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Vorschaltgerät zum Anschluß einer Entladungslampe
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Die Erfindung betrifft ein Vorschaltgerät zum Anschluß einer Entladungslampe
an ein Wechselspannungsnetz gemäß Oberbegriff von Anspruch 1.
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Durch den dem Wechselrichter vorgeschalteten Zweipunktregler sollen
dabei ein im wesentlichen sinusförmiger Netzstrom erreicht werden. Bei einer bekannten
Anordnung dieser Art ist der Wechselrichter praktisch direkt an das Wechselspannungsnetz
angeschlossen; dem Zweipunktregler wird dabei der Strom der Entladungslampe als
Istwert zugeführt. Infolge dessen ist die Wechselspannung an der Entladungslampe
mit der Frequenz der Netz wechselspannung moduliert, wodurch die Stabilität der
Entladung in der Lampe und auch die Lichtausbeute beeinträchtigt ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Vorschaltgerät zum Betrieb
einer Entladungslampe anzugeben, mit dem sich einerseits eine stabile Entladung
bei hoher Lichtausbeute erreichen läßt und das andererseits eine möglichst sinusförmige
Netzbelastung bei geringen Eigenverlusten und vertretbarem Aufwand sicherstellt.
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Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist durch die Merkmale
des Anspruches 1 gekennzeichnet.
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Bei einem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät erhält die Entladungslampe
eine verhältnismäßig hochfrequente Speisespannung mit im wesentlichen konstanter
Amplitude, so
daß such eine stabile Entladung und eine optimale
Lichtausbeute erzielen läßt.
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Die Hysterese des Zweipunktreglers, d.h. also der Abstand von Ein-
und Ausschaltwert, kann konstant oder vom Sollwert abhängig sein: Im ersteren Falle
ergibt sich eine im wesentlichen konstante Schaltfrequenz, die durch die Bemessung
der Zeitkonstanten und der Größe der Hysterese so eingestellt wird, daß sie etwa
zwischen 30 und 60 kHz liegt.
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Vorzugsweise wird jedoch die Hysterese von der Größe des Sollwertes
abhängig gemacht, um zu erreichen, daß der Regler den Haupttransistor erst einschaltet,
wenn der Strom durch den Speicherkondensator Null ist: Dadurch lassen sich die Einschaltverluste
im Haupttransistor wesentlich reduzieren, was bei der hohen Schaltfrequenz, die
auch in diesem Fall ~zwischen 30 und 60 kHz liegt, eine große Bedeutung hat. Allerdings
lst--dann zusätzliches Siebglied vor dem Hauptgleichrichter erforderlich, wenn hohe
Anforderungen an die Form des dem Netz entnommenen Stromes gestellt werden.
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Da nun bei der Erfindung - wie bei jedem Vorschaltgerät -die Dimensionierung
auf die Leistung der Lampe zugeschnitten ist, kommt es bei Leerlauf oder bei Anschluß
einer Lampe mit zu niedriger Leistungsaufnahme zu einer unzulässigen Spannungserhöhung.
Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung wird daher in einem solchen Betriebszustand
die weitere Aufladung des Speicherkondensators durch den Regler unterbunden.
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Im Falle einer Uberlastung des Gerätes durch eine Lampe zu großer
Leistungsaufnahme wird der Wechselrichter abgeschaltet, was zu einer Erhöhung der
Spannung am Spei-
cherkondensator und deshalb dann zu einer Abschaltung
des Reglers führt.
