EP1028606B1 - Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Niederdruckentladungslampe - Google Patents

Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Niederdruckentladungslampe Download PDF

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EP1028606B1
EP1028606B1 EP00100767A EP00100767A EP1028606B1 EP 1028606 B1 EP1028606 B1 EP 1028606B1 EP 00100767 A EP00100767 A EP 00100767A EP 00100767 A EP00100767 A EP 00100767A EP 1028606 B1 EP1028606 B1 EP 1028606B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
capacitor
diode
harmonic filter
mains voltage
inverter
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP00100767A
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English (en)
French (fr)
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EP1028606A2 (de
EP1028606A3 (de
Inventor
Bernd Rudolph
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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Publication of EP1028606A3 publication Critical patent/EP1028606A3/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating at least one low-pressure discharge lamp according to the preamble of claim 1.
  • Such a circuit arrangement is for example in the European patent specification EP 0 253 224 B1.
  • This patent describes a circuit arrangement for the high-frequency operation of low-pressure discharge lamps.
  • the circuit arrangement has a mains voltage rectifier, an inverter, a load circuit formed as a series resonant circuit and a harmonic filter, the is provided for reducing the harmonic content of the mains.
  • the harmonic filter shows a series circuit of two diodes, which in the forward direction of the mains voltage rectifier connected, a capacitor that the center tap between the diodes connects to the voltage output of the inverter, and another capacitor having the center tap between the diodes a tap in the series resonant circuit connects, on.
  • the harmonic filter has two more diodes, which are parallel to the two diodes of the harmonic filter are switched and their center tap with the voltage output of the Inverter is connected.
  • the published patent application EP 0 244 644 A1 discloses a circuit arrangement for high-frequency operation of a low-pressure discharge lamp.
  • This circuit arrangement has a harmonic filter, which is essentially of two series to the DC output of a mains voltage rectifier connected diodes and a capacitor is formed between the center tap of the aforementioned, serially arranged diodes and the center tap of the transistors of a half-bridge inverter is switched.
  • European patent application EP 0 679 046 A1 discloses a circuit arrangement for the operation of low-pressure discharge lamps with comparatively high burning voltages described.
  • This circuit has a high-frequency rectifier bridge, the charging of the inverter feeding smoothing capacitor interrupts in the switching rhythm of the inverter and thereby, in conjunction with one of the high-frequency rectifier bridge upstream Storage choke and one arranged at the output of the mains voltage rectifier Capacitor in interaction with a backup capacitor and a negative feedback capacitor an almost sinusoidal mains current drain with a Network power factor greater than 0.98 allowed.
  • the circuit arrangement according to the invention has a mains voltage rectifier, one parallel to the DC output of the mains voltage rectifier switched capacitor, an inverter with a downstream, as Series resonant circuit formed load circuit, one parallel to the DC input the inverter switched smoothing capacitor and a harmonic filter, which has at least one diode and a capacitor on.
  • a first connection the at least one capacitor of the harmonic filter is connected to the resonance capacitor of the series resonant circuit, with a first electrode of at least a diode of the harmonic filter and with the DC output of the Mains voltage rectifier connected.
  • the second port of the at least one capacitor of the harmonic filter with the voltage output of the inverter and the second electrode of the at least one diode of the harmonic filter connected to the smoothing capacitor.
  • the parallel to the DC output of the mains voltage rectifier switched Capacitor is dimensioned so that its capacity is at least 0.33 times the capacitance of the resonant capacitor is.
  • the capacity of the parallel to the DC output of the Mains voltage rectifier switched capacitor at most as large as the Capacitance of the resonance capacitor. Due to this advantageous dimensioning of Capacitance values of the aforementioned capacitors is even in the case that the Voltage drop across the at least one low-pressure discharge lamp the voltage drop exceeds on the smoothing capacitor, nor a nearly sinusoidal Mains current consumption and a correspondingly low harmonic content guaranteed. In this way, a circuit arrangement with a compared to Prior art simplified and less expensive harmonic filter that made a reduced number of electrical components is provided.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of the invention Circuit arrangement according to a preferred embodiment of the Invention.
  • This circuit has a mains voltage input j1, j2 and a filter circuit connected to the mains voltage input j 1, j 2, the off a current-compensated filter choke L1, a non-current-compensated filter choke L2 and a capacitor C1, and one downstream of the filter circuit Mains voltage rectifier GL.
  • Parallel to the DC voltage output of the mains voltage rectifier GL is, at the branch points j3, j4, a Backup capacitor C2 connected.
