporcional. El mismo transformador de intensidad funciona para proveer las ventajas de excitación proporcional, auto-oscilación y conmutación de tensión cero en el convertidor 300 de tensión tipo directo, como se explica más adelante.

El transistor Q3 de la retención regenerativa, que comprende los transistores Q2 y Q3, funciona como un comparador. La tensión representativa de la intensidad de corriente en bornes de la resistencia R7 se acopla al condensador C7 de carga a través de la resistencia R8, y la tensión en bornes del condensador C7 se acopla a la base del transistor Q3 a través de una pequeña resistencia R9. Cuando la tensión en la base del transistor Q3 excede a la tensión en su emisor lo suficiente para realizar una polarización directa de la unión base-emisor, el transistor Q3 conduce y la retención formada por los transistores Q2 y Q3 se lleva la corriente lejos de la base del transistor Q1 de conmutación. La tensión en el emisor del transistor Q3 se desarrolla a partir de la carga en el condensador C8. La tensión de emisor en el condensador C6 está limitada a una caída de diodo directo por el diodo D7, acoplado a tierra. La carga en el condensador C6 se rellena mientras el transistor Q1 está conduciendo, y se drena mediante el opto-acoplador \mui cuando éste conduce en respuesta a una señal de salida del amplificador de error A.

El colector del transistor NPN Q3 está acoplado a la base del transistor PNP Q2 y el colector del transistor Q2 está acoplado a la base del transistor Q3, formando un conmutador regenerativo. En el emisor del transistor Q2 se desarrolla una tensión de control acoplada al terminal de control (es decir, a la base) del transistor Q1 de conmutación, que forma una salida de la disposición de conmutador regenerativo y se acopla a la base del transistor Q1 a través de una resistencia R5.

El devanado secundario T2W2 del transformador de intensidad T2 provee una alimentación de corriente de excitación para el transistor Q1 de conmutación. La tensión en bornes del devanado T2W2 es una tensión en corriente alterna (c.a.), producida cuando el transistor de conmutación conduce y se desconecta alternativamente. Ventajosamente, cuando el transistor Q1 está conectado, el transformador T2 provee excitación proporcional al transistor Q1 para mantener al transistor Q1 en saturación sin sobre-excitar al transistor Q1. Por otra parte, cuando el transistor Q1 no está conduciendo, la tensión resonante VQ1 en el colector del transistor Q1 se acopla a la base del transistor Q1 para mantener sin conducir al transistor Q1.

Las Figuras 2a hasta 2d ilustran ciertas señales de tensión e intensidad identificadas en la Figura 1, a través de dos ciclos de oscilación. Con la alimentación conectada, la iniciación de los ciclos de oscilación se produce debido a la corriente que circula por la resistencia R4. La resistencia R4, acoplada en serie con la resistencia R2, acopla la alimentación RAW B+ a la base del transistor Q1 de conmutación. La resistencia R4 tiene un valor resistivo alto, y suministra una pequeña cantidad de excitación de corriente de base de iniciación al transistor Q1. Sin embargo, cuando el transistor Q1 conduce, el transformador de intensidad T2 hace que circule una corriente en el devanado secundario T2W2 que es proporcional a la intensidad de corriente en el devanado primario T2W1, en función de su relación de transformación, por ejemplo un 20% para una relación de transformación de 2:10. El diodo D1, en serie con el devanado secundario T2W2, acopla esta intensidad de corriente a través de la resistencia R2 a la base del transistor Q1. La corriente adicional de excitación de base sostiene la saturación para la corriente adicional de colector de una manera regenerativa, haciendo que la intensidad de la corriente de base aumente en proporción al aumento de la intensidad de corriente del colector. El transistor Q1 se satura y la corriente del colector continúa circulando hasta que la intensidad de corriente de base se elimina por la acción de los transistores Q2 y Q3.

