CN1134062A - 逆变装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种逆变装置，在该逆变装置中，逆变电路包括直流/直流转换电路，接收整流器的直流输出电压和在交流电源的全部半个周期内接收交流电源的脉动电流，并输出低于整流器直流输出电压峰值的直流输出电压，逆变电路还包括直流/交流转换装置，接收直流/直流转换装置的直流输出电压，并输出高频电压，直流/直流转换装置和直流/交流转换装置至少共用一个开关元件，辅助电源装置向直流/交流转换装置提供电平低于交流电源电压预定值的直流电压。

Description

逆变装置

本发明涉及一种逆变装置，它把交流电源经整流和平滑获得的直流电转换成高频电，并把该高频电提供给负载电路。

在一种已知的一般使用多个逆变电路的逆变装置中，一逆变电路被直接连接到全波整流器的直流输出端。在这种情况下，全波整流器的脉动输出电压被加到逆变电路上，所以当逆变电路的一个晶体管导通时，有电流流过全波整流器、晶体管、电感器、电容器和放电灯通路，并再回到全波整流器，而当该晶体管截止时，存储在电容器内的能量作为电源而释放，所以，有电流流过电容器、电感器、晶体管和放电灯，并回到该电容器。

对于这种电路结构，全波整流器的输入电流的波形电流的波形可以是一种谐波分量较少的正弦波。

经上述工作，输入电流的波形可以较接近正弦波，并带有较少的谐波分量。然而，在这种情况下，由于电源电压直接施加于开关元件，所以会产生这样一个问题，即流过放电灯的电流内有一零期间，使光发射效率变坏。

在现有的另一种结构中，进一步把一平滑电容器连接到全波整流器的直流输出端，所以输入到逆变电路的输入电压在其整个周期内基本上保持恒定，这是因为该电容器对输入电压进行了平滑。而且，由于流过放电灯La的电流的包络线变得基本上平直，所以可以使放电灯设备有一良好的光发射效率。然而，在这种情况下，有另一个问题，即由于开关操作几乎在恒电压下进行，所以输入到放电灯的输入电流也几乎恒定，而且交流电源的输入电流有一间隙期，导致了较低的输入功率因素。

为了避免这一问题，已经提出了这样一种逆变装置，在这种装置中，为了抑制谐波分量并提高输入功率因素，如美国专利No.5,274,540所揭示的，使输入电流接近为正弦波。在该美国专利的逆变装置中，用诸如二极管桥式整流器对市电一类交流电源电压Vs进行全波整流，并把一平滑电容器通过一二极管连接到该整流器的直流输出端，以把平滑电容器两端的电压作为直流电提供给逆变电路。逆变电路是这样配置的：第一和第二开关元件串联电路与平滑电容器并联，隔直电容器、谐振电感器和负载电路形成的串联电路与第二开关元件并联。第一和第二开关元件都由晶体管和反向并联在该晶体管集电极和发射极之间的二极管构成。负载电路包含一放电灯和一电容器。该电容器形成对放电灯的灯丝进行预热的一部分电流通路，还与电感器一起形成谐振电路的一部分。为了减少输入电流的谐波分量，改善其输入功率因素，在整流器的一个直流输出端(整流器和二极管的连接点)和负载电路的一端(电感器和放电灯之间的连接点)之间插入一阻抗元件，它包含电感器和电容器串联电路。

上述电路工作时，逆变电路的两个晶体管以高的开关频率交替导通和截止，并在控制电路(未示出)的控制下防止两晶体管同时导通。因此，当第一只晶体管导通时，电流从平滑电容器流过第一只晶体管、电容器、电感器和放电灯(还流过与放电灯并联的电容器)。

当第一只晶体管截止时，存储在电感器中的能量产生流过放电灯(电容器)、二极管和电容器的电流。此后，当第二只晶体管导通时，聚集在电容器中的电荷通过第二只晶体管、放电灯(电容器)和电感器这一通路放电；另一方面，当该晶体管截止时，存储在电感器中的能量和聚集在电容器内的电荷通过二极管、平滑电容器和放电灯(电容器)这一通路放电。即，第二只晶体管截止会使平滑电容器充电。当晶体管以这种方式交替导通和截止时，流过放电灯的电流的流动方向被反转，所以能向放电灯提供高频交流电流。

如从上述解释中清楚地了解的一样，阻抗元件并不影响逆变电路的基本工作。因此，即使在不设置阻抗元件的情况下，该逆变装置也能像逆变电路一样工作，但也存在如下问题。即，当忽略二极管的电压降时，交流电源不向整流器提供输入电流，而整流器的输出电压低于平滑电容器两端的电压，即，在交流电源电压的半周期间隔输入电流有一段不希望有的间隙期。换句话说，由于输入电流仅能在充电电流向平滑电容器充电期间流动，所以输入电流的波形显著地偏离了正弦波波形，增大了输入电流中的谐波分量。

在这种情况下，如果以上述方法设置一阻抗元件，则可以实现如下的操作。更详细地说，当第二只晶体管导通时，电流从整流器还流过电感器、电容器、电感器、电容器和第二只晶体管，此后，当该晶体管截止时，存储在电感器内的能量释放，电流流过电感器、电容器、电感器、电容器、二极管、平滑电容器和整流器这一通路。即，当第二只晶体管截止时，不仅仅存储在电感器中的能量和聚集在电容器中的电荷向平滑电容器充电，而且整流器的输出也向平滑电容器充电。而且，在该晶体管导通和截止期间，向电容器充电。

同样，当第一只晶体管导通时，聚集在电容器内的电荷产生流过电感器、二极管、晶体管、电容器和电感器这一通路的电流。在这种情况下，电容器和电感器一起形成一个谐振电路。此后，当第一只晶体管截止时，存储在电感器内的能量产生流过电容器、电感器、二极管、平滑电容器、二极管和电容器的电流。在第一只晶体管截止后，电流流过上述通路，向电容器充电。因此当第二只晶体管再次导通时，电容器两端的电压被叠加到整流器的输出电压上。

在这种方式中，对于第二只晶体管处于导通状态以及从第二只晶体管截止一直到第一只晶体管导通期间，由整流器提供电源；而对于第一只晶体管处于导通状态以及从第一只晶体管截止一直到第二只晶体管导通期间，整流器停止供电。因此，虽然整流器的输出电压低于平滑电容器两端的电压，但是晶体管的导通和截止仍会使整流器通过阻抗元件间歇地提供高频输出电压，能显著地缩短送给整流器的输入电流的间隙期。即，在交流电源电压的整个周期，输入电流基本上没有间隙期，输入电流能有一接近正弦的波形，提高了输入功率因素。如果在整流器和交流电源之间进一步插入一合适的滤波电路，隔断第一只和第二只晶体管导通和截止产生的高频分量通道，则交流电源的输入电流波形将更接近正弦波，能在更大程度上减少谐波分量。

对于上述的这种电路配置，如果整流器的输出电压为脉动波，则平滑电容器两端的电压接近线性，所以，当平滑电容器两端的电压高于整流器的输出电压峰值时，在晶体管导通期间，阻抗元件两端的电压被叠加到整流器的输出电压上。这种趋势是是显著的，尤其在小负载或无负载时更是如此。

因此，本发明的目的在于，把输入电流的谐波分量抑制到一低水平上，使输入电流的波形接近正弦波，并抑制出现放电灯电流变为零的输入电流周期，从而改善其输入功率因素，提高光发射效率。

根据本发明的一个方面，上述目的是通过提供一种逆变装置实现的，在该逆变装置中用一整流器对交流电源的交流电压进行整流，逆变电路接收整流器的直流输出电压，并从该逆变电路输出一高频电压，负载电路从该逆变电路接收高频输出电压，一辅助电源电流包括一平滑电容器，该平滑电容器连接在与其并联的整流器的输出端之间，其平滑作用足以向负载电路连续供电，其特征在于，逆变电路包括一直流/直流转换电路，用以接收整流器的直流输则电压，大致在交流电源的半个周期的整个区段内接收交流电源的脉动电流，并输出低于整流器直流输出电压的峰值的直流输出电压；该逆变电路还包括一直流/交流转换电路，用以接收直流/直流转换电路(非升压型斩波器)的直流输出电压，并输出高频电压，直流/直流转换电路和直流/交流转换电路至少共用一个开关元件，辅助电源电路向直流/交流转换电路提供的直流电压低于预定的交流电源电压值。

本发明的其它目的和优点将通过下面结合附图的对较佳实施例的详细描述体现出来。

图1是本发明第1实施例的逆变装置的电路图；

图2示出了图1的实施例1中的信号波形图；

图3示出了解释图1的实施例1工作的信号波形图；

图4是图1逆变装置的具体电路图；

图5-图9分别示出了本发明实施例2-6的具体电路图；

图10是实施例7的电路图；

图11是图10实施例的具体电路图；

图12A、12B、13A、13B、14A和14B示出了解释图10实施例7的具体操作的电路图；

图15是本发明实施例8的电路图；

图16是本发明实施例9的电路图；

图17是用于解释图16的实施例9的工作的信号波形图；

图18A、18B、19A、19B、20A和20B示出了解释图16实施例9工作的电路图；

图21至26示出了本发明实施例10至15的电路图；

图27是图26实施例的另一种具体的电路图；

图28A、28B、29A、29B和29C示出了用于解释图27实施例15工作的电路图；

图30是本发明实施例16的电路图；

图31是本发明实施例17的电路图；

图32A、32B和33示出了用于解释图31工作的信号的波形图；

图34是本发明实施例18的电路图；

图35是本发明实施例19的电路图；

图36是用于解释图35实施例19工作的信号波形图；

图37至43示出了本发明实施例20至26的电路图；

图44-55示出了解释图43实施例26工作的电路图；

图56-57示出了本发明实施例27和28的电路图；

图58至63示出了解释图57实施例27工作的电路图；

图64至68示出了本发明实施例29至33的电路图；

图64至78示出了用于解释图68的实施例33工作的电路图；

图79是本发明实施例34的电路图。

虽然现在将参照图中所示的实施例来描述本发明，但应当明白，这并不意味着把本发明限于所示的这些实施例，本发明应当包括在所附权利要求书的范围内可能的所有的变更、改进和等同的装置。

(实施例1)

图1示出了本发明第一实施例的电源电路的配置，它形成本发明的基础，图4是其具体电路。下面对该电路配置进行解释。在本实施例的配置中，用于对交流电源Vs进行整流的全波整流器DB具有一阻抗元件Z，它连接在其直流输出端之间，该全波整流器DB通过一二极管D3连接到平滑电路H上，进行1/2谷底电压的增压，一逆变电路I连接在平滑电路H的两端。