  • To the positive output of the mains voltage rectifier GL is connected via the branch point j3, the anode of a diode D1.
  • the cathode of diode D1 is connected to the positive terminal of a smoothing capacitor C3 connected.
  • the negative terminal of the smoothing capacitor C3 is above branch point j4 with the negative output of the mains voltage rectifier GL connected.
  • the smoothing capacitor C3 serves as a DC voltage source for a free-running half-bridge inverter manufactured by two transistors Q1, Q2, its drive device N1, N2, N3, L3, L4, R1, R2, R4, R5 and the emitter resistors R3, R6 and two freewheeling diodes D2, D3, each parallel to the collector-emitter path of one of the transistors Q1 or Q2 are connected, is formed.
  • the DC input of the half-bridge inverter Q1, Q2, of the collector terminal of the transistor Q1 and the emitter terminal of the transistor Q2 and the emitter resistor R5 is formed is arranged parallel to the smoothing capacitor C3.
  • the load circuit has the primary winding N1 of the toroidal transformer belonging to the drive device, a coupling capacitor C4, a lamp inductor L5 and a Resonance capacitor C6, which are all connected in series, on.
  • the center tap M of the half-bridge inverter Q1, Q2 is via the primary winding N1, the coupling capacitor C4, the lamp inductor L5 and the resonance capacitor C6 with the Anode of the diode D1 and connected to the branch point j3.
  • the circuit arrangement also has a trapezoidal capacitor C7 whose first terminal with the anode of the diode D1 and with the branch point j3 and its second terminal to the center tap M of the half-bridge inverter Q1, Q2 connected is.
  • the circuit has a starting device, the from a Diac DC, a starting capacitor C9, a resistor R7 and a Diode D4, and terminals j5, j6, j7, j8 for two low-pressure discharge lamps connected in series LP1, LP2, as well as a starter capacitor C8.
  • the ignition auxiliary capacitor C8 is arranged parallel to the second low-pressure discharge lamp LP2.
  • a first terminal of the auxiliary ignition capacitor C8 is via a node in the load circuit with the resonance capacitor C6 and with the lamp inductor L5 connected.
  • the second terminal of the auxiliary ignition capacitor C8 is connected to the second Electrode of the first low-pressure discharge lamp LP1 and with the first electrode the second low-pressure discharge lamp LP2 connected.
  • the first electrode of the first low-pressure discharge lamp LP1 is connected via the terminal j5 to the cathode the diode D1, with the collector of the transistor Q1 and with the positive terminal of the smoothing capacitor C3 and connected via terminal j6, the resistor R7 and the starting capacitor C9 with the terminal j4 and the negative Connection of the smoothing capacitor C3 connected.
  • the second electrode of the second low-pressure discharge lamp LP2 is connected via the terminal J8 with the lamp inductor L5, the resonant capacitor C6 and the auxiliary ignition capacitor C8 connected.
  • the starting device serves for the oscillation of the half-bridge inverter Q1, Q2.
  • the Diac DC generates trigger pulses after switching on the operating device for the base of transistor Q2.
  • a Diacs DC connection is for this purpose with a arranged between the resistor R7 and the starting capacitor C9 Tap connected while the other terminal of Diacs DC via the base resistor R4 is connected to the base of the transistor Q2.
  • the inverter is a free-running half-bridge inverter with two Bipolar transistors Q1, Q2 formed.
  • the drive of the inverter takes place essentially by means of the toroidal transformer N1, N2, N3, whose primary winding N1 is arranged in the load circuit and its secondary windings N2, N3 each in a base circuit of one of the two inverter transistors Q1, Q2 are arranged.
  • the drive device points for both transistors Q1, Q2 each have a base resistor R1 or R4, an inductance L3 and L4 and a parallel to the base-emitter junction connected resistor R2 and R5, which improves the switching behavior of the inverter transistors Q1, Q2 on.
  • the backup capacitor C2 After switching on the circuit arrangement is located on the backup capacitor C2 the rectified by the mains voltage rectifier GL mains voltage. Via the diode D1 and the resistor R7, the starting capacitor C9 on the Breakdown voltage of the Diac DC charged so that the Diac DC trigger pulses generates for driving the base electrode of the transistor Q2 and thereby the oscillation of the half-bridge inverter Q1, Q2 triggers. With the help of the ring core transformer RK, the base electrodes of the transistors Q1, Q2 are driven in such a way, that the transistors Q1, Q2 switch alternately.