Cuando la tensión en bornes de la resistencia R7 de detección de intensidad de corriente es suficiente para dar lugar a que conduzca el transistor Q3, se suministra una intensidad de corriente de disparo en la base del transistor Q2, que también conduce y se suma a la tensión en la base del transistor Q3, produciendo una corriente de excitación adicional en el transistor Q3 y funcionando también de una manera regenerativa para conectar la retención. La resistencia R3 y el condensador C4 proporcionan la polarización adecuada para el transistor Q2. La baja impedancia del transistor de excitación retenido elimina rápidamente la carga de base de la base del transistor Q1 de conmutación. El resultado es que el transistor Q1 se desconecta.

Durante el tiempo que el transistor Q1 está conduciendo, una corriente positiva circula en la base a través de la resistencia R2 y condensador C2, que da lugar a que el condensador C2 se cargue a varios voltios, más positiva en el terminal acoplado a las resistencias R4 y R5 y menos positiva en la base del transistor Q1. Cuando los transistores Q2 y Q3 se retienen, proporcionan un camino de baja impedancia a tierra, dando lugar a que la tensión en bornes del condensador C2 aplique una polarización negativa a la base del transistor Q1. Esto mejora la velocidad a la que el transistor Q1 se desconecta mediante la eliminación rápida de la carga de base en el transistor Q1.

Los diodos D4 y D5 están acoplados en serie entre sí y con el emisor del transistor Q1 de conmutación. Cuando el transistor Q1 está conduciendo, hay una caída de tensión de polarización directa a través de los diodos D4, D5, a saber, alrededor de dos voltios. El condensador C5, en paralelo con los diodos en serie D4, D5, se carga a esta tensión. La carga del condensador C5 provee una polarización negativa adicional durante la desconexión del transistor Q1, especialmente durante la iniciación, cuando el condensador C2 podría no estar totalmente cargado. De esta manera, se aplica una polarización negativa suficiente a la base del transistor Q1 para asegurar una rápida desconexión. El diodo D6 y la resistencia R6, que están acoplados entre el colector del transistor Q2 y la resistencia R7 de detección de corriente, derivan algo de la corriente inversa de base a la resistencia R7, que tiene una impedancia baja, por ejemplo una fracción de ohmio. Esta derivación reduce la tendencia a sobre-excitar la base del transistor Q3, que de lo contrario podría causar un tiempo de almacenamiento excesivo y un rendimiento deficiente de conmutación.

Después que se ha desconectado el transistor Q1, el devanado T2W2 del transformador T2 produce una tensión negativa a través del diodo D2 y de la resistencia R1 acoplados en serie. Los transistores de excitación Q2 y Q3 permanecen retenidos hasta que la intensidad de la corriente que circula a través de ellos disminuye por debajo de un valor umbral necesario para mantenerlos retenidos regenerativamente. A partir de entonces, la tensión en bornes del diodo D2 y de la resistencia R1 acoplados en serie impide que el transistor Q1 conduzca.

Eventualmente, la acción resonante del circuito resonante 301 da lugar a que la tensión emisor-base invierta su polaridad. Cuando la tensión en la base del transistor de conmutación Q1 aumenta hasta una amplitud suficiente, empieza a circular corriente en la base del transistor Q1, produciendo una corriente de colector que crece regenerativamente según se ha explicado, comenzando el ciclo siguiente. La corriente IQ1 de colector en el transistor Q1 comienza a circular cuando la tensión VQ1 de colector está en cero voltios. Por tanto, se obtiene la conmutación de la tensión cero.