在这种情况下，如果适当地选择逆变电路I的振荡电路包含的电感器L1、电容器C2(见图4)和作为负载的放电灯La以及阻抗元件Z的电路参数，则可以实现无升压的电路结构。更具体地说，如果希望把逆变电路I的谐振电路的振荡电压通过阻抗元件Z加到全波整流器DB的直流输出端上，则只要全波整流器DB直流输出端之间产生的电压的峰值低于交流电压Vs的电压峰值，则平滑电路H就必然可以消除升压。

在只用平滑电容器C1来代替平滑电路H的情况下，如果在全波整流器DB的直流输出端之间出现电压V1的峰值，则平滑电容C1两端的电压不会再升高。换句话说，平滑电容器C1两端的电压小于全波整流器DB的直流输出端之间的电压V1峰值(如图3(a)所示)，而且还小于交流电源Vs的峰值(如图3(b)所示)。那么，输入电流具有如图3(c)所示的波形，即，该电流在交流电源Vs的峰值附近包含有很多的谐波，另一方面，在交流电源Vs的0V附近，在高频叠加作用的影响下，电流连续流过阻抗元件Z。如果在输入侧增加合适的滤波器，则可以得如图3(d)所示的波形，即，整个输入功率因素度得相当差。

在电路参数无上述升压作用的电路结构中，用1/2谷底电压增压平滑电路H来代替平滑电容器C1。在这种情况下，如从图4所示的具体电路中所见到的，用平滑电路H来代替传统所用的平滑电容器C1，并在平滑电路H上并联一电容器C6，以消除二极管D3下游产生的高频分量。

在本发明的逆变电路I中，当晶体管Q1和Q2在控制电路CT的控制下高速导通和截止时，平滑电路H被用作电源，把高频电压通过电感器L1和电容器C2构成的谐振电路提供给作为负载的放电灯La。逆变电路I的电源在交流电源Vs电压约小于其峰值的1/2电压范围时，逆变电路I工作在约1/2Vs的直流电压上，而其电源在交流电源Vs电压约高于其峰值的1/2电压范围时，逆变电路I工作在对应于交流电源Vs的电压上。

下面对如何改善输入功率因素作一解释。首先，由于上述逆变器的工作，放电灯La两端的电压作高频振荡。由于包含电感器L2和电容器C4的阻抗元件Z还形成谐振电路的一部分，所以加到放电灯La的谐振电压与电感器L2和平滑电容器C1产生的谐振电压一起加到全波整流器DB的直流输出端之间。在这种情况下，假设所施加的组合电压用参考号V1表示，则选择电路参数，使之满足如下关系：

1/2·Vs(峰值)≤V1(峰值)≤Vs(峰值)

然后，由于逆变电路I的晶体管Q1和Q2的通、断操作，使电压V1高频振荡。在交流电源Vs的电压在幅值上高于电压V1的时间范围内，即在图2(a)所示的时段t1内，电流直接从电流电源Vs流过全波整流器DB；二极管D3、平滑电容器C1、二极管D4、平滑电容器C1，并再回到全波整流器DB，从而以低频向平滑电路H的电容器C1和C1’充电。在交流电源V1的电压在振幅上大于电源Vs时，即在时段t2内，电压V1被叠加到全波整流器DB的直流输出端之间出现的脉动电压上，因而高频分量向平滑电路H的电容器C1和C1’充电。如上所述，以低频向平滑电路H的电容器C1和C1’充电的时段t1和以高频向平滑电路H的电容器C1和C1’充电的时段t2以其周期间隔重复。图2(b)所示的是平滑电路H两端的电压，即逆变电路I的电源电压。

如果以这种方法把反馈到全波整流器DB的直流输出端的电压V1的振幅设置得高于交流电源Vs的1/2，则有一电流向平滑电路H的电容器C1和C1’充电，因此，如图2(c)所示，输入电流Iin的波形不会产生间隙期。在图4的详细电路中，在全波整流器DB的输入侧设置了一包含电感器L0和电容器C0的低通滤波器，所以如图2(d)所示，输入电流Iin的连续电流波形与交流电源Vs的电压波形相似，并接近于正弦波，得到低的输入功率因素。而且，由于作为逆变电路I电源的平滑电路H两端的电压不超过交流电源Vs的峰值，并且该电压的谷底部分几乎对应于1/2Vs，所以可以减轻作为逆变电路I的开关元件的晶体管Q1和Q2所承受的负荷。

(实施例2)

在上述实施例1中，已经使用了用于1/2谷底电压增压的平滑电路H。然而在本实施例中，图1中虚线所包括的电路可以使用任意类型的电路，只要该电路是个部分平滑电路。通常，在平滑电路用于n/m谷底电压升压时，应满足下列关系：

进行n/m·Vs(峰值)≤V1(峰值)≤Vs(峰值)

如图5所示，本实施例所用的符合上述条件的平滑电路H是一种进行1/3谷底电压增压的平滑电路H，它包含电容器C1、C1’和C1”、二极管D4至D9。

在本实施例中，由于平滑后的电压的谷底电平大大低于实施例1，所以与实施例1相比，可以更减轻作为逆变电路I的开关元件的晶体管Q1和Q2所承受的负荷。

(实施例3)

在上述的各个实施例中，是通过把逆变电路I的谐振电路的振荡电压加到阻抗元件Z产生的谐振电压上来进行叠加的。在本实施例中，如图6所示，变压器T1的初级绕组串联连接到谐振电路的电感L1上，放电灯La连接到变压器T1的次级绕组上，第三绕组和阻抗元件Z串联后并联连接在全波整流器DB的直流输出端之间，所以第三绕组上感应的振荡电压产生一电流流过阻抗元件Z的电感器L2和电容器C4的串联电路，由此产生谐振电压，并把该谐振电压加到变压器T1的第三绕组两端的电压上，因此，产生与上述实施例1相同的作用。

电感器L1可以设置在变压器T1的次级侧。另外，变压器T1的电动势方向可以设置成与图示的方向相反。

(实施例4)

如图7所示，除了振荡电路电感器L1的连接点与反馈谐振电压的变压器T1的连接点与图6的实施例3不同之外，本实施例的操作基本上与实施例3相同。

(实施例5)

在上述各实施例中，阻抗元件Z包含一电感器L2和电容器C4的串联电路，用于把高频电压反馈给全波整流器DB。另一方面，如图8所示，在本实施例中，把形成逆变电路I的振荡电路的电感器L1与电容器或作为负载的放电灯一起用作具有初级绕组的变压器T2的初级绕组，变压器T2的次级绕组设置在全波整流器DB的直流输出端之一上。在这种情况下，变压器T2的初级绕组与连接在放电灯La灯丝非电源侧端点之间的电容器C2一起构成振荡电路。

在本实施例中，逆变电路I的谐振电路产生的振荡电压被叠加到全波整流器DB的直流输出端上产生的脉动电压上。如上述实施例1中的一样，用于进行1/2谷底电压升压的平滑电路H的电容器C1和C1’可以用低频电流和高频电流充电，并连续地提供输入电流Iin。

(实施例6)

在实施例5中，虽然已经把形成阻抗元件Z一部分的用于叠加高频电压的变压器T2的次级绕组连接在全波整流器DB的一个直流输出端和二极管D3之间，但如图9所示，在本实施例中，把次级绕组插入到全波整流器DB的输入侧，使次级绕组电压叠加到全波整流器DB的输入侧，即，叠加到交流电源Vs的电压上。本实施例的工作基本上与实施例5相同。

(实施例7)

在本实施例中，如图10所示，包括逆变电路I的负载的振荡电路20，通过隔直电容器C3连接在晶体管Q1和Q2的连接点和二极管D3的负极之间，用以反馈叠加高频电压的阻抗元件Z，通过电容器C3连接在晶体管Q1和Q2的连接点和二极管D3的正极之间。具体的电路如图11所示，在该电路中，振荡电路Z0以变压器T3的初级绕组的形式插在电容器C3和二极管D3之间，电感器L1和负载放电灯La的串联电路跨接在逆变器T3的次级绕组上，电容器C2还作为谐振电容器，向放电灯La的灯丝提供预热电流，它跨接在放电灯La灯丝的非电源侧上。同样，阻抗元件Z包含串联的电感器L2和电容器C4。

下面结合图12A、12B、13A、13B、14A和14B解释逆变电路I的工作，逆变电路I用以改善本实施例在交流电源Vs 0V电压附近的输入失真(畸变)。在逆变电路I中，在控制电路的控制下，晶体管Q1和Q2高速交替导通和截止。在这种情况下，逆变电路I的工作被分成6种模式，它们与晶体管Q1和Q2的导通和截止状态以及流过振荡电路Z0和阻抗元件Z的电流方向有关。

首先，在模式1时，如图12A所示，晶体管Q1处于导通状态，晶体管Q2处于截止状态，电流ia作为再生电流流过变压器T3的初级绕组、电容器C3和二极管D1再回到逆变电路I内的变压器T3初级绕组。电流ib还流过电容器C4、电感器L2、二极管D3、晶体管Q1和电容器C3，再回到电容器C4，从而把阻抗元件Z的谐振电压加到全波整流器DB的直流输出端之间。

在图12B所示的模式2时，晶体管Q1处于导通状态，晶体管Q2处于截止状态(如图12A所示)，电流ia流过电容器C3、变压器T3的初级绕组和晶体管Q1，再回到逆变电路I内的电容器C3；而电流ib流过电容器C4、电感器L2、二极管D3、晶体管Q1和电容器C3，再回到逆变电路I内的电容器C4。在如图13A所示的模式3时，如图12A和12B所示的模式1和模式2一样，晶体管Q1处于导通状态，晶体管Q2处于截止状态，电流ia流过电容器C3、变压器T3的初级绕组和晶体管Q1，并再回到逆变电路I的电容器C3。同时，电流ib流过全波整流器DB、电感器L2、电容器C4、电容器C3、二极管D1、平滑电容器C1、二极管D4和电容器C1’，并再回到全波整流器DB。上述操作与晶体管Q1的导通周期相对应，在该周期内，把隔直电容器C3当电源使用。

在如图13B所示的模式4时，晶体管Q1处于截止状态，晶体管Q2处于导通状态，电流ia流过变压器T3初级绕组、平滑电容器C1、二极管的D4、电容器C1’、二极管D2和电容器C3，并再回到逆变电路I内变压器T3的初级绕组。电流ib流过全波整流器DB、电感器L2、电容器C4、电容器C3和晶体管Q2，并再返回到全波整流器DB。