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Bei einem Vorschaltgerät der eingangs genannten Art entstern bei der
Erzeugung der für den Regler erforderlichen, verhältnismäßig niedrigen Betriebsspannungen
Verluste, da diese Spannungen wesentlich niedriger als die Betriebsspannung des
Leistungskreises (ca. 300 Volt) sind. Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung werden
daher diese Betriebsspannungen von einem kapazitiven Spannungsteiler am Ausgang
eines Zusatzgleichrichters abgegriffen, der über Kondensatoren an das rSechselspannungsnetz
angeschlossen ist. Dabei lassen sich diese Kondensatoren dann noch besonders klein
dimensionieren, wenn der besonders große Steuerstrom für den Haupttransistor nicht
dem Zusatzgleichrichter sondern dem Hauptgleichrichter entnommen wird. Hierzu-erhält
die Ladedrossel gemäß einer Weiterbildung der Erfindung eine Sekundärwicklung, durch
die der kapazitive Spannungsteiler ü-ber eine Entkopplungsdiode während der Aufladezeit
der Ladedrossel zusätzlich gespeist wird.
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Wegen des'apazitiven Spannungsteilers am Zusatzgleichrichter steht
jedoch de Betriebsspannung nach Anschalten des Vorschaltgerätes nicht sofort in
voller Höhe zur Verfügung, so daß eine eindeutige Steuerung des Haupttransistors
als Schalter nicht gewährleistet ist. Durch eine Schutzschaltung wird daher ein
Takten des Reglers während dieser Anlaufphase unterbunden.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird anhand der Figuren erläutert,
es zeigen:
FIG 1 ein Schaltbild des Leistungskreises, FIG 2 das
Schaltbild des in FIG 1 mit X bezeichneten Reglers, FIG 3 das Schaltbild der in
FIG 1 mit S bezeichneten Schutzeinrichtung, und FIG 4 das Schaltbild des in FIG
1 mit W bezeichneten Wechselrichters.
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Der Speicherkondensator C18 ist über die Ladediode D27 und die Ladedrossel
L41 sowie einen Hauptgleichrichter G1 an die Klemmen eines Wechselspannungsnetzes
N angeschlossen. Zur Regelung der Spannung an dem Speicherkondensator C18 dient
der Haupttransistor V6, über den die Ladedrossel L41 an den Hauptgleichrichter schaltbar
und dadurch aufladbar ist. Zwischen-Haupttransistor und Speicherkondensator einerseits
und Hauptgleichrichter G1 andererseits liegt noch ein Meßwiderstand R33, dessen
Signal nach Verzögerung über Widerstand R27 und Kondensator C14 dem Eingang x6 des
Zweipunktreglers X zugeführt wird, der den Haupttransistor V6 als Schalter steuert:
Bei durchgeschaltetem Haupttransistor lädt sich die Drossel L41 und verzögert der
Kondensator C14 auf, bis letzterer den dem Regler X vorgegebenen Sollwert erreicht.
Dieser Sollwert wird dem Regler X über die Klemmen x1 und x2 zugeführt und hat die
Form einer ungeglätteten gleichgerichteten Wechselspannung, so daß der aus dem Netz
gezogene Strom im Mittel einen sinusförmigen Verlauf hat.
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Sobald der Istwert den Sollwert erreicht hat, schaltet der Regler
X den Haupttransistor V6 ab: Die Drossel L41 gibt dann ihre Energie über die Ladediode
D27 an den Speicherkondensator C18 ab, dessen Spannung in der Zwischenzeit infolge
der Belastung durch den Wechselrichter W etwas abgesunken war. Während der Aufladung
des Speicherkondensators nimmt das Signal am Meßwiderstand R33 und das Signal am
Kondensator C14 verzögert ab. Das Verzögerungsglied R27/C14 ist so bemessen, daß
die Spannung an C14 gerade dann den unteren Umschaltpunkt des Reglers X erreicht,
wenn der Strom durch den Speicherkondensator C18 Null geworden ist: Bei der.dann
folgenden
Ein-schaltung von V6 hat dieser Transistor weder einen
Reststrom der Drossel noch einen Rückstrom der Diode D27 zu übernehmen, so daß praktisch
keine Einschaltverluste entstehen.