Ventajosamente, el transformador T2 proporciona auto-oscilaciones. En el circuito acoplado al devanado secundario T2W2 del transformador T2, el diodo D2 y la resistencia R1 limitan la tensión negativa generada durante el tiempo de desconexión del transistor Q1. Como el diodo D2, la resistencia R1 y el condensador C1 forman una baja impedancia, el transformador T2 funciona como un transformador de intensidad durante el intervalo del tiempo de desconexión. El diodo D1 provee un camino de corriente para la corriente de excitación directa y también limita la carga del condensador C1, en paralelo con el diodo D1, a la tensión directa desarrollada en bornes del diodo D1 cuando conduce. El diodo D1, la resistencia R2 y la unión de base-emisor del transistor Q1 forman una baja impedancia durante el intervalo de conexión del transistor Q1. De ese modo, el transformador T2 trabaja como un transformador de intensidad. Ventajosamente, mediante su funcionamiento como un transformador de intensidad, el transformador T2 no necesita tener que almacenar una gran cantidad de energía magnética y puede tener un núcleo pequeño.

Una corriente negativa de base, que está bloqueada por el diodo D1, circula a través del condensador C1 durante el intervalo de desconexión del transistor Q1. El diodo D3 y el condensador C3 están acoplados para rectificar y filtrar la tensión negativa producida por el transformador T2, y proveer una tensión de alimentación negativa acoplada al emisor del fototransistor en el opto-acoplador \muI.

Las Figuras 2a hasta 2d ilustran formas de onda útiles para explicar el funcionamiento del circuito de fuente de alimentación sintonizada de modo conmutación representado en la Figura 1. Se usan símbolos similares para identificar puntos o caminos del circuito de la Figura 1 con sus señales de tensión e intensidad de las Figuras 2a hasta 2d.

La Figura 2a muestra la tensión VQ1 (en una línea llena) y la intensidad IQ1 (en línea de trazos) en el colector del transistor Q1. La Figura 2b muestra la tensión VB (línea de trazos) y la intensidad IB (línea llena) en la base del transistor Q1. Cuando llega a hacerse disponible la tensión positiva VB de base, la intensidad IB de la corriente de base y la intensidad IQ1 de la corriente del colector aumentan gradualmente hasta que la intensidad IQ1 de la corriente del transistor Q1 alcanza un valor de pico en alrededor de 8A. Los rectificadores de los devanados secundarios conducen, durante los tiempos de conducción directa del transistor Q1, representado por la intensidad IDSALIDA en la Figura 2c.

Tras la desconexión, la excitación de corriente de base se excita para invertir bruscamente a un valor absoluto negativo mayor que su valor positivo, por ejemplo por un factor de dos. Durante la desconexión del transistor Q1, la tensión resonante VQ1 en el colector del transistor Q1, que es también la tensión en bornes del condensador C8, sube y luego cae, de modo resonante.

Durante el ciclo resonante, después que la tensión VQ1 en bornes del condensador C8 cae hasta cero, el diodo D8 fija el nivel de la tensión hasta casi el potencial de tierra, conduciendo durante un tiempo como se muestra en la Figura 2d hasta que las intensidades de corriente IB e IQ1 de base y colector empiezan a aumentar.

La fuente de alimentación sintonizada de modo de conmutación del invento funciona en un control de modo de intensidad, sobre una base de control de impulso de intensidad por impulso de intensidad. Los impulsos de intensidad IQ1 e IB en el colector y en la base del transistor Q1, respectivamente, terminan cuando la intensidad de la corriente del colector alcanza el nivel umbral del transistor Q3 de la Figura 1, a saber, el nivel de la intensidad de corriente detectada por la resistencia R7 suficiente para elevar la tensión en la base del transistor Q3 en un valor superior al nivel de tensión de polarización directa sobre la tensión en bornes del condensador C6. La carga sobre el condensador C8 se ajusta mediante la conducción del fototransistor del opto-acoplador \muI, en respuesta a las señales del amplificador A de error. De esta manera la tensión se regula con precisión sobre una base de impulso de intensidad.

El circuito del invento responde a la intensidad de la corriente y puede corregir instantáneamente en un modo directo de alimentación por las variaciones de la tensión de entrada sobre RAW B+, sin necesidad de usar el intervalo dinámico del amplificador A de error y sin la demora de esperar que aparezcan en la salida las variaciones de la tensión de entrada. De este modo, se obtienen ambas ventajas de la regulación de modo de intensidad de corriente y de una fuente de alimentación sintonizada del modo de conmutación.