在如图14A所示的模式5时，如图13B所示的模式4一样，晶体管Q1处于截止状态，晶体管Q2处于导通状态，所以电流ia和ia’分别流过电容器C1、变压器T3的初级绕组、电容器C3、晶体管Q2和二极管D5，并返回到电容器C1，以及流过电容器C1’、二极管D6、变压器T3的初级绕组、电容器C3和晶体管Q2，并再返回电容器C1’。

电流ib流过全波整流器DB、电感器L2、电容器C4、电容器C3和晶体管Q2，并再回到全波整流器DB。

在如图14B所示的模式6中，如图14A的模式一样，晶体管Q1处于截止状态，晶体管Q2处于导通状态，电流ia和ia’分别流过电容器C1、变压器T3的初级绕组、电容器C3、晶体管Q2和二极管D5，并返回电容器C1，以及流过电容器C1’、二极管D6、变压器T3初级绕组、电容器C3和晶体管Q2并返回到电容器C1’。电流ib流过电容器C4、电感器L2、二极管D3、电容器C1，二极管D4、电容器C1’、二极管D2和电容器C3，并再返回到电容器C4。

这样，在如图13B、14A和14B所示的模式4到6时，晶体管Q2处于导通周期，电容器C1和C1’作为电源。在如图13A、13B和14A所示的模式3到5中，由于电流直接从交流电源Vs流过全波整流器DB，所以即使在交流电源Vs的电压为0V附近时，仍能连续地提供输入电流，因而改善了其输入失真。

在交流电源Vs的电压为峰值附近时，在如图12B所示的模式2中，电流也流过全波整流器DB、二极管D3、电容器C1、二极管D4和电容器C1’，并再回到全波整流器DB。另外，由于用于进行1/2谷底电压升压的平滑电路H确定了变压器T3初级侧的电压波形为矩形，所以逆变电路1有这样一个特征，它与作为负载的放电灯La的状态无关，并且难以利用。如果用变压器T3的漏磁通来代替电感器L1，则可以省略电感器L1，可以缩小逆变装置的体积。逆变电路I的开关元件包含本实施例中的双极性晶体管，但本发明并不限于这具体的双极性晶体管，开关元件还可以包括如MOS-FET等元件。在这种情况下，由于MOS-FET的寄生二极管还起到二极管D1和D2的作用，所以可以省略二极管D1和D2，使逆变装置做成超小型。

另外如果在全波整流器DB的输出端增加一个高速二极管，则全波整流器DB可以成为低速类型的整流器，所以可以降低成本。在这方面，放电灯La的数量不限于一个，可以是两个或更多个。如果使用了两个或更多个放电灯La，这些放电灯可以串联连接，也可以并联连接。

(实施例8)

简言之，本实施例与实施例7不同之处在于，阻抗元件Z连接在振荡电路Z0和逆变电路I的电容器C3的连接点与全波整流器DB的一个输入端之间，其具体电路如图15所示。下面如实施例7一样结合工作模式1至6来解释本实施例的工作。在这种情况下，由于逆变电路I的工作情况在各模式1到6时都相同，所以仅对阻抗元件Z的工作作一解释。

首先，在模式1和2中，晶体管Q1处于导通状态，晶体管Q2处于截止状态，电流流过电容器C4、电感器L2、全波整流器DB、二极管D3、晶体管Q1和电容器C3，并再回到电容器C4。在模式3中，电流流过交流电源Vs、电感器L0、电感器L2、电容器C4、电容器C3、二极管D1、电容器C1、二极管D4、电容器C1’和全波整流器DB，并再回到交流电源Vs。在模式4和5中，晶体管Q1处于截止状态，晶体管Q2处于导通状态，电流流过交流电源Vs、电感器L0、电感器L2、电容器C4、电容器C3、晶体管Q2和全波整流器DB，并再回到交流电源Vs。

另外，在模式6中，电流流过电容器C4、电感器L2、全波整流器DB、二极管D3、电容器C1、二极管D4、电容器C1’、二极管D2和电容器C3，并再回到电容器C4。当用这种方法通过阻抗元件Z叠加一高频电压时，在模式1、2和6时，在平滑电路H充电操作期间流动的电流通路包括全波整流器DB。在模式3、4和5中，与上述模式相反，只忽略了包括全波整流器DB的通路，电流直接由交流电源Vs提供。

本实施例的工作情况与效果基本上与图11的实施例7相同。

(实施例9)

如图16所示，本实施例与实施例7的不同之处在于，电容器C7与二极管D3并联。本实施例的特点是能改善在图17(a)所示的交流电源Vs电压为0V附近上升或下降的输入电流Iin(如图17(b)所示)的输入失真。

正同参照图18A、18B、19A、19B、20A和20B并结合上述的模式1至6，解释本实施例的逆变电路I在改善交流电源Vs的电压为0V附近的输入失真的工作状况。在如图18A所示的模式1时，首先，电流ia作为再生电流流过变压器T3的初级绕组、电容器C3和二极管D1，并再回到逆变电路I内的变压器T3的初级绕组。电流ib流过电容器C4、电感器L2、电容器C7、晶体管Q1和电容器C3，并再回到电容器C4。在如图18B所示的模式2中，电流ia流过电容器C3、变压器T3的初级绕组和晶体管Q1，并再回到电容器C3，而电流ib流过电容器C4、电感器L2、二极管D3、晶体管Q1和电容器C3，并再回到逆变电路I内的电容器C4。

在图19A所示的模式3中，如图18B所示的模式2一样，电流ia流过电容器C3、变压器T3的初级绕组和晶体管Q1，并再回到逆变电路I内的电容器C3。电流ib流过电容器C4、电容器C3、二极管D1、电容器C7和电感器L2、并再回到电容器C4。另外，在图19B所示的模式4中，再生电流ia流过变压器T3的初级绕组、电容器C1、二极管D4、电容器C1’、二极管D2和电容器C3，并再回到逆变电路I内的变压器T3的初级绕组。

在如图20A所示的模式5中，电流ia分别流过电容器C1，变压器T3的初级绕组、电容器C3、晶体管Q2和二极管D5，再回到电容器C1，还流过电容器C1’、二极管D6、变压器T3的初级绕组、电容器C3和晶体管Q2，并再回到逆变电路I内的电容器C1’。电流ib流过全波整流器DB、电容器C7、电容器C1、二极管D4和电容器C1’，并再回到全波整流器DB。在如图20B所示的模式6中，电流ia和ia’分别流过电容器C1、变压器T3的初级绕组、电容器C3、晶体管Q2、二极管D5和电容器C1形成的回路以及电容器C1’、二极管D6、变压器T3的初级绕组、电容器C3、晶体管Q2和电容器C1’形成的回路。电流还流过电容器C4、电感器L2、电容器C7、电容器C1、二极管D4、电容器C1’、二极管D2、电容器C3和电容器C4。

这样，在本实施例中，如果用阻抗元件Z叠加一个高频电压对平滑电路H的电容器C1和C1’充电，则交流电源Vs的电流仅在模式5直接流到平滑电路H。这是因为流过电容器C7的电流使二极管D3正极电压变高了。所以，在交流电源Vs的电压为0V附近时，输入电流Iin也接近零。因此，为了使如图17(b)所示的波形接近正弦波，电容器C7必须有效地工作。本实施例的其它操作与效果基本上与实施例7相同。

(实施例10)

如图21所示，本实施例与实施例7的不同之处在于，逆变电路I的振荡电路Z0的两端中不连接到隔直电容器C3的一端不与二极管D3的负极相连，而接到逆变装置的接地端(全波整流器DB直流输出端的负极)。

与实施例7一样，本实施例的操作也分为六种模式，通过阻抗元件Z向平滑电路H的电容器C1和C1’充电的操作与实施例7基本相同，解释省略了，下面仅解释在交流电源Vs的电压为0伏附近时逆变电路I的工作情况。

在上述模式1时，再生电流流过变压器T3的初级绕组、电容器C3、二极管D1、电容器C1、二极管D4和电容器C1’，并再回到逆变电路I中变压器T3的初级绕组。

在模式2和3中，电流分别流过电容器C1、晶体管Q1、电容器C3、变压器T3的初级绕组和二极管D5并回到电容器C1构成的回路以及电容器C1’、二极管D6、晶体管Q1，电容器C3和变压器T3的初级绕组，并回到逆变电路I中电容器C1’构成的回路。

在模式4中，再生电流流过变压器T3的初级绕组、二极管D2和电容器C3，并再回到逆变电路I内的变压器T3的初级绕组。在模式5和6中，电流流过电容器C3、晶体管Q2和变压器T3的初级绕组，并再回到电容器C3。因此，该逆变电路I与实施例7的不同之处是：在晶体管Q1导通期间，电容器C1和C1’用作电源，而在晶体管Q2导通期间(模式4到6)，隔直电容器C3作为电源。在交流电源Vs的电压为峰值附近时，在模式2中，电流流过另一回路，即全波整流器DB、二极管D3、电容器C1、二极管D4和电容器C1’，并再回到全波整流器DB。

本实施例的其它操作和效果基本上与实施例7相同。

(实施例11)

如图22所示，本实施例与实施例8的不同之处在于，逆变电路I的振荡电路Z0的两端中不与隔直电容器C3相连的一端不连接到二极管D3的负极，而连接到逆变装置的接地端(全波整流器DB直流输出端的负极)。

如实施例8相同，本电路工作也分为6种模式，因本逆变电路I的工作与实施例的完全相同，所以不再解释。通过阻抗元件Z对平滑电路H内的电容器C1和C1’的充电操作基本上与实施例8相同，并且本实施例的操作与效果也基本上所实施例7相同。

(实施例12)

如图23所示，在本实施例中，把逆变电路I的振荡Z0两端中不与电容器C3相连的一端连接到逆变装置的接地端(即全波整流器DB的一个输出端)，阻抗元件Z的连接点比上述振荡电路的连接点接得更靠近全波整流器DB，二极管D3的连接方向为从振荡电路Z0的连接点朝向阻抗元件的连接点。

如实施例7一样，本实施例的电路操作也分为6种模式，在各模式时，本逆变电路I的操作基本上与实施例10相同，因此不再解释了，下面仅解释在交流电源Vs的电压为0V附近时通过阻抗元件Z叠加高频电压的充电操作。