  • the starting capacitor C9 is turned on by turning on the transistor Q2 via the diode D4, via the Switching path of the transistor Q2 and so far discharged via the emitter resistor R6, that the Diac DC no longer generates any further trigger pulses.
  • the Load circuit and through the series-connected lamps LP1, LP2 flows a high-frequency Alternating current whose frequency is controlled by the switching clock of the transistors Q1, Q2 is determined.
  • the smoothing capacitor C3 a DC voltage is built up, their value is about 1.4 times to 1.5 times the peak value of the mains voltage equivalent.
  • the coupling capacitor C4 is approximately half of the am Smoothing capacitor C3 applied voltage charged.
  • the center tap By alternating Turning on the transistors Q1, Q2, the center tap will alternate with the negative and the positive terminal of the smoothing capacitor C3 and the potential of the center tap has been lowered or raised accordingly. Thereby flows in the load circuit by the transistor switching clock certain, high-frequency AC. During the switching pauses of the transistors Q1, Q2, during the both transistors Q1, Q2 latch, holds the stored in the lamp inductor L5 Energy the current flow through the corresponding freewheeling diode D2 or D3 upright.
  • the lamp inductor L5 forms a series resonant circuit with the resonance capacitor C6.
  • the electrical components of the circuit arrangement are dimensioned that for igniting a gas discharge in the low-pressure discharge lamps LP1, LP2 at the resonant capacitor C6 and the auxiliary ignition capacitor C8 a resonance-elevated Voltage is provided. After ignition of the gas discharge becomes the series resonant circuit C6, L5 by the impedance of the discharge strands the low-pressure discharge lamps LP1, LP2 attenuated.
  • the diode D1, the backup capacitor C2, the trapezoidal capacitor C7 and the resonance capacitor C6 form a harmonic filter, which is in the switching cycle of the inverter Q1, Q2 and proportional to the mains voltage small amounts of charge in the smoothing capacitor Feeds C3.
  • the backup capacitor C2, the resonant capacitor C6, the trapezoidal capacitor C7 and the diode D1 act together as a charge pump.
  • the center tap M of the inverter becomes Q1, Q2 through the conductive collector-emitter path of the transistor Q2 with the negative pole of the mains voltage rectifier output connected.
  • the trapezoidal capacitor C7 is then corresponding to the potential difference caused by the difference the instantaneous value of the voltage at the backup capacitor C2 and the potential at Center tap M is determined, loaded.
  • At the backup capacitor C2 is a pulsating DC voltage whose frequency is twice as large as the mains voltage frequency is. If the mains voltage just passes through its vertex, then the Trapezoidal capacitor C7 charged approximately 1.4 times the mains voltage value.
  • the potential at the center tap M of the inverter Q1, Q2 and accordingly the potential at the trapezoidal capacitor C7 jumped up.
  • the trapezoidal capacitor C7 receives thereby a higher potential than the smoothing capacitor C3 and can therefore on the Discharge diode D1 into the smoothing capacitor C3.
  • Per switching cycle of the inverter Q1, Q2 or per period of the high-frequency AC voltage is thus once energy in the smoothing capacitor Pumped C3.
  • the frequency of the alternating current flowing in the load circuit is typically more than 20 kHz.
  • the charge portions pumped into the smoothing capacitor C3 are proportional to the instantaneous value of the backup capacitor C2 voltage applied.
  • the nominal value of the Capacitance of the backup capacitor C2 at least 0.33 times the nominal value the capacitance of the resonant capacitor C6 amount. Too high charging currents too Avoid, the nominal value of the capacitance of the backup capacitor C2 should be the nominal value do not exceed the capacitance of the resonance capacitor C6.
  • the circuit arrangement according to the invention additional components, such as a device for preheating the electrode coils of the low-pressure discharge lamps LP1, LP2 or a safety shutdown, which shuts off the inverter in case of defective lamps have.
  • the harmonic filter may comprise at least one further, forward biased diode, wherein a first electrode of this diode with the DC voltage output of the mains voltage rectifier and the second electrode via a branch point with the parallel to the DC output of the mains voltage rectifier switched capacitor, with the resonant capacitor, with the at least one Capacitor of the harmonic filter and connected to the at least one diode of the harmonic filter.