Los devanados secundarios T1W2 y T1W3 están firmemente acoplados en el transformador T1 al devanado primario T1W1. La baja impedancia en el camino de la corriente de cada uno de los diodos conductores DSALIDA2 y DSALIDA 3 se interpone entre el correspondiente devanado T1W2 o T1W3, y el correspondiente condensador de filtración CFILTRO2 o CFILTRO3. Ventajosamente, debido a la baja impedancia en cada uno de los caminos de corriente, la tensión U no detectada se regula hasta una extensión significativa incluso aunque solamente se detecte la tensión REG B+ en el amplificador A de error.

Claims

1. Un convertidor directo, que comprende:

un transformador (T1) que tiene un primer devanado (T1W1) y un segundo devanado (T1W2);

una fuente de una tensión de alimentación de entrada (RAW B +);

un transistor de conmutación (Q1) que responde a una señal periódica (iB) de control de conmutación para aplicar periódicamente dicha tensión de alimentación de entrada a dicho primer devanado con el fin de generar impulsos de intensidad de corriente (iQ1)en dicho transistor de conmutación;

un rectificador (DSALIDA2) acoplado a dicho segundo devanado para rectificar una tensión acoplada por transformador en dicho segundo devanado para generar una tensión de alimentación de salida rectificada (REG B+) acoplada a una carga (303), generándose dicha tensión de alimentación de salida durante una parte de un período determinado cuando dicha tensión de alimentación de entrada se aplica a dicho primer devanado, para proveer el funcionamiento del convertidor
directo:

una bobina de inductancia (L_{res}) acoplada a dicho segundo devanado (T1W2) a través de dicho primer devanado (T1W1) para limitar una velocidad de variación de una intensidad de la corriente que circula en dicho rectificador (DSALIDA2) y de dichos impulsos de intensidad de corriente en el citado transistor de conmutación (Q1);

una capacitancia (C8) acoplada a dicha bobina de inductancia para formar un circuito resonante (301) cuando dicho transistor no conduce; y

un circuito de control (Q2, Q3) que responde a una tensión resonante (VQ1) desarrollada en dicho circuito resonante para generar dicha señal de control de conmutación que tiene unos tiempos de conmutación que controlan dicha tensión de alimentación de salida (REG B+) para proporcionar una conmutación de tensión cero en dicho transistor de conmutación (Q1), cuyo circuito de control (Q2, Q3) responde a dichos impulsos de intensidad de corriente (iQ1) de dicho transistor (Q1) para controlar los impulsos de intensidad de corriente de dicho transistor de conmutación (Q1) en un modo de intensidad, sobre una base de control de impulso de intensidad por impulso de intensidad.

2. Un convertidor de acuerdo con la Reivindicación 1, en el que dicha bobina de inductancia (L_{res}) está acoplada en serie con dicho primer devanado (T1W1).

3. Un convertidor de acuerdo con la Reivindicación 1, en el que se ha formado una baja impedancia (DSALIDA conductor) en un camino de corriente entre dicho devanado secundario (T1W2) y dicha carga (303) durante dicha parte de período.

4. Un convertidor de acuerdo con la reivindicación 1, en el que dicho circuito de control (Q2, Q3) responde a dicha tensión de alimentación de salida (REG B+) para variar un ciclo de trabajo de dicha señal (VB) de control de conmutación en una modalidad de realimentación negativa para regular dicha tensión de alimentación de salida.

5. Un convertidor directo de acuerdo con la Reivindicación 1, que comprende además un condensador de filtración (CFILTRO2) acoplado a dicho rectificador (DSALIDA2), en el que se forma una baja impedancia (DSALIDA 2 conductor) en un camino de corriente entre dicho segundo devanado (T1W2) y dicho condensador de filtración y en el que dicha bobina de inductancia (L_{res}) limita la circulación de corriente en dicho camino de corriente.