首先，在模式1和2，电流流过全波整流器DB、晶体管Q1、电容器C3、电感器L2和电容器C4，并再回到全波整流器DB。在模式3中，电流流过电容器C4、电感器L2、电容器C3、二极管D1，电容器C1、二极管D4、电容器C1’和二极管D3，并再回到电容器C4。在模式4和5中，电流流过电容器C4、电感器L2、电容器C3、晶体管Q2和二极管D3，并再回到电容器C4。

在模式6中，电流流过全波整流器DB、电容器C1、二极管D4，电容器C1’、二极管D2、电容器C3、电感器L2和电容器C4，并再回到全波整流器DB。在交流电源Vs的电压为峰值附近时，电流在模式5流过另一回路，即全波整流器DB、电容器C1、二极管D4、电容器C1’和二极管D3并再回到全波整流器DB。

因此，在逆变电路I中，在晶体管Q1导通周期(模式1至3)，电容器C1和C1’作为电源，在晶体管Q2导通周期(模式4至6)，隔直电容器C3作为电源，在模式1、2和6，电流从交流电源Vs流过全波整流器DB，通过阻抗元件Z叠加高频电压，对平滑电路H的电容器C1和C1’进行充电，所以，即使交流电源V₃的电压在0V附近，也能连续地提供输入电流，并可以改善输入失真。

以上述方式配置的本实施例的操作与效果基本上与实施例7相同。

(实施例13)

如图24所示，本实施例与实施例12的不同处在于，逆变电路I的振荡电路Z0连接在阻抗元件Z和电容器C3的连接点与全波整流器DB直流输出端的正极之间。

与实施例12相同，在交流电源Vs的电压为0伏附近时，本实施例的电路工作也可以分为六种模式，在这些模式时，该逆变电路I的工作情况与实施例7完全相同，而且通过阻抗元件Z的高频电压的叠加操作和对平滑电路H的电容器C1和C1’的充电操作也与实施例12相同，因此不再解释了。

本实施例的操作与效果与实施例7基本相同。

(实施例14)

如图25所示，本实施例与实施例13的不同之处在于，阻抗元件Z连接在逆变电路I的振荡电路Z0和电容器C3的连接点与全波整流器DB的一个输入端之间。

本实施例在交流电源Vs的电压为0V附近时与实施例13一样，其操作也可分为6种模式，在这些模式时，该逆变电路I的操作与实施例13完全相同，并且通过阻抗元件Z叠加高频电压的操作和对平滑电路H的电容器C1和C1’的充电操作与实施例8相同，因此不再解释了。

本实施例的操作与效果基本上与实施例7相同。

(实施例15)

如图26所示，本实施例配置时，把实施例9中阻抗元件Z和逆变电路I的振荡电路Z0制成一个电路，逆变电路I的振荡电路Z0还用作阻抗元件Z，把振荡电路Z0连接到实施例9中阻抗元件Z的连接位置上。图27示出了本实施例的具体电路图。

下面结合图28A、28B、29A和29B解释在交流电源Vs的电压在0V附近时本实施例的工作情况。

根据逆变电路I的晶体管Q1和Q2的导通和截止状态以及电流流过振荡电路Z0的方向，把本实施例的操作分为四种模式。首先如图28A所示，在模式1，晶体管Q1处于导通状态，晶体管Q2处于截止状态，所以再生电流ia流过变压器T3的初级绕组、电容器C3、二极管D1、电容器C7和逆变电路I的变压器T3的初级绕组。电流ib流过全波整流器DB、电容器C7、电容器C1、二极管D4和电容器C1’，并再回到全波整流器DB。

如图28B所示，在模式2，晶体管Q1处于导通状态，晶体管Q2处于截止状态，电流ia流过变压器T3的初级绕组、电容器C7、晶体管Q1和电容器C3，并再回到逆变电路I内的变压器T3的初级绕组。

另外，如图29A所示，在模式3，晶体管Q1处于截止状态，晶体管Q2处于导通状态，再生电流ia流过变压器T3的初级绕组、二极管D3、电容器C1、二极管D4、电容器C1’、二极管D2和电容器C3，并再回到逆变电路I内的变压器T3的初级绕组。

如图29B所示，在模式4，晶体管Q1处于截止状态，晶体管Q2处于导通状态，电流ia和ia’分别流过逆变电路I内的电容器C1、电容器C7、变压器T3的初级绕组、电容器C3、晶体管Q2和二极管D5再回到电容器C1形成的回路和电容器C1’、二极管D6，电容器C7、变压器T3的初级绕组、电容器C3和晶体管Q2再回到电容器C1’形成的回路。

如上所述，在模式1时，由于电流从交流电源Vs直接流过全波整流器DB，所以可以连续地提供输入电流Iin，因此即使交流电源Vs的电压在0伏附近也能改善输入失真。

而且，在交流电源Vs的电压为峰值附近时，下面所示的模式5代替了模式4。更详细地说，如图29C所示，在模式5，电流ia，ia’分别流过逆变电路I内的电容器C1、电容器C7、变压器T3的初级绕组、电容器C3、晶体管Q2和二极管D5并再回到电容器C1形成的回路和电容器C1’、二极管D6、电容器C7、变压器T3的初级绕组、电容器C3和晶体管Q2并再回到电容器c1’形成的回路。除了上述电流之外，电流ib流过全波整流器DB、变压器T3的初级绕组、电容器C3和晶体管Q2并再回到全波整流器DB。

这样，本实施例与实施例7一样，根据晶体管Q1和Q2的导通和截止状态向作为负载的放电灯La提供高频电源；不同之处在于，在实施例7中，在交流电源Vs的整个周期内都把用于进行1/2谷底电压升压的平滑电路H用作逆变电路Z的电源，而在本实施例中，在交流电源Vs的电压为0伏附近时，主要由平滑电路H通过全波整流器DB向逆变电路I提供电能，而在交流电源Vs的电压为峰值附近时，主要由交流电源Vs通过全波整流电路DB向逆变电路I供电。

因此，与实施例9不同，由地本实施例可以省略阻抗元件Z，因此，逆变装置可以做得更小。本实施例的其它操作和效果基本上与实施例7相同。

(实施例16)

如图30所示，本实施例与实施例15的不同之处在于，逆变电路I的振荡电路Z0连接在电容器C3和逆变装置的接地端(即全波整流器DB的直流输出端的负端)之间，二极管D3和电容器C7的并联电路连接到接地端，所以二极管D3的方向是从晶体管Q2朝向振荡电路Z0。

如实施例15一样，在交流电源Vs的电压为0V附近时，本实施例的操作也分为4种模式。更具体地说，在模式1，晶体管Q1处于导通状态，晶体管Q2处于截止状态，再生电流流过变压器T3的初级绕组、电容器C3、二极管D1、电容器C1、二极管D4、电容器C1’和二极管D3，并再回到逆变电路I中的变压器T3的初级绕组。

在模式2，晶体管Q1处于导通状态，晶体管Q2处于截止状态，电流分别流过逆变电路I中电容器C1、晶体管Q1、电容器C3、变压器T3的初级绕组、电容器C7和二极管D5并再回到电容器C1形成的回路和电容器C1’、二极管D6、晶体管Q1、电容器C3、变压器T3的初级绕组和电容器C7并再回到电容器C1’形成的回路。

在模式3，晶体管Q1处于截止状态，晶体管Q2处于导通状态，再生电流流过变压器T3的初级绕组、电容器C7、二极管D2和电容器C3，并再回到变压器T3的初级绕组，还有一与高频电压叠合的电流流过全波整流器DB、电容器C1、二极管D4、电容器C1’和电容器C7，并再回到逆变电路I内的全波整流器DB。

在模式4，晶体管Q1处于截止状态，晶体管Q2处于导通状态，电流流过电容器C3、晶体管Q2、电容器C7和变压器T3的初级绕组并再回到逆变电路I内的电容器C3。而且，在交流电流Vs的电压为峰值附近时，下面的模式5出现，代替上述的模式2。

更详细地说，在模式5，电流分别在逆变电路I里流过电容器C1、晶体管Q1、电容器C3、变压器T3的初级绕组、电容器C7和二极管D5，并再回到电容器C1形成的回路和电容器C1’、二极管D6、晶体管Q1、电容器C3、变压器T3的初级绕组和电容器C7，并再回到电容器C1’形成的回路。除了上述电流之处，另一电流流过全波整流器DB、晶体管Q1、电容器C3和变压器T3的初级绕组，再回到全波整流器DB。

本实施例的操作与效果与实施例15基本相同。

(实施例17)

在上述各实施例中，都没有特别提到控制电路C7。但如图31所示，在本实施例17中，控制电路由不稳多谐振荡器M1、单稳多谐振荡器M2和驱动电路DR构成。而且，根据实施例15的电路，逆变电路I的开关元件包含MOS-FET型的晶体管Q1和Q2，晶体管Q1和Q2的寄生二极管被用来代替二极管D1和D2，振荡电路的电感器L1插在变压器T3的初级绕组和电容器C3之间，二极管D0插在二极管D3和全波整流器DB的输出端之间，电容器C8插在全波整流器DB的输出端之间，这些与实施例9不同。在本实施例中可以包括一低通滤波器F。

下面对本实施例的操作作一解释，尤其是控制电路CT。更具体地说，电容器CT1和电阻器RT1的时间常数决定了不稳多谐振荡器M1的振荡周期，不稳多谐振荡器M2的振荡输出提供给单稳多谐振荡器M2，作为其触发信号。单稳多谐振荡器M2的输出脉冲宽度由电容器CT2和电阻器RT2的时间常数决定，单稳多谐振荡器M2的输出脉冲通过驱动电路DR提供给晶体管Q1和Q2，作为晶体管Q16Q2栅极的导通/截止信号。

在图示的例子中，与平滑电路H并联的电容器C6两端的电压经电阻器RT3连接到电容器CT2和电阻器RT2之间的连接点上。换句话说，当逆变电路I的电源电压为高时，对电容器CT2进行快速充电，使单稳多谐振荡器M2的输出脉冲宽度变窄，而当逆变电路I的电源电压为低时，对电容器CT2的充电较慢，使单稳多谐振荡器M2的输出脉冲宽度展宽。

驱动电路DR设置成能输出这样一个驱动信号，当单稳多谐振荡器M2输出高(H)电平时，使晶体管Q1截止，晶体管Q2导通，而当单稳多谐振荡器M2的输出为低(L)电平时使晶体管Q1导通，晶体管Q2截止。