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Die Betriebsspannungen für den Regler X-und die Schutzeinrichtung
S werden von dem Zusatzglei-chrichter G2 geliefert, der über Kondensatoren C6, C7
an das Wechselspannungsnetz N angeschlossen ist und der in Reihenschaltung die Ladekondensatoren
C8 und C9 speist; der Verbindungspunkt dieser beiden Kondensatoren liegt dabei an
der negativen Klemme des Gleichrichters G1, so daß diese beiden Kondensatoren eine
positive bzw. eine negative Betriebsspannung von etwa 8 V liefern.
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Die Ladedrossel L41 hat eine Sekundärwicklung-L42, die über eine Schutzdrossel
L9 und eine .Entkopplungsdiode D9 der Reihenschaltung der beiden Ladekondensatoren
C8, C9 parallel geschaltet ist: Die Sekundärwicklung L42 ist dabei so gepolt, daß
die Ladekondensatoren bei durchgesteuertem Haupttransistor V6 durch die von ihr
gelieferte Spannung zusätzlich geladen werden. Der zur Durchsteuerung des Haupttransistors
erforderliche Gleichstrom braucht dann nicht über die Kondensatoren C6, C7 fliessen,
so daß diese verhältnismäßig klein dimensioniert werden können, da sie nur für den
niedrigen Stromverbrauch von Komparatoren und dergleichen sorgen müssen.
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Parallel zùm-Meßwiderstand R33 sind einige Dioden D30 geschaltet,
die die Spannung-an V6 beim Einschalten des Gerätes '(cd8 ungeladen; sehr hoher,Kurzschlußstrom
auf einen unschädlichen Wert begrenzen, der jedoch über dem im Betrieb maximal möglichen
Spannungswert an R33 liegt.
Zur Begrenzung des Spannungsanstieges
an dem gesperrten Haupttransistor V6 dient der Schutzkondensator C17, der der Schaltstrecke
dieses Transistors und dem Meßwiderstand R33 über die Sekundärwicklung L42, die
Schutzdrossel L9 und den Ladekondensator C9 parallel geschaltet ist.
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brenn der Haupttransistor gesperrt wird, lädt sich der Schutzkondensator
C17 über L41 und zunächst über L9, L42 und C9 und nach Öffnen der Entkopplungsdiode
D9 über den Ladekondensator C8 auf. Nach entsprechendem Abfall der Spannung an der
Schutzdrossel L9 sperrt D9 wieder und die in L9 gespeicherte Energie wird in C9
und C17 umgeladen.
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Durch die Aufladung von C17 ist der Anstieg der Sperrspannung an der
Schaltstrecke des Haupttransistors V6 während des Abbaues der Träger verzögert,
so daß nur eine geringe Verlustleistun-g auftritt.
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Beim Einschalten von V6 entlädt sich C17 über V6, Kondensator C9,
Schutzdrossel L9 und Wicklung L42; dabei wird C9 und die Drossel L9 aufgeladen.
Zur Rückmagnetisierung gibt die Drossel L9 ihre Energie über die Entkopplungsdiode
D9 an die in Reihe geschalteten Ladekondensatoren C8 und C9 ab; in dieser Phase
wird zusätzlich aus der Sekundirwicklung L42 Energie in diese Kondensatoren gespeist
Dem Haupttransistor und dem.Meßwiderstand R33 ist ferner eine Umschwingdiode D42
antiparallel geschåltet, über diese können sich die "unsichtbaren" Kapazitäten (der
Drossel, der Dioden, etc.) am Haupttransistor V6 vorbei entladen.
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Der Regler X ist als Zweipunktregler aufgebaut und hat gemäß FIG 2
als Herzstück einen Komparator V13, dessen Ausgang an einem zwischen der positiven
Klemme x3 und der negativen Klemme x7.liegenden Spannungsteiler R25, R26 und R28
liegt und der seinerseits einen Transistor V4 steuert. Dessen Kollektor ist mit
der Basis eines weiteren Transistors V5 verbunden, über den dann der Steuerstrom
des Haupttransistors V6 geführt ist.