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Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Niederdruckentladungslampe gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
I. Stand der Technik
Eine derartige Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der europäischen Patentschrift EP 0 253 224 B1 offenbart. Diese Patentschrift beschreibt eine Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betrieb von Niederdruckentladungslampen. Die Schaltungsanordnung besitzt einen Netzspannungsgleichrichter, einen Wechselrichter, einen als Serienresonanzkreis ausgebildeten Lastkreis und ein Oberwellenfilter, das zur Reduktion des Netzstrom-Oberwellengehaltes vorgesehen ist. Das Oberwellenfilter weist eine Reihenschaltung von zwei Dioden, die in Durchlassrichtung am Netzspannungsgleichrichter angeschlossen sind, einen Kondensator, der den Mittenabgriff zwischen den Dioden mit dem Spannungsausgang des Wechselrichters verbindet, und einen weiteren Kondensator, der den Mittenabgriff zwischen den Dioden mit einem Abgriff im Serienresonanzkreis verbindet, auf. Außerdem besitzt das Oberwellenfilter zwei weitere Dioden, die parallel zu den beiden Dioden des Oberwellenfilters geschaltet sind und deren Mittenabgriff mit dem Spannungsausgang des Wechselrichters verbunden ist.
Die Offenlegungsschrift EP 0 244 644 A1 offenbart eine Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betrieb einer Niederdruckentladungslampe. Diese Schaltungsanordnung besitzt ein Oberwellenfilter, das im wesentlichen von zwei seriell an den Gleichstromausgang eines Netzspannungsgleichrichters angeschlossenen Dioden und einem Kondensator gebildet wird, der zwischen dem Mittenabgriff der vorgenannten, seriell angeordneten Dioden und dem Mittenabgriff der Transistoren eines Halbbrückenwechselrichters geschaltet ist.
In der europäischen Patentanmeldung EP 0 679 046 A1 ist eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen mit vergleichsweise hohen Brennspannungen beschrieben. Diese Schaltungsanordnung besitzt eine Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke, die die Aufladung des den Wechselrichter speisenden Glättungskondensators im Schaltrhythmus des Wechselrichters unterbricht und dadurch, im Zusammenspiel mit einer der Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke vorgeschalteten Speicherdrossel und einem am Ausgang des Netzspannungsgleichrichters angeordneten Kondensator, in Wechselwirkung mit einem Stützkondensator und einem Gegenkopplungskondensator eine nahezu sinusförmige Netzstromentnahme mit einem Netzleistungsfaktor größer als 0,98 erlaubt.
II. Darstellung der Erfindung
Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Niederdruckentladungslampe bereitzustellen, die ein vereinfachtes Oberwellenfilter mit einer geringeren Anzahl von elektrischen Bauteilen besitzt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist einen Netzspannungsgleichrichter, einen parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters geschalteten Kondensator, einen Wechselrichter mit einem nachgeschalteten, als Serienresonanzkreis ausgebildeten Lastkreis, einen parallel zum Gleichspannungseingang des Wechselrichters geschalteten Glättungskondensator und ein Oberwellenfilter, das mindestens eine Diode und einen Kondensator besitzt, auf. Ein erster Anschluss des mindestens einen Kondensators des Oberwellenfilters ist mit dem Resonanzkondensator des Serienresonanzkreises, mit einer ersten Elektrode der mindestens einen Diode des Oberwellenfilters und mit dem Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters verbunden. Außerdem ist der zweite Anschluss des mindestens einen Kondensators des Oberwellenfilters mit dem Spannungsausgang des Wechselrichters und die zweite Elektrode der mindestens einen Diode des Oberwellenfilters mit dem Glättungskondensator verbunden.
Der parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters geschaltete Kondensator ist so dimensioniert, dass seine Kapazität mindestens das 0,33-fache der Kapazität des Resonanzkondensators beträgt. Um unerwünscht hohe Ladeströme für die Kondensatoren und damit eine hohe Belastung der elektrischen Bauteile zu vermeiden, ist die Kapazität des parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters geschalteten Kondensators höchstens so groß wie die Kapazität des Resonanzkondensators. Durch diese vorteilhafte Dimensionierung der Kapazitätswerte der vorgenannten Kondensatoren ist selbst für den Fall, dass der Spannungsabfall über der mindestens einen Niederdruckentladungslampe den Spannungsabfall an dem Glättungskondensator überschreitet, noch eine nahezu sinusförmige Netzstromentnahme und ein entsprechend geringer Oberwellengehalt gewährleistet. Auf diese Weise wird eine Schaltungsanordnung mit einem im Vergleich zum Stand der Technik vereinfachten und kostengünstigeren Oberwellenfilter, das aus einer verringerten Anzahl von elektrischen Bauteilen besteht, bereitgestellt.
III. Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Nachstehend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Die Figur zeigt eine schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung entsprechend eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Diese Schaltungsanordnung besitzt einen Netzspannungseingang j1, j2 und eine an den Netzspannungseingang j 1, j2 angeschlossene Filterschaltung, die aus einer stromkompensierten Filterdrossel L1, einer nicht-stromkompensierten Filterdrossel L2 und einem Kondensator C1 besteht, sowie einen der Filterschaltung nachgeschalteten Netzspannungsgleichrichter GL. Parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters GL ist, an den Verzweigungspunkten j3, j4, ein Stützkondensator C2 geschaltet. An den positiven Ausgang des Netzspannungsgleichrichters GL ist über den Verzweigungspunkt j3 die Anode einer Diode D1 angeschlossen. Die Kathode der Diode D1 ist mit dem positiven Anschluß eines Glättungskondensators C3 verbunden. Der negative Anschluß des Glättungskondensators C3 ist über den Verzweigungspunkt j4 mit dem negativen Ausgang des Netzspannungsgleichrichters GL verbunden. Der Glättungskondensator C3 dient als Gleichspannungsquelle für einen freischwingenden Halbbrückenwechselrichter, der von zwei Transistoren Q1, Q2, seiner Ansteuerungsvorrichtung N1, N2, N3, L3, L4, R1, R2, R4, R5 und den Emitterwiderständen R3, R6 sowie von zwei Freilaufdioden D2, D3, die jeweils parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke eines der Transistoren Q1 bzw. Q2 geschaltet sind, gebildet wird. Der Gleichspannungseingang des Halbbrükkenwechselrichters Q1, Q2, der von dem Kollektoranschluß des Transistors Q1 und dem Emitteranschluß des Transistors Q2 bzw. dem Emitterwiderstand R5 gebildet wird, ist parallel zum Glättungskondensator C3 angeordnet. An den Spannungsausgang, das heißt, an den Mittenabgriff M, des Halbbrückenwechselrichters Q1, Q2 ist ein als Serienresonanzkreis ausgebildeter Lastkreis angeschlossen. Der Lastkreis weist die Primärwicklung N1 des zur Ansteuerungsvorrichtung gehörenden Ringkerntransformators, einen Koppelkondensator C4, eine Lampendrossel L5 und einen Resonanzkondensator C6, die alle in Serie geschaltet sind, auf. Der Mittenabgriff M des Halbbrückenwechselrichters Q1, Q2 ist über die Primärwicklung N1, den Koppelkondensator C4, die Lampendrossel L5 und den Resonanzkondensator C6 mit der Anode der Diode D1 und mit dem Verzweigungspunkt j3 verbunden. Die Schaltungsanordnung weist ferner einen Trapezkondensator C7 auf, dessen erster Anschluß mit der Anode der Diode D1 und mit dem Verzweigungspunkt j3 und dessen zweiter Anschluß mit dem Mittenabgriff M des Halbbrückenwechselrichters Q1, Q2 verbunden ist. Außerdem besitzt die Schaltungsanordnung eine Startvorrichtung, die aus einem Diac DC, einem Startkondensator C9, einem Widerstand R7 und einer Diode D4 besteht, und Anschlüsse j5, j6, j7, j8 für zwei in Reihe geschaltete Niederdruckentladungslampen LP1, LP2, sowie einen Zündhilfskondensator C8. Der Zündhilfskondensator C8 ist parallel zur zweiten Niederdruckentladungslampe LP2 angeordnet. Ein erster Anschluß des Zündhilfskondensators C8 ist über einen Knotenpunkt im Lastkreis mit dem Resonanzkondensator C6 und mit der Lampendrossel L5 verbunden. Der zweite Anschluß des Zündhilfskondensators C8 ist mit der zweiten Elektrode der ersten Niederdruckentladungslampe LP1 und mit der ersten Elektrode der zweiten Niederdruckentladungslampe LP2 verbunden. Die erste Elektrode der ersten Niederdruckentladungslampe LP1 ist über den Anschluß j5 mit der Kathode der Diode D1, mit dem Kollektor des Transistors Q1 und mit dem positiven Anschluß des Glättungskondensators C3 verbunden und über den Anschluß j6, den Widerstand R7 und den Startkondensator C9 mit dem Anschluß j4 sowie mit dem negativen Anschluß des Glättungskondensators C3 verbunden. Die zweite Elektrode der zweiten Niederdruckentladungslampe LP2 ist über den Anschluß j8 mit der Lampendrossel L5, dem Resonanzkondensator C6 und mit dem Zündhilfskondensator C8 verbunden.