对于如上所述的结构，如果电容器C6两端电压为高电压，可以缩短逆变电路I一个操作周期的持续时间，即电流过二极管D0、变压器T3的初级绕组、电感器L1、电容器C3和晶体管Q2的时间；而延长逆变电路I在电流流过二极管D0、二极管D3和电容器C7的并联电路、电容器C1、二极管D4和电容器C1’期间的一个操作周期的持续时间。如果电容器C6两端的电压为低电压，则正好相反，以与上述相反的方式进行控制。

如果以这种方法根据逆变电路I的供电电压来控制电流流过各自回路的时问间隔，则可以使输入电流波形中包含的谐波分量很少，因此可以改善放电灯电流的波纹比率或波峰因数。

更具体地说，根据电容器C6两端的电压控制晶体管Q1和Q2的脉冲宽度，在电容器C6电压为高时抑制放电灯电流的瞬时值，而在电容器C6电压为低时提高放电灯电流的瞬时值，从而改善放电灯电流的波峰因数。

在图32A中，(a)表示电容器C6两端的电压波形，(b)表示放电灯电流的波形，(c)表示未设置用以检测电容器C6电压的电阻器RT3时的输入电流Iin的波形。在图32B中，(a’)表示电容器C6两端的电压波形，(b’)表示放电灯电流的波形，(c’)表示设置了用以检测电容器C6电压的电阻器RT3时的输入电流Iin的波形。

在图32A所示的放电灯电流的波形中，在输入电流的零交叉点附近有第二峰值，它是由逆变电路I的负载特性引起的。电容器C7两端的电压波形如图33(b)所示，交流电源Vs的波形如图33(a)所示。如图33(a)所示，当交流电源Vs的电压在零交叉点附近时，电容器C1和C1’以及电容器C6两端的电压大大高于交流电源Vs的电压，所以，一直到二极管D3的负极电位(等于电容器C6的电位)低于其正极电位时，时间间隔才变大，所以二极管D3基本上处于截止状态。

因此，如果把二极管D3看作逆变电路I的负载，则在逆变电路I的一个操作周期内，电容器C7与电感器L1串联连接作为限制放电灯电流的元件的时间间隔变长，在上述的交流电源Vs的电压为零交叉点附近它基本上起到降低放电灯限流阻抗，并提高放电灯的作用。

尽管在本实施例中对单稳多谐振荡器M2的输出脉冲宽度进行了控制，但是也可以代之以控制不稳多谐振荡器M1的振荡周期。当然，如果有必要，还可以对振荡周期和脉冲宽度同时控制。

(实施例18)

本实施例在实施例9的基础上使用了实施例17的控制电路CT，在电路配置上与实施例9的不同之处如图34所示，它把MOS-FET型晶体管Q1和Q2用作本发明的开关元件，用晶体管Q1和Q2的寄生二极管代替二极管D1和D2，振荡电路的电感器L1插在变压器T3的初级绕组和电容器C3之间，二极管D0插在二极管D3和全波整流器DB之间。在本实施例内还设置有低通滤波器F。

在本实施例中，由于用于驱动晶体管Q1和Q2的输出脉冲的频率或脉冲宽度根据电容器C6的电压，即通过电阻器RT3的逆变电路I的供电电压变化，所以能改善输入电流Iin的波形失真，同时像实施例17一样可以改善灯电流的波峰因数。

(实施例19)

如图35所示，在本实施例中，把二极管D7和D3插入逆变装置的接地侧，把逆变电路I的振荡电路的两个端子中不与隔直电容器C3相连的一端连接到二极管D7和D3之间的连接点上。逆变电路I的工作情况基本上与实施例17相同，不过包含MOS-FET的晶体管Q3跨接在二极管D3和电容器C7的并联电路上，并且晶体管Q3受比较器CP的输出控制，由此来改善输入电流Iin的波形失真。与实施例17和18一样，控制电路CT不用电阻器，它配置成用具有预定的频率和恒定脉冲宽度的输出来驱动晶体管Q1和Q2。比较器CP把如图36(b)所示的参考电压Vref与用电阻器R1和R2对如图36(a)所示的电容器C6两端的电压，即对平滑电路H的电容器C1和C1’两端的电压进行分压得到的电压进行比较。当分压大于参考电压Vref时，比较器CP产生如图36(c)所示的高电平输出，使晶体管Q3导通。

如果交流电源Vs的电压变成低于电容器C6两端的电压，这会使晶体管Q3截止，电流流过逆变电路I中的晶体管Q1、电容器C3、电感器L1、变压器T3的初级绕组和二极管D7。当交流电源Vs的电压高于电容器C6两端的电压时，根据电源电压，充电电流从全波整流器DB流过平滑电路H的电容器C1和C1’。即，根据交流电源Vs的电压为高电平周期期间的供电电压，就电电流从交流电源Vs流过全波整流器DB到平滑电路H；另一方面，在电源电压低电平周期期间，输入电流流过逆变电路I，所以存储在逆变电路I内的能量使充电流流向平滑电路H，同时在整个交流电源Vs周期内使输入电路Iin流动，从而改善输入电流的波形失真。

当交流电源Vs的电压为高电平时，由于晶体管Q3导通防止了电容器C1’两端的电压高于交流电源Vs的峰值，所以能抑制电容器C6两端的电压不管负载电路的状态而不异常地升高。

在本发明中，可以把电容器C6两端的电压通过电阻器RT3加到控制电路CT上，根据该电压来控制逆变电路I的晶体管Q1和Q2的开关操作。

(实施例20)

如图37所示，在本实施例中，把诸如市电等交流电源Vs通过滤波电路F连接到包含二极管桥路的整流器DB上，整流器DB对交流电源Vs的电压进行全波整流。滤波电路F做成低通滤波器的形式，它包含连接在交流电源Vs和整流器DB之间的扼流成圈L0和连接在整流器DB的交流输入端之间的电容器C0，其作用是阻隔相应于接近逆变电路I的开关频率(为几十至几百KHz，下文描述)的高频频率，使相应于接近交流电源Vs的频率(为几十Hz)的低频频率通过。

连接在整流器DB的直流输出端之间的是正向二极管D3和电容器C5的串联电路。与电容器C5并联的是上述的逆变电路I，其结构可以与上述实施例中所用的逆变电路I一样。逆变电路I包括一对晶体管Q1和Q2串联电路，该串联电路与电容器C5并联。连接到与整流器DB的负输出端相连的一个开关元件的负载电路、电容器C3和电感器L2的串联电路。开关元件包含晶体管Q1和Q2，以及分别反向并联到晶体管Q1和Q2的集电极和发射极之间的二极管D1和D2。开关元件以高的开关频率(为几十至几百KHz)交替导通和截止，并在如图31和34所示的实施例中所用的控制电路的控制下避免晶体管Q1和Q2同时导通。另外，负载电路包含具有两根灯丝的放电灯La和连接在放电灯La两根灯丝的非电源端之间的电容器C2。在这种情况下，电感器L2、电容器C2和C3、以及放电灯La共同形成一谐振电路。

在放电灯La点亮之前，电流流过电容器C2对灯的灯丝进行预热。因此，在放电灯La点亮之前上述谐振电路所产生的谐振频率与放电灯La点亮之后谐振电路的谐振频率是不同的。因此，在预热到放电灯启动期间，把该谐振频率设置成接近晶体管Q1和Q2的导通和截止开关频率，以向放电灯La提供更多的能量，提高其可启动性能；另一方面，在放电灯La点亮之后，把该谐振频率移离开关频率，向放电灯La提供较少的能量，以减轻施加于组成元件上的压力，而且，在整流器DB的一个直流输出端和负载电路之间插入一个阻抗元件，它包含电感器C1和电容器C1的并联电路。

本实施例的一个特征是：电容器C4和二极管D4的串联电路与电容器C5并联连接，电感器L3和二极管D5的串联电路连接在开关元件的连接点和电容器C4与二极管D4的连接点之间。更具体地说，开关元件中连接到整流器DB的正端的一个开关元件(晶体管Q1和二极管D1)、电感器L3、二极管D5和D4以及电容器C4共同形成电压步降斩波电路。电压步降斩波电路通常使用一个形成逆变电路I的开关元件。

由于逆变电路I的工作情况基本上与上述实施例相同，所以下面解释电压步降斩波电路的工作情况。在晶体管Q1导通期间，电流从整流器DB流过二极管D3、晶体管Q1、电感器L3、二极管D5和电容器C4，向电容器C4充电。当晶体管Q1截止时，存储在电感器L3内的能量通过二极管D5、电容器C4和二极管D2释放，无论晶体管Q2处于导通状态还是处于截止状态，均向电容器C4充电。因而，电容器C4被充电，使得电容器C4两端的电压电平对应于晶体管Q1通/断比(占空比)，即该电压的电平对应于整流器DB的输出电压的峰值乘以一接近常数的系数。在这种情况下，电容器C5的作用是通过晶体管Q1和Q2的开关操作除去加到逆变电路I的电源侧的高频电压。

如果忽略二极管D3和D4两端的正向电压降，则在整流器DB的输出电压高于电容器C4两端电压期间，逆变电路I把整流器DB的输出作为电源而工作，此时电容器C4充电。如果整流器DB的输出电压变成低于电容器C4两端的电压，则电容器C4放电，逆变电路I把电容器C4作为电源而工作。由于调整晶体管Q1和Q2的占空比可以把电容器C4两端的电压设置在所希望的电平上，所以可以任意设置把电容器C4用作逆变电路I的电源的时间间隔。

因此，如上所述，把高频交流电压通过逆变电路I加到放电灯La上，还使作为电感器L1和电容器C1的串联电路的阻抗元件工作成谐电路，所以一个对应于放电灯La两端电压和阻抗元件两端电压之和的振荡电压加在整流器DB的输出端之间。现在假设振荡电压的峰值(谐振峰值)用参考符号VOP表示，整流器DB的输出电压用VDP表示，电容器C4两端的电压用VC5表示，那么把电路参数选择成满足如下关系：

VC5≤VOP≤VDP换句话说，把电路参数设置成使加在整流器DB输出端之间的谐电压的峰值小于整流DB的输出电压峰值，而大于连接到上述电压步降斩波电路输出端上的电容器C4两端的电压。

(实施例21)

如图38所示，在本实施例中，与图37的实施例20不同，把电容器C4与二极管D4的位置作了交换，并把二极管D5的极性反转。本实施例的其它配置基本上与实施例20相同。

虽然在实施例20中把晶体管Q1用作电压步降斩波电路的开关元件，但在本实施例中把晶体管Q2用作电压步降斩波电路的开关元件。即，在晶体管Q2导通周期，电流从整流器DB流过二极管D3、电容器C4、二极管D5、电感器L3和晶体管Q2，向电容器C4充电。当晶体管Q2截止时，存储在电感器L3内的能量产生的电流流过二极管D1、电容器C4和二极管D5，从而向电容器C4充电。