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Die Basis von V5 liegt ferner an dem Abgriff eines Spannungsteilers
mit den Widerständen R31, R30, R24, R18 und R2, der zwischen der positiven Klemme
x3 und der auf Nullpotential liegenden Klemme xl angeschlossen ist und der den Sollwert
für den Komparator V13 liefert; hierzu wird dem Widerstand R2 über den Widerstand
R1 und die Klemme x2 ein von der gleichgerichteten Netzspannung abhängiges Signal
zugeführt.
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Durch den Anschluß des Transistors V4 an einen-Abgriff des zuletzt
beschriebenen Spannungsteilers wird die Hysterese des Zweipunktreglers eingestellt:
Solange das Signal an x6 und damit am Positiveingang des Komparators unter dem Sollwert
am Negativeingang liegt, ist der Ausgang des Komparators negativ und der Spannungsteiler
an seinem Eingang nicht beeinträchtigt, da V4 gesperrt ist; V5 und V6 sind dabei
leitend.
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Steigt das Signal an x6 und damit am positiven Eingang des Komparators
V13 über den Sollwert an dessen Negativeingang, so schaltet dieser um und der Ausgang
wird positiv: Transistor V4 wird durchgesteuert, legt den Abgriff des Spannungsteilers
am Negativeingang des Komparators an die negative Klemme x7, und sperrt die Transistoren
V5 und V6 durch negatives Potential an deren-Basis.
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Über D23 und R30 wird dadurch der untere Ansprechgrenzwert des Komparators
V13 auf einen kleinen positiven Wert festgelegt, der praktisch unabhängig von dem
Verlauf des Sollwertes an x2 ist. Dadurch ist der Einschaltpunkt des Haupttransistors
V6 vom Verlauf des Sollwertes unabhängig und kann so gelegt werden, daß V6 erst
einschaltet, wenn der Strom über den Speicherkondensator C18 Null ist.
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Hat der Istwert an x6 diesen unteren Ansprechwert des Komparators
V13 erreicht, schaltet dieser wieder um, mit der Folge, daß V4 sperrt, V5 und -V6'
durchgesteuert werden und der obere Ansprechgrenzwert des Komparators wieder allein
durch--die Bemessung des Spannungsteilers bestimmt ist.
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Diese praktisch vom Sollwert abhängige Hysterese des Zweipunktreglers
X hat zur Folge, daß dessen Schaltfrequenz sich innerhalb jeder Halbwelle der Netzspannug
ändert: Sie liegt im Beginn und Ende jeder Halbwelle bei etwa 60 kHz und in der
Mitte etwa bei 30 kHz.
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Aufgabe der Schutzeinrichtung nach FIG 3 ist es, bei bestimmten kritischen
Betriebsbedingungen den Haupttransistor V6 mit Sicherheit zu sperren. Hierzu wird
mit Hilfe eines Transistors V3 die Stromversorgung des Reglers X (ausgenommen der
Endtransistor V5) unterbrochen. Eine solche Sperrung der Stromversorgungist erforderlich,
solange die Ladekondensatoren C8 und C9 nach einem Anschalten des Gerätes noch nicht
ihre Betriebsspannung erreicht haben, da dann keine eindeutige Steuerung des -Haupttransistors
V6 im Schaltbetrieb gewährleistet ist.
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Ferner ist für eine Abschaltung zu sorgen, wenn die Spannung am Speicherkondensator
C18 einen bestimmten maximalen Grenzwert überschreitet: Dies ist der Fall bei zu
geringer Belastung (Betreiben des Wechselrichters mit einer Lampe niedrigerer Leistung)
oder bei Uberlastung des Wechselrichters und dadurch bedingter Abschaltung.