Die Startvorrichtung dient zum Anschwingen des Halbbrückenwechselrichters Q1, Q2. Der Diac DC erzeugt nach dem Einschalten des Betriebsgerätes Triggerimpulse für die Basis des Transistors Q2. Ein Anschluß des Diacs DC ist zu diesem Zweck mit einem zwischen dem Widerstand R7 und dem Startkondensator C9 angeordneten Abgriff verbunden, während der andere Anschluß des Diacs DC über den Basisvorwiderstand R4 mit der Basis des Transistors Q2 verbunden ist. Außerdem ist der vorgenannte, zwischen dem Startkondensator C9, dem Widerstand R7 und dem Diac DC angeordnete Abgriff über eine in Durchlaßrichtung gepolte Diode D4 mit dem Mittenabgriff M des Halbbrückenwechselrichters Q1, Q2 verbunden.
Der Wechselrichter ist als freischwingender Halbbrückenwechselrichter mit zwei Bipolartransistoren Q1, Q2 ausgebildet. Die Ansteuerung des Wechselrichters erfolgt im wesentlichen mittels des Ringkerntransformators N1, N2, N3, dessen Primärwicklung N1 in dem Lastkreis angeordnet ist und dessen Sekundärwicklungen N2, N3 jeweils in einem Basisstromkreis eines der der beiden Wechselrichtertransistoren Q1, Q2 angeordnet sind. Die Ansteuerungsvorrichtung weist für beide Transistoren Q1, Q2 jeweils einen Basisvorwiderstand R1 bzw. R4, eine Induktivität L3 bzw. L4 und einen parallel zum Basis-Emitter-Übergang geschalteten Widerstand R2 bzw. R5, der das Schaltverhalten der Wechselrichter-Transistoren Q1, Q2 verbessert, auf.
Nach dem Einschalten der Schaltungsanordnung liegt an dem Stützkondensator C2 die durch den Netzspannungsgleichrichter GL gleichgerichtete Netzspannung an. Über die Diode D1 und den Widerstand R7 wird der Startkondensator C9 auf die Durchbruchsspannung des Diac DC aufgeladen, so daß der Diac DC Triggerimpulse zur Ansteuerung der Basiselektrode des Transistors Q2 erzeugt und dadurch das Anschwingen des Halbbrückenwechselrichters Q1, Q2 auslöst. Mit Hilfe des Ringkemtransformators RK werden die Basiselektroden der Transistoren Q1, Q2 derart angesteuert, daß die Transistoren Q1, Q2 alternierend schalten. Der Startkondensator C9 wird nach dem Durchschalten des Transistors Q2 über die Diode D4, über die Schaltstrecke des Transistors Q2 und über den Emitterwiderstand R6 so weit entladen, daß der Diac DC keine weiteren Triggerimpulse mehr generiert. Durch den Lastkreis und durch die in Reihe geschalteten Lampen LP1, LP2 fließt ein hochfrequenter Wechselstrom, dessen Frequenz durch den Schalttakt der Transistoren Q1, Q2 bestimmt ist. Am Glättungskondensator C3 wird eine Gleichspannung aufgebaut, deren Wert ungefähr dem 1,4-fachen bis 1,5-fachen des Spitzenwertes der Netzspannung entspricht. Der Koppelkondensator C4 wird ungefähr auf die Hälfte der am Glättungskondensator C3 anliegenden Spannung aufgeladen. Durch alternierendes Schalten der Transistoren Q1, Q2 wird der Mittenabgriff abwechselnd mit dem negativen und dem positiven Anschluß des Glättungskondensators C3 verbunden und das Potential des Mittenabgriffs entsprechend gesenkt oder angehoben. Dadurch fließt im Lastkreis ein durch den Transistorschalttakt bestimmter, hochfrequenter Wechselstrom. Während der Schaltpausen der Transistoren Q1, Q2, während der beide Transistoren Q1, Q2 sperren, hält die in der Lampendrossel L5 gespeicherte Energie den Stromfluß durch die entsprechende Freilaufdiode D2 bzw. D3 aufrecht. Die Lampendrossel L5 bildet mit dem Resonanzkondensator C6 einen Serienresonanzkreis. Die elektrischen Bauteile der Schaltungsanordnung sind so dimensioniert, daß zum Zünden einer Gasentladung in den Niederdruckentladungslampen LP1, LP2 an dem Resonanzkondensator C6 und an dem Zündhilfskondensator C8 eine resonanzüberhöhte Spannung bereitgestellt wird. Nach erfolgter Zündung der Gasentladung wird der Serienresonanzkreis C6, L5 durch die Impedanz der Entladungsstrekken der Niederdruckentladungslampen LP1, LP2 gedämpft.