本实施例的其它配置和操作基本上与实施例20相同。

(实施例22)

与图36所示实施例20的配置相反，如图39所示，本实施例配置成：电感器L3插在电容器L4和二极管D4之间，二极管D5插在电感器L3和二极管D4的连接点与晶体管Q1和Q2的连接点之间。简言之，本实施例与实施例20的不同之处仅在于改变了电感器L3的位置。对于这种配置，在晶体管Q1导通周期期间，电流从整流器DB流过二极管D3、晶体管Q1、二极管D5、电感器L3和电容器C4，向电容器C4充电。当晶体管Q1截止时，存储在电感器L3内的能量产生的电流流过电容器C4、二极管D2和二极管D5，向电容器C4充电。本实施例的其它操作和效果基本上与实施例20相同。

(实施例23)

如图40所示，本实施例与图37的实施例20在逆变电路I的结构上不同。即，在逆变电路I中，由隔直电容器C3、输出变压器T1的初级绕组n1和电感器L2组成的串联电路连接在晶体管Q1和Q2的连接点和二极管D3的负极之间。包括放电灯La和电容器C2的负载电路连接到输出变压器T1的次级绕组n2上。而且在变压器T1内设置有一反馈绕组n3，该反馈绕组n3与包含电感器L1和电容器C1的串联电路的阻抗元件串联，并且把该串联电路连接到整流器DB的输出端之间。在图示的例子中，初级绕组n1和反馈绕组n3的极性这样设置：当晶体管Q2导通，并且有电流从电感器L2通过初级绕组n1流向电容器C3时，在反馈绕组n3上感应出方向从阻抗元件到二极管D3的电压。

在具有上述结构的逆变电路I中，在晶体管Q2导通期间，电流从整流器DB流过二极管D3、电感器L2、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3和晶体管Q2。在晶体管Q2截止期间，存储在电感器L2和变压器T1内的能量通过电容器C3和二极管D1释放。当晶体管Q1导通时，聚集在电容器C3上的电荷通过输出变压器T1的初级绕组n1、电感器L2和晶体管Q1释放，当晶体管Q1截止时，存储在变压器T1和电感器L2内的能量通过电容器C5、二极管D2和电容器C3释放。

经上述操作，可以向输出变压器T1的初级绕组n1提供高频电流来点亮放电灯La。另外，在反馈绕组n3上感应出的高频电压，产生交流电流流过作为阻抗元件的由电感器L1和电容器C1组成的串联电路。即，虽然整流器DB的输出电压高于反馈绕组n3和阻抗元件串联电路两端的电压峰值，但是阻抗元件上基本上没有电流流过，电流主要由整流器DB向逆变电路I提供。而当整流器DB的输出电压低于反馈绕组n3和阻抗元件的串联电路两端的电压峰值时，根据反馈绕组n3上感应电压的极性向阻抗元件提供高频电流。即，由于电流从整流器DB流入阻抗元件，所以对整流器DB的输入电流并无间歇期。用滤波电路F除去高频分量，可以使交流电源Vs的输入电流波形接近正弦波，从而提供能最终除去谐波分量，并具有高功率因数的逆变装置。

(实施例24)

如图41所示，在本实施例中，把图37的实施例20中的逆变电路I的电感器L2制作成以变压器形式耦合的初级绕组n1和次级绕组n2，次级线圈n2插在整流器DB和二极管D3之间。另外，省略了实施例20中使用的包含电感器L1和电容器C1串联电路的阻抗元件。

本实施例的其它结构基本上与实施例20相同，功能作用与实施例20相同的组成元件用相同的参考符号表示。

这种结构的逆变电路I和一般用晶体管Q1的电压步降斩波电路以与实施例20相同的方式工作。当晶体管Q1导通时，电流从整流器DB流过电感器L2的次级绕组n2、二极管D3、晶体管Q1、电感器L3、二极管D5和电容器C4，向电容器C4充电。而且，有一电流从整流器DB流过电感器L2的次级绕组n2、二极管D3、晶体管Q1、电容器C3、电感器L2的初级绕组n1和负载电路(放电灯La和电容器C2)，向负载电路供电。此后，当晶体管Q1截止时，存储在电感器L3内的能量通过二极管D5、电容器C4和二极管D2释放，而存储在电感器L2内的能量通过负载电路、二极管D2和电容器C3释放，还通过二极管D3、电容器C5和整流器DB释放。

同样，当晶体管Q2导通时，聚集在电容器C3上的电荷通过晶体管Q2和负载电路释放；当晶体管Q2截止时，存储在电感器L2内的能量通过电容器C3、二极管D1、电容器C5和负载电路释放。

经过上述工作，可以向包括放电灯1a的负载电路施加高频交流电压，并使电容器C4两端的电压基本上恒定且低于整流器DB的输出电压的峰值。把高频交流电压加到负载电路还会在电感器L2的次级绕组n2中感应出一个高频电压。由于次级绕组n2中感应出的电压极性交替变换，所以电感器L2以相同方式起到了上述各实施例中阻抗元件的作用，即允许在整流器DB的输出电压的谷底部分时提供高频电流。换句话说，形成负载电路的谐振电路的电感器L2还被用作阻抗元件。本实施例的其它结构与操作基本上与实施例20相同。

(实施例25)

如图42所示，本实施例与图41所示的实施例24的不同之处在于：电感器L2的反馈绕组n2设置在整流器DB的输入侧。其它配置和操作与实施例24基本相同。

(实施例26)

如图43所示，在本实施例中，把诸如市电等交流电源Vs通过滤波电路F接到整流器DB上，整流器DB包含一二极管桥路，整流器DB对交流电源Vs的电压进行全波整流。滤波电路F包含设置在交流电源Vs和整流器DB之间的扼流线圈L0和设置在整流器DB交流输入端之间的电容器C0，它起到低通滤波器的作用，阻隔相应于接近逆变电路I的开关频率(为几十至几百KHz)的高频频率，而让相应于交流电源Vs频率(几十Hz)附近的低频频率通过。

连接在整流器DB直流输出端之间的是一正向二极管D3和电容器C5的串联电路。与电容器C5并联的是逆变电路I，它包括一对晶体管Q1和Q2的串联电路，电容器C5与该串联电路并联连接。输出变压器T1的初级绕组n1和隔直电容器C3的串联电路与开关元件中与整流器DB的正输出端连接的一个开关元件并联。输出变压器T1的次级绕组n2的一端通过电容器L2与负载电路相连。开关元件包含晶体管Q1和Q2，二极管D1和D2分别反向并联在晶体管Q1和Q2的集电极和发射极之间。这些开关元件以高的开关频率(几十至几百KHz)交替导通和截止，避免在控制电路(未图示)的控制下开关元件同时导通。负载电路由具有两根灯丝的放电灯La和连接在两根灯丝非电源侧之间的电容器C2构成。电感器L2、电容器C2、电容器C3和放电灯La共同形成谐振电路。与二极管D3和变压器T1初级绕组组成的串联电路并联的是一个阻抗元件，它包含电感器L1和电容器C1组成的串联电路。

下面对图43所示的本实施例的电源装置的工作情况作一解释。根据整流器DB的输出电压(即在0伏附近(谷底部分)或者输入电流峰顶部分)、晶体管Q1和Q2的导通和截止状态以及流过阻抗元件的电流方向的各种组合，把本实施例的工作分成几种工作模式。在全波整流器DB的输出电压的峰顶部分处，本实施例的工作如图44至图49所示分为6种工作模式，而在整流器DB的输出电压的谷底部分，如图50至55所示，本实施例的工作也分为6种工作模式。在图44至图55中，电流用虚线标示。

首先解释在整流器DB的输出电压为峰顶部分时的工作模式。如果电源接通了，则如图44所示，晶体管Q1导通，晶体管Q2截上，电流从整流器DB流过二极管D3、晶体管Q1、电感器L3、二极管D5和电容器C4，对电容器C4充电。由于整流器DB的输出电压在该充电操作期间被认为高于电容器C5两端的电压，所以，电流从整流器DB流过二极管D3和电容器C5，对电容器C5充电。流过图44其它回路的电流为振荡电流，该振荡电流流过包含变压器T1和电容器C3和包含电感器L1和电容器C1的阻抗元件(振荡电路)，更具体地说，振荡电流流过电容器C3和二极管D1，产生一个向下的电压(图44)加到输出变压器T1的初级绕组n1；另一方面，振荡电流流过晶体管Q1、电容器C3和电容器C1，产生一个向上的电压(图44)作用于电感器L1。

在这种情况下，流过输出变压器T1的初级绕组n1的电流流动方向反转。换句话说，在该工作模式，如图45所示，电流从电容器C3流过输出变压器T1的初级绕组n1和晶体管Q1。除了聚集在电容器C3上的电荷产生的电流代替变压器T1的再生电流之外，本实施例中的其它电流与图44的工作模式相同。

因此，如图46所示，在晶体管Q1和Q2的导通和截止状态改变之前，电感器L1两端的电压极性已翻转，所以二极管D3的正极电位相对于其负极电位被接下。即，二极管D3处于截止状态，电流从整流器DB流过电感器L1、电容器C1、电容器C3、电感器L3、二极管D5和电容器C4，还从整流器DB流过电感器L1、电容器C1、电容器C3、二极管D1和电容器C5。当然，在该操作模式时，电感器L1的振荡电流停止流动，电容器C3的放电操作使电流继续流过变压器T1和晶体管Q1。

在电流以图46所示的工作模式流动期间。晶体管Q1和Q2的导通和截止状态反转。在这种连接方式中，虽然交换了两个晶体管Q1和Q2的导通和截止状态但不会存在两晶体管同时导通的情形。如果出现这种情形，则认为这种导通周期短得可以忽略。此后，如图47所示，晶体管Q1截止，晶体管Q2导通。在晶体管Q1截止时，电容器C3继续放电，聚集在电容器C3上的电荷通过输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C5和二极管D2放电，向电容器C5充电。另外，流过电感器L3的电流中断使储存在电感器L3上的能量通过二极管D5、电容器C4和二极管D2放电，以此向电容器C4充电。而且，电流从整流器DB流过电感器L1、电容器C1、电容器C3和晶体管Q2。