6. Un convertidor directo de acuerdo con la Reivindicación 1, en el que dichos primero (T1W1) y segundo (T1W2) devanados forman un devanado de primario y un devanado de secundario de dicho transformador (T1), respectivamente.

7. Un convertidor directo de acuerdo con la Reivindicación 1, en el que dicho transformador comprende además:

un tercer devanado (T1W3); y

un segundo rectificador (DSALIDA 3) acoplado a dicho tercer devanado para rectificar una tensión acoplada por transformador desarrollada en dicho tercer devanado con el fin de producir una segunda tensión rectificada de salida (U) acoplado a una segunda carga (302), cuya bobina de inductancia (L_{res}) está acoplada a dicho tercer devanado a través de dicho primer devanado (T1W1) para limitar una velocidad de variación de una intensidad de corriente (DSALIDA 3) en dicho segundo rectificador.

8. Un convertidor directo de acuerdo con la Reivindicación 7, en el que dichos devanados segundo (T1W2) y tercero (T1W3) están fuertemente acoplados para proporcionar el seguimiento de las tensiones desarrolladas en los mismos.

9. Un convertidor directo de acuerdo con la Reivindicación 7, en el que se ha formado una baja impedancia (DSALIDA3 conductor) en un camino de corriente entre dicho tercer devanado (T1W3) y dicho segundo rectificador (DSALIDA3).

10. Un convertidor directo, que comprende:

un transformador (T1) que tiene un primer devanado (T1W1), un segundo devanado (T1W2) y un tercer devanado (T1W3);

una fuente de una tensión de alimentación de entrada (RAW B+);

un transistor (Q1) de conmutación que responde a una señal periódica (Ib) de control de conmutación para aplicar periódicamente dicha tensión de alimentación de entrada a dicho primer devanado con el fin de generar impulsos de intensidad de corriente (IQ1) en dicho transistor de conmutación;

un primer rectificador (DSALIDA2) acoplado a dicho segundo devanado para rectificar una tensión acoplada por transformador desarrollada en dicho segundo devanado, cuya tensión acoplada por transformador se acopla por medio de dicho primer rectificador a una primera carga (303) para desarrollar una primera tensión rectificada de alimentación de salida (REG B+) en dicha primera carga, durante una parte de un período determinado cuando dicha tensión de alimentación de entrada se aplica a dicho primer devanado en un funcionamiento de convertidor directo, de tal manera que un primer camino de corriente entre dicho segundo devanado y dicha primera carga y que incluye a dicho primer rectificador, tiene una baja impedancia;

un segundo rectificador (DSALIDA3) acoplado a dicho tercer devanado para rectificar una tensión de transformador desarrollada en dicho tercer devanado con el fin de generar una segunda tensión rectificada de salida (U) acoplada a una segunda carga (302), de tal manera que un segundo camino de corriente entre dicho tercer devanado y dicha segunda carga y que incluye a dicho segundo rectificador tiene una baja impedancia durante dicha parte de período;

una bobina de inductancia (L_{res}) acoplada a dicho primer devanado para limitar en común una velocidad de variación de una intensidad de corriente que circula en cada uno de dichos primero y segundo caminos de corriente y en dicho transistor de conmutación;
y

un circuito de control (Q2, Q3) para generar dicha señal de control de conmutación, que tiene unos tiempos de conmutación que controlan dichos impulsos de intensidad de corriente del transistor de conmutación en una base de control de modo de intensidad de corriente.

11. Un convertidor directo de acuerdo con la Reivindicación 10, en el que cada uno de dichos devanados segundo (T1W2) y tercero (T1W3) está firmemente acoplado a dicho primer devanado (T1W1) para reducir la inductancia de fugas en dicho transformador (T1).