Die Diode D1, der Stützkondensator C2, der Trapezkondensator C7 und der Resonanzkondensator C6 bilden ein Oberwellenfilter, das im Schalttakt des Wechselrichters Q1, Q2 und proportional zur Netzspannung kleine Ladungsmengen in den Glättungskondensator C3 einspeist. Der Stützkondensator C2, der Resonanzkondensator C6, der Trapezkondensator C7 und die Diode D1 wirken zusammen als Ladungspumpe.
Schaltet der Transistor Q2 durch, so wird der Mittenabgriff M des Wechselrichters Q1, Q2 durch die leitfähige Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q2 mit dem negativen Pol des Netzspannungsgleichrichterausgangs verbunden. Der Trapezkondensator C7 wird dann entsprechend der Potentialdifferenz, die durch die Differenz des Momentanwertes der Spannung am Stützkondensator C2 und dem Potential am Mittenabgriff M bestimmt ist, geladen. Am Stützkondensator C2 liegt eine pulsierende Gleichspannung an, deren Frequenz doppelt so groß wie die Netzspannungsfrequenz ist. Durchläuft die Netzspannung gerade ihren Scheitelpunkt, so wird der Trapezkondensator C7 ungefähr auf das 1,4-fache des Netzspannungswertes aufgeladen.
In der darauf folgenden Sperrphase des Transistors Q2 wird das Potential am Mittenabgriff M des Wechselrichters Q1, Q2 und entsprechend das Potential am Trapezkondensator C7 sprunghaft angehoben. Der Trapezkondensator C7 erhält dadurch ein höheres Potential als der Glättungskondensator C3 und kann sich daher über die Diode D1 in den Glättungskondensator C3 entladen.
Beim anschließenden Durchschalten des Transistors Q1 wird das Potential des Mittenabgriffs M auf das Potential des Glättungskondensators C3 angehoben. Die Lampendrossel L5 wird in Gegenrichtung geladen.
In der folgenden Sperrphase des Transistors Q1 fließt die in der Lampendrossel L5 gespeicherte Energie in den Trapezkondensator C7 und in den Resonanzkondensator C6 ab. Danach schaltet wieder der Transistor Q2 durch.
Pro Schaltzyklus des Wechselrichters Q1, Q2 bzw. pro Periode der hochfrequenten Wechselspannung wird auf diese Weise einmal Energie in den Glättungskondensator C3 gepumpt. Die Frequenz des im Lastkreis fließenden Wechselstroms beträgt typischerweise mehr als 20 kHz. Die in den Glättungskondensator C3 gepumpten Ladungsportionen sind proportional zu dem Momentanwert der am Stützkondensator C2 anliegenden Spannung.
Überschreitet der Spitzenwert der Lampenspannung der Serienschaltung der beiden Niederdruckentladungslampen LP1, LP2 die Hälfte der Spannung des Glättungskondensators C3, so wird das Potential am Mittenabgriff M beim Umschwingen auf ein Potential abgesenkt, das unterhalb des Massepotentials des Anschlusses j4 liegt, und der Resonanzkondensator C6 wird im Bereich des Netzspannungsnulldurchgangs nachgeladen. Durch die bei diesem Ausführungsbeispiel gewählte Dimensionierung (Tabelle I) der Kapazitäten des Stützkondensators C2 und des Resonanzkondensators C6 ist gewährleistet, daß das Nachladen des Resonanzkondensators C6 vornehmlich über den Stützkondensator C2 und nicht hauptsächlich aus dem Stromnetz erfolgt. Der Oberwellengehalt des Netzstromes kann daher gering gehalten werden. Damit das Nachladen des Resonanzkondensators C6 während des Netzspannungsnulldurchgangs vornehmlich über den Stützkondensator C2 erfolgt, sollte der Nominalwert der Kapazität des Stützkondensators C2 mindestens das 0,33-fache des Nominalwertes der Kapazität des Resonanzkondensators C6 betragen. Um zu hohe Ladeströme zu vermeiden, sollte der Nominalwert der Kapazität des Stützkondensators C2 den Nominalwert der Kapazität des Resonanzkondensators C6 nicht überschreiten.