如上所解释的，如图48所示，电流使聚集在电容器C3上的电荷通过晶体管Q3、电容器C5和输出变压器T1的初级绕组n1放电，此时其它电流都不变。

此后，完成电感器L3的再生电流对电容器C4的充电操作，但变压器T1和电容器C3的谐振电路的电流并不改变，电感器L1和电容器C1构成的阻抗元件(谐振电路)两端的电压的极性翻转。即，如图49所示，电流从电感器L1和电容器C1流过电容器C5和二极管D2。在这种情况下，晶体管Q1和Q2的导通和截止状态转换，电流模式移入图44所示的模式。即。包括图49的晶体管Q2在内的回路被中断，流过变压器T1和电容器C3的电流开始流过包括二极管D1的回路，用整流器DB的电流向电容器C5充电。

如上所解释的，在晶体管Q1导通模式(如图44至46所示的操作模式)时，通过电感器L3向电容器C4充电，在晶体管Q1截止模式(如图47至49所示的操作模式)时，用电感器L3的再生电流对电容器C4充电，晶体管Q1形成逆变电路I的一部分，还用作电压步降斩波电路的开关元件。

下面解释整流器DB的输出电压为谷底部分时本实施例的操作。如整流器DB的输出电压为峰顶部分时一样，对整流器DB的输出电压为谷底部分时本实施例的操作的解释从晶体管Q1导通，晶体管Q2截止的模式开始。更详细地说，如图50所示，在整流器DB的输出电压为谷底部分时，有一有电流流动的操作模式。在这种条件下，包含变压器T1和电容器C3的谐振电路的振荡电流向上(图50)流过输出变压器T1的初级绕组n1，而包含电容器C1和电感器L1的谐振电路的振荡电流向上(图50)流过电感器L1。更具体地说，电流分别流过变压器T1的初级绕组、电容器C3和二极管D1这一回路和流过电容器C1、电感器L1、二极管D3、晶体管Q1和电容器C3这一回路。此后，仅仅流过包含变压T1和电容器C3的谐振电路的电流反转，所以如图51所示，电流流过电容器C3、变压器T1的初级绕组和晶体管Q1。

接着，如图52所示当流过电感器L1和电容器C1的谐振电路的振荡电流方向反转时，电流从整流器DB流过电感器L1、电容器C1、电容器C3、二极管D1和电容器C5，从而向电容器C5充电。在该充电操作期间，流过电容器C3、输出变压器T1的初级绕组n1和晶体管Q1的电流继续流动。

如图53所示，当晶体管Q1截止、晶体管Q2导通时，流过晶体管Q1的电流中断，所以整流器DB的电流开始流过电感器L1、电容器C1、电容器C3和晶体管Q2。流过电容器C3和变压器T1的谐振电路的振荡电流开始流过电容器C3、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C5和二极管D2。如图54所示，振荡电流的流动方向立即反转，所以电流开始流过电容器C5、输出变压器T1的初级绕且n1、电容器C3和晶体管Q2。此后，如图55所示，流过电感器L1和电容器C1的谐振电路的振荡电流的方向反转，电流开始流过电容器C1、电感器L1、二极管D3、二极管D4、电容器C4、二极管D2和电容器C3。对这种情况，解释为电流反向流过二极管D4。然而，由于从电容器C4流过输出变压器T1的初级绕组n1和电容器C3的电流总是大于流过电容器C1和电感器L1的电流，所以流过二极管D4的总电流在整体上是正向流过。另外，由于聚集在电容器C4上的电荷释放，电流开始流过电容器C4、二极管D4、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3和晶体管Q2。

当晶体管Q1导通而晶体管Q2截止时，电容器C4的放电操作停止，电流模式进入如图50所示的模式。

从上述操作模式中可以清楚地看出，在整流器DB的输出电压为谷底部分时，整流器DB以如图52、53和54所示的操作模式(对应于整流器DB的输出电压为谷底部分时的6种操作模式中的一半操作模式)提供电流。所以有高频电流流入整流器DB。因此，可以在交流电源Vs的电压零交叉点附近防止输入电流产生间隙期。

如上所解释的，由于电压步降斩波电路的工作，无论负载电路的状态如何，加到输出变压器T1初级绕组n1上的电压难以变高，还使得在整流器DB的输出电压为峰顶部分时过大的电压对组成元件的压力变小；另一方面，在整流器DB的输出的电压为峰顶部分时，流过整流器DB的输入电流基本上不会产生间隙周期。另外，即使在整流器DB的输出电压为谷底部分时，输入电流仍然以高频脉动地流过整流器DB。因此，输入电流能连续地流动相当长的时间而没有连续的间隙，可以抑制输入失真的产生。尤其是，由于输入电流仅以高频脉动地流动，所以仅用其截止频率相应于接近交流电源Vs的电压频率的低通滤波器形式的简单的滤波电路F就能防止高频分量漏入交流电源Vs。而且，由于在整流器DB的输出电压为峰顶部分时，流到整流器DB的输入电流基本上是连续的，而在整流器DB的输出电压为谷底部分时，流到整流器DB的输入电流以高频脉动流动，所以在整流器DB的输出电压为峰顶部分时，输入电流变大，而在其输出电压为谷底部分时，输入电流变小。因此，可以使流入整流器DB的输入电流的包括基本上呈正弦波。这意味着能抑制高频分量，能改善输入功率因数。

虽然在本实施例中电感器L2设置在变压器T1的次级侧，但也可以用漏感型的变压器T1的漏磁通来代替电感器L2，因此，因有可能省略电感器L2，逆变装置就可实现超小型化。而且，在本实施例中，开关元件分别用并联的晶体管Q1和Q2以及二极管D1和D2构成。但，如果用MOS FET型元件来构成开关元件，则能进一步缩小逆变装置的体积，而二极管D1和D2是不必要的。显然，作为负载电路的放电灯La的数量并不限于一个，可以是2个或更多个。在这种情况下，放电灯La之间的连接关系可以是串联的、并联的，或者是串并联相结合。

(实施例27)

如图56所示，本实施例几乎与图43的实施例26的结构相同，不同之处在于，实施例26的包含电感器L1和电容器C1串联电路的阻抗元件的一端不连接到整流器DB的正输出端，而是连接到整流器DB的一个输入端。

本实施例的基本操作情况与实施例26大致相同。然而，当流过电感器L1的电流为向上方向(图56)对(图44、45、49、50、51和55所示的工作模式)，则电流流过整流器DB和二极管D3；另一方面，当流过电感器L1的电流方向向下(图56)(图46、47、48、52、53和54所示的工作模式)时，电流从交流电源Vs流到电感器L1，不流过整流器DB，而流过滤波电路F。本实施例的其它结构和操作基本上与实施例26相同。

(实施例28)

如图57所示，本实施例与图43的实施例26的不同之处是：把电容器C6与二极管D3并联。设置电容器C6的目的是进一步改善输入失真。即，本实施例的输入电流的波形设计得比实施例26更接近正弦波，下面详细描述本实施例的工作情况。

因本实施例的工作情况在整流器DB的输出电压为峰值(峰顶部分)时基本上与实施例26相同，所以下面仅解释交流电源在零交叉点附近的操作情况。着先解释晶体管Q1处于导通状态而晶体管Q2处于截止状态的工作模式。即电流如图58所示的方式流动的操作模式。在该条件下，如实施例26一样，变压器T1和电容器C3的谐振电路的振荡电流向下(图58)流过输出变压器T1的初级绕组n1。即，电流流过变压器T1的初级绕组、电容器C3和二极管D1。同时，电容器C1和电感器C1的谐振电路的振荡电流向上(图58)流过电感器L1，即流过电容器C1、电感器L1、电容器C6、晶体管Q1和电容器C3。因整流器DB的输出电压较低，并且电容器C6没有完全充足电，所以电流流入电容器C6，二极管D3保持截止状态。

此后，流过变压器T1和电容器C3的谐振电路的电流的流动方向反转，所以如图59所示，电流开始流过电容器C3、输出变压器T1的初级绕组n1和晶体管Q1。此时，由于电容器C3两端的电压被加到电容器C1和电感器L1的串联电路两端的电压上，这会在二极管D3两端产生足以使二极管D3导通的电位差，因而使二极管D3导通。其结果是电流开始流过电容器C1、电感器L1、二极管D3、晶体管Q1和电容器C3。

如果流过电感器L1和电容器C1的谐振电路的振荡电流的流动方向接着反转，则如图60所示电流流过电容器C1、电容器C3、二极管D1和电容器C6。换言之，在实施例26中由整流器DB提供流过电感器L1和电容器C1的电流；另一方面，在本实施例中，配置电容器C6后，电容器C6两端产生的电位差使整流器DB的电流不流过电感器L1、电容器C1、电容器C3、二极管D1和电容器C5形成的回路，而流过电感器L1、电容器C1、电容器C3，二极管D1和电容器C6形成的回路。在该期间，电流继续流过电容器C3、输出变压器T1的初级绕组n1和晶体管Q1。

现在，如图61所示，如果晶体管Q1截止而晶体管Q2导通，则流过晶体管Q1的电流中断，使至此仍流过晶体管Q1的电流绕道，开始流过电容器C5和二极管D2。并且二极管D1的负极电位变成高于其正极电位，所以二极管D1进入截止状态，电流流过电容器C1、电容器C3、晶体管Q2、电容器C5、电容器C6和电感器L1。

此后，如图62所示，流过电容器C3和变压器T1谐振电路的振荡电流的流动方向立即反转，振荡电流开始流过电容器C5、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3和晶体管Q2。在这种情况下，流过电容器C1、电容器C3、晶体管Q2、电容器C5、电容器C6和电感器L1的电流不变。并且，仅在输入电流流入整流器DB期间电流开始从整流器DB流过电容器C6和电容器C5。

如图63所示，然后流过电感器L1和电容器L1谐振电路的振荡电流的流动方向反转，电流流过电容器C1、电感器L1、电容器C6、电容器C5、二极管D2和电容器C3。聚集在电容器C4上的电荷的释放操作会产生一电流流过电容器C4、二极管D4、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3和晶体管Q2。当晶体管Q1导通，晶体管Q2截止时，电容器C4的放电操作停止，电流模式进入图58所示的模式。

如上面所解释的，流入整流器DB的输入电流仅在图62所示的工作模式中出现。即在6种模式中仅在一种模式时输入电流才流入整流器DB。更具体地说，在本实施例，如实施例26一样，输入电流以高频脉动方式流动，但电流流动时间比实施例26短，所以本实施例的输入电流可以从实施例26中的输入电流下拉。这意味着，在交流电源Vs的电压在零交叉点附近时，输入电流接近零，因此输入电流的波形接近正弦波形。简言之，如果在实施例26的结构中，在交流电源Vs的电压在零交叉点附近时，电流突然变化，而本实施例由于设置了电容器C6，能使电流变化趋于平稳，使输入电流的波形接近正弦波，从而进一步减少高频分量。