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Zur Sperrung des Transistors V3 dient ein Komparator V10, dessen Positivklemme
an einem Spannungsteiler, bestehend
aus den Widerständen R8, R5,
Kondensator C13 und Widerstand R29 angeschlossen ist, der über die Klemmen s4 und
s1 dem Ladekondensator C8 parallel liegt. Der Negativeingang des Komparators liegt
an einem Spannungsteiler mit dem Widerstand R3 und einer Zehnerdiode D14: Nach dem
Anschalten des Stromversorgungsgerätes lädt sich Kondensator C13 auf und hält vorübergehend-das
Potential des Positiveinganges des Komparators V10 unter dem des Negativeinganges.
Sein Ausgangspotential ist dementsprechend negativ, so daß' die Transistoren V2
und V3 gesperrt sind. Die Ladezeitkonstante für den Kondensator C13 ist so bemessen,
daß der Komparator V10 erst umschaltet, wenn die Ladekondensatoren C8 und C9 eine
für einen ordungsgemäßen Betrieb erforderlichen Mindestspannung erreicht haben.
Dann springt das Ausgangssignal des Komparators auf einen positiven Wert, der zur
Durchsteuerung der Transistoren V2 und V3 führt.
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(Einfügung siehe S. 12) Die Abschaltung des Transistors V3 bei Überschreiten
einer bestimmten Grenzspannung am Speicherkondensator C18 wird durch einen Komparator
VII besorgt, dessen Negativeingang über einen Spannungsteiler an dem Speicherkondensator
C18 liegt; sein Positiveingang ist ebenfalls an die Zehnerdiode D14 gelegt: Solange
die Spannung am Speicherkondensator C18 unter einem, durch den Spannungsteiler einstellbaren
Grenzwert liegt, ist dessen Ausgang positiv. An dem durch den Komparator V10 bedingten
Durchsteuerzustand von V2 und damit V3 ändert sich nichts.
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Nimmt jedoch die Spannung am Speicherkondensator einen unzulässig
hohen Wert an, dann schaltet Komparator V11 um und der Transistor V2 wird durch
das dann negative Ausgangssignal gesperrt. Dieser Schaltzustand bleibt bis zur Abschaltung
des gesamten Stromversorgungsgerätes aufrechterhalten, da der Ausgang des Komparators
VII
über R15 und D19 mit dem Positiveingang verbunden ist, der
damit ein so kleines Signal bekommt, daß dieses auch bei einem Rückgang der Spannung
am Speicherkondensator C18 nicht mehr unterschritten wird.
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Diese Selbstblockierung soll andererseits in der Anlaufphase des Gerätes
nicht auftreten. Daher ist der Negativeingang des Komparators V11 über eine Diode
D18 mit dem Ausgang des Komparators V10 verbunden: Wenn also Komparator V10 die
Transistoren V2 und V3 durch sein negatives Ausgangssignal während der Anlaufphase
sperrt, wird zugleich ein Umschalten des Komparators VII durch die sofort nach dem
Anschalten anliegende hohe Spannung am Speicherkondensator C18 verhindert. Diese
Blockierung des Spannungsvergleiches durch den Komparator V11 während der Anlaufphase
wird nach Aufladung der Ladekondenstatoren C8 und C9 und damit nach Umschaltung
des Komparators V10 auf- positives Ausgangs signal und damit Durchsteuerung der
Transistoret-V2 und V3 beendet, da dann Diode D18 sperrt.
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Eine bleibende Abschaltung von V3 wird auch bei Stromüberlastung des
Wechselrichters (vgl. FIG 4) vorgenommen. In diesem Fall liefert die Wicklung L84
eines primärseitig vom Laststrom durchflossenen Transformators T8 über die Klemmen
sl/s5 am Widerstand R40 eine entsprechende Spannung, die über eine Diode D40 und
ein RC= Netzwerk auch am Positiveingang eines Komparators V12 liegt, der bei entsprechender
Größe deser Spannung ein positives Ausgangssignal liefert und dadurch die Durchsteuerung
eines Transistors V10 parallel zum Widerstand R40 freigibt; zugleich liegt das positive
Ausgangssignal über eine Diode D16 auch an dem Positiveingang und hält diesen Schaltzustand
bis zur Abschaltung des Stromversorgungsgerätes aufrecht.