In Tabelle I ist eine geeignete Dimensionierung der elektrischen Bauteile des bevorzugten Ausführungsbeispiels angegeben.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf das oben näher erläuterte Ausführungsbeispiel. Beispielsweise kann die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zusätzliche Komponenten, wie zum Beispiel eine Vorrichtung zum Vorheizen der Elektrodenwendeln der Niederdruckentladungslampen LP1, LP2 oder eine Sicherheitsabschaltung, die den Wechselrichter bei defekten Lampen abschaltet, aufweisen. Außerdem kann das Oberwellenfilter mindestens eine weitere, in Durchlaßrichtung gepolte Diode aufweisen, wobei eine erste Elektrode dieser Diode mit dem Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters und die zweite Elektrode über einen Verzweigungspunkt mit dem parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters geschalteten Kondensator, mit dem Resonanzkondensator, mit dem mindestens einen Kondensator des Oberwellenfilters und mit der mindestens einen Diode des Oberwellenfilters verbunden ist.
Dimensionierung der im Ausführungsbeispiel verwendeten elektrischen Bauteile
R1, R4 8,2 Ω
R2, R5 47 Ω
R3, R6 0,56 Ω
R7 1 MΩ
L1 2 * 3,9 mH
L2 2 * 39 mH
L3, L4 10 µH
L5 1,7 mH
C1 150 nF
C2 4,7 nF
C3 10 µF
C4 220 nF
C6 10 nF
C7 6,8 nF
C8 560 pF
C9 100 nF
Q1, Q2 BUF644
D1, D2, D3, D4 BYD33J
N1, N2, N3 5:2:2 Wicklungen
LP1, LP2 Leuchtstofflampe mit jeweils 18 W Leistungsaufnahme,
z.B. Osram Dulux D/E 18W

Claims (2)

  1. Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Niederdruckentladungslampe mit
    einem Netzspannungsgleichrichter (GL),
    einem Kondensator (C2), der parallel zum Gleichspannungsausgang (+, -) des Netzspannungsgleichrichters (GL) geschaltet ist,
    einem Wechselrichter (Q1, Q2) mit einem Gleichspannungseingang und einem Spannungsausgang (M),
    einem als Serienresonanzkreis ausgebildeten Lastkreis, der an den Spannungsausgang (M) des Wechselrichters (Q1, Q2) angeschlossen ist, wobei der Lastkreis zumindest einen Resonanzkondensator (C6), eine Lampendrossel (L5) und Anschlüsse (j5, j6, j7, j8) für wenigstens eine Niederdruckentladungslampe (LP1, LP2) aufweist,
    einem Glättungskondensator (C3), der parallel zum Gleichspannungseingang des Wechselrichters (Q1, Q2) geschaltet ist,
    einem Oberwellenfilter, das mindestens eine Diode (D1) und mindestens einen Kondensator (C7) aufweist, wobei ein erster Anschluss des mindestens einen Kondensators (C7) des Oberwellenfilters mit dem Resonanzkondensator (C6), mit einer ersten Elektrode der mindestens eine Diode (D1) des Oberwellenfilters und mit dem Gleichspannungsausgang (+, -) des Netzspannungsgleichrichters (GL) verbunden ist, der zweite Anschluss des mindestens einen Kondensators (C7) des Oberwellenfilters mit dem Spannungsausgang (M) des Wechselrichters (Q1, Q2) verbunden ist, und die zweite Elektrode der mindestens einen Diode (D1) des Oberwellenfilters mit dem Glättungskondensator (C3) verbunden ist,
    dadurch gekennzeichnet, dass das Oberwellenfilter von dem parallel zum Gleichspannungsausgang (+, -) des Netzspannungsgleichrichters (GL) geschalteten Kondensator (C2), dem Resonanzkondensator (C6), dem mindestens einen Kondensator (C7) und der mindestens einen Diode (D1) gebildet wird, wobei der Nominalwert der Kapazität des parallel zum Gleichspannungsausgang (+, -) des Netzspannungsgleichrichters (GL) geschalteten Kondensators (C2) kleiner oder gleich dem Nominalwert der Kapazität des Resonanzkondensators (C6) und größer oder gleich dem 0,33-fachen des Nominalwertes der Kapazität des Resonanzkondensators (C6) ist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Oberwellenfilter mindestens eine weitere, Diode aufweist, wobei eine erste Elektrode dieser Diode mit dem Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters und die zweite Elektrode über einen Verzweigungspunkt mit dem parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters geschalteten Kondensator, mit dem Resonanzkondensator, mit dem mindestens einen Kondensator des Oberwellenfilters und mit der mindestens einen Diode des Oberwellenfilters verbunden ist.
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