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Der durchgesteuerte Transistor V10 bildet einen Kurzschluß für den
Transformator im Lastkreis des Wechselrichters, der dann die Steuerspannungen für-die
Transistoren des Wechselrichters nicht mehr liefern kann und somit aufhört zu schwingen.
Dies hat einen Anstieg der Spannung an dem Speicherkondensator C18 und damit die
Abschaltung von V3 auf dem bereits erläuterten Wege zur Folge.
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Anstelle einer Abschaltung der Stromversorgung abhängig von der Spannung
am Speicherkondensator-C18 kann man auch mit Hilfe eines veränderbaren Widerstandes
(Transistors) in den Spannungsteiler am Eingang des Komparators V13 des Reglers
X (vgl. FIG 2) derart eingreifen, daß die Nachladung des Speicherkondensators C18
mit zunehmender Abweichung seiner Spannung von einem vorgegebenen Wert reduziert
wird. Hierzu kann man beispielsweise mit Hilfe eines solchen veränderbaren Widerstandes
den- am Negativeingang des Komparators V13 wirksamen Anteil des über die Klemme
x2 gelieferten Sollwertes entsprechend reduzieren.
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In FIG 4 ist schließlich die Schaltung des Wechselrichters dargestellt,
der im wesentlichen konventionellen Aufbau hat. Zwischen den an dem Speicherkondensator
C18 liegenden Klemmen w1 w2 sind die Schalttransistoren V7 und V8 in Reihenschaltung
angeschlossen. Parallel zum Transistor V7 liegt in Reihe ein Entkopplungskondensator
C22, ein Schwingkreiskondensator C21,, eine Schwingkreisdrossel L7 und die Primärwicklung
L81 des erwähnten Transformators T8. C21 und L7 bilden einen Serienresonanzkreis
mit einer Resonanzfrequenz von etwa 40 kHz.
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Dem Kondensator C21 ist die Last, hier eine Leuchtstofflampe LP parallel
geschaltet, deren Heizkreis durch einen Kondensator C23 geschlossen ist.
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Der TransSormator T8 hat neben der bereits erwähnten Sekundärwicklung
L82 die Wicklungen L83 und L84, die im Steuerkreis der Transistoren V7 bzw. V8 so
angeordnet sind, daß diese Transistoren abhängig vom Strom durch die Primärwicklung
L81 abwechselnd durchgesteuert und gesperrt werden.
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Die Steuerstrecke des Transistors V8 ist zusätzlich an einen Spannungsteiler
aus einem Widerstand, R34 und einem Kondensator C19 angeschlossen und erhält darüber
einen Steuerstrom, der die Schaltung beim Anlegen der Betriebsspannung anschwingen
läßt. Die Spannung an dem Kondensator C19 wird jedoch über eine Diode D34 und den
an den Klemmen w3/w4 angeschlossenen Transistor V10 (vgl.
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FIG 3) kurzgeschlossen, wenn dieser Transistor bei Erreichen eines
Uberstromes im Wechselrichter durchgsteuert wird: Durch Kurzschließen der Wicklung
L82 entfallen dann nicht nur die Steuerspannungen an den Sekundärwicklungen L83
und L84, sondern auch die Anlaufspannung am Kondensator C19.
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(Einfügung für Seite 9: Beim Anschalten der Versorgungsspannung durch
V3 wird auch C13 über D17 schnell entladen, sodaß die Sperrung auch nach kurzer
Unterbrechung der Netzspannung wieder wirksam ist.
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Andererseits verhindert eine Diode D22 parallel zu R29 des Spannungsteilers
am Positiveingang des Komparators V10 ein Ansprechen-dieses Komparators, wenn Transistor
V4 des Reglers(FIG 2) leitet und damit Klemme, ,s3 stark negatives Potential erhalten
würde: Dies wird auf etwa -0,5 V abgrenzt. )