(实施例29)

如图64所示，在本实施例中，改变了图43所示实施例26结构中输出变压器T1初级绕组n1插入的位置。更具体地说，在实施例26中，虽然二极管D3和输出变压器1初级绕组n1的串联电路仍与电感器L1和电容器C1的串联电路并联，但在本实施例中，把输出变压器T1的初级绕组n1与电感器L1和电容器C1组成的串联电路串联，把电感器L1、电容器C1和输出变压器T1的初级绕组n1组成的串联电路连接在整流器DB的输出端之间。

本实施例的逆变电路I的工作与实施例26稍微有些不同，但流过电感器L1和电容器C1串联电路的电流与实施例26相同。因而，简要地解释一下在整流器DB的输出电压为谷底部分时流过逆变电路I的电流。在对应于图50的操作模式中，电流流过输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3、二极管D1和电容器C5，在对应于图51的操作模式中，电流流过电容器C5、晶体管Q1、电容器C3和输出变压器T1的初级绕组n1。而且，在对应于图52的操作模式中，电流流过电容器C4、二极管D4、晶体管Q1、电容器C3和输出变压器T1的初级绕组n1。此后，当晶体管Q1和Q2的导通和截止状态转换时，操作模式进入对应于图53的模式，在该模式中，电流流过变压器T1、二极管D2和电容器C3。在对应于图54、55的模式时，电流流过电容器C3、晶体管Q2和变压器T1。

本实施例的其它结构与操作与实施例26基本相同。

(实施例30)

如图65所示，本实施例与图64的实施例29的不同之处是，把电感器L1的一端不连到实施例29的二极管D3的正极与整流器DB的正输出端的连接点上，而是连接到整流器DB的一个输入端上。实施例29和30在连接关系方面的差别与实施例27和26之间的差别一样，并且除了从电容器C1流向电感器L1的电流通过整流器DB流到二极管D3以及从电感器L1流向电容器C1的民流从交流电源Vs不流过整流器DB而流过滤波电路F之外，本实施例基本上以与实施例29相同的方式进行工作。

(实施例31)

如图66所示，在本实施例中，实施例29中的电感器L1、电容器C1和二极管D3设置在整流器DB的负输出端上。更详细地说，电容器C5和二极管D3的串联电路连接在整流器DB的输出端之间，二极管D3的负极连接到整流器DB的负输出端上。另外，电感器L1和电容器C1的串联电路与输出变压器T1的初级绕组n1和二极管D3的串联电路并联，所以电容器C1的一端与二极管D3的负极相连。

逆变电路I的操作基本上与实施例29相同，故解释从略，下面简要地解释一下在整流器DB的输出电压为谷底部分时逆变电路I的工作情况。即，如实施例26一样，本实施例的操作被分为6种模式。在对应于实施例26中图50和图51的操作模式中，电流从整流器DB流过晶体管Q1、电容器C3、电感器L1和电容器C1，在对应于图52的操作模式中，电流流过电容器C1、电感器L1、电容器C3、二极管D1、电容器C5和二极管D3。在对应于图53和54的操作模式时，电流流过电容器C1、电感器L1、电容器C3、晶体管Q2和二极管D3。在对应于图55的操作模式时，电流从整流器DB流过电容器C5、二极管D2、电容器C3、电感器L1和电容器C1。

如上述其它实施例一样，在整流器DB的输出电压为峰顶部分时，增加了一个起到电压步降斩波电路的功能，所以在晶体管Q1导通期间，电流从整流器DB流过晶体管Q1、电感器L3、二极管D5、电容器C4和二极管D3，对电容器C4充电，同时把能量存储在电感器L3内。在晶体管Q2导通期间，存储在电感器L3内的能量通过二极管D5、电容器C4和二极管D2释放，向电容器C4充电。另外，在整流器DB的输出电压为峰顶部分时，电流还从整流器DB流过电容器C5和二极管D3，向电容器C5充电。

如上所解释的，在实施例中由于在整流器DB的输出电压为谷底部分时，电流以高频脉动地流入整流器DB，所以与上述各实施例一样，在本实施例中也能减少输入电流中的高频分量。本实施例中的其它结构和操作方式基本上与实施例26相同。

(实施例32)

如图67所示，本实施例与上述实施例31的不同之处在于，输出变压器T1的初级绕组n1、电感器L1和电容器C1的串联电路连接在整流器DB的输出端之间，输出变压器T1的初级绕组n1不连接到实施例31中的整流器DB的负输出端上，而是连接到其正输出端上。该逆变电路I的工作基本上与实施例26相同，其在整流器DB的输出电压为谷底部分时的操作基本上与实施例31相同。

(实施例33)

如图68所示，在本实施例中，省略了图57的实施例28结构中的电感器L1和电容器C1，插入的输出变压器T1的初级绕组n1代替电感器C1和电容器C1的串联电路。

在整流器DB的输出电压为峰顶和谷底部分时，上述实施例的操作分别有6种操作模式。另一方面，在整流器DB的输出电压为峰顶和谷底部分时，本实施例分别工作于5种操作模式。更具体地说，在输出电压为峰顶部分时，本实施例工作在如图69至73所示的模式。首先结合晶体管Q1导通而晶体管Q2截止的情况进行解释。该情况对应于图69所示的操作模式，在该模式中，电流流过输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3、二极管D1和电容器C6，还分别流过整流器DB、电容器C6、晶体管Q1、电感器L3、二极管D5和电容器C4形成的回路，以及整流器DB、电容器C6和电容器C5形成的回路，并向电容器C4和C5充电。然后，流过包含在逆变电路I中的谐振电路的振荡电流的流动方向反转，所以如图70所示，电流分别流过电容器C3、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C6和晶体管Q1形成的回路以及电容器C5、晶体管Q1、电感器L3、二极管D5和电容器C4形成的回路。此后，当对电容器C6的充电操作进行到流过电容器C6的电流停止时，电流如图71所示开始流过二极管D3。当晶体管Q1截止和晶体管Q2导通时，存储在变压器T1内的能量产生一电流，流过输出变压器T1的初级绕组n1、二极管D3、电容器C5、二极管D2和电容器C3，而存储在电感器L3内的能量也产生一电流，流过电感器L3、二极管D5、电容器C4和二极管D2，从而对电容器C4和C5充电(如图72所示)。此后，流过逆变电路I的振荡电流的流动方向反转，所以如图73所示，电流分别流过整流器DB、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3和晶体管Q2形成的回路以及电容器C5、电容器C6、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3和晶体管Q2形成的回路。简言之，在如图69至72所示的操作模式中，逆变电路I起到步降斩波器的作用，用低于整流器DB的输出电压的电压向电容器C4充电。

同样，如图74所示，在整流器DB输出电压为谷底部分时，电流从整流器DB流过电容器C5和电容器C6，而在如整流器DB输出电压为峰顶部分时的晶体管Q1导通模式中一样，电流流过输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3、二极管D1和电容器C6。当流过逆变电路I的振荡电流的流向随后反转时，如图75所示电流流过电容器C3、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C6和晶体管Q1。此时，从整流器DB流出的电流停止。

此后，当晶体管Q1截止而晶体管Q2导通时，如整流器DB的输出电压为谷底时的情况一样，电流流过电容器C3、输出变压器T1的初级绕组n1、二极管D3、电容器C5和二极管D2(如图76所示)。进一步，当流过逆变电路I的振荡电流的流向反转时，如图77所示，电流流过电容器C5、电容器C6、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3和晶体管Q2。当电容器C5两端的电压下降到低于电容器C4和二极管D4的串联电路两端的电压时，电容器C4开始放电操作，并如图78所示，电流流过电容器C4、二极管D4、电容器C6、输出变压器T1的初级绕组n1、电容器C3和晶体管Q2。

因此，即使在本实施例中，在整流器的输出电压为谷底部分时也存在一个电流从整流器DB流出的周期，并且以高频脉动地提供输入电流，从而可以减少输入电流中的谐波分量。对于本实施例的结构，没有包含电感器L1和平滑电容器C1的串联电路的阻抗元件，但有这样一个周期，在全波整流器DB的输出电压为谷底部分时，有一电流从全波整流器DB流过电容器C5，从而通过电容器C5可以以高频提供脉动电流。在全波整流器DB的输出电压为谷底部分时，从全波整流器DB流出电流的时间周期短于实施例8，所以在全波整器DB的输出电压为零交叉点附近时，输入电流不会停止，而是接近零伏，所以能使输入电流的波形接近正弦波。而且，由于没有阻抗元件，所以逆变装置可以做得更小。本实施例的其它结构和操作基本上与实施例78相同。

(实施例34)

虽然在实施例33逆变电路I中把变压器T1的初级绕组n1、二极管D3和电容器C6连接到全波整流器DB的正输出端，但如图79所示，本实施例的结构却把这些元件连接到全波整流器DB的负输出端。本实施例的操作基本上与实施例33相同。

在操作中，在全波整流器DB的输出电压为峰项部分时，本实施例也具有与实施例33相似的、与电压步降斩波电路一样的功能，并把全波整流器DB的输出电压用作逆变电路I的电源。本实施例在全波整流器DB的输出电压为谷底部分时的操作基本上与实施例33相同，但下面仍作一简要的解释。当晶体管Q1导通时，电流流过变压器T1的初极绕组n1、电容器C3、二极管D1、电容器C5和电容器C6。该电流以前一模式用于释放存储在变压器T1内的能量。当逆变电路I的振荡电流的流向随后反转时，电流流过电容器C5、晶体管Q1、电容器C3、变压器T1的初级绕组n1和电容器C6。此后，当电容器C5两端的电压变得低于电容器C4和二极管D4的串联电路两端的电压时，电容器C4的放电操作产生一电流，通过电容器C4、二极管D4、晶体管Q1、电容器C3、变压器T1的初级绕组n1和电容器C6提供给逆变电路I。

接着，当晶体管Q1截止，晶体管Q2导通时，存储在变压器T1内的能量释放，电流流过变压器T1的初级绕组n1、电容器C6、二极管D2和电容器C3，电流还从全波整流器DB流过电容器C5和电容器C6。随后，逆变电路I的振荡电流的流向反转，使电流流过电容器C3、晶体管Q2、电容器C6和变压器T1的初级绕组n1。

因此，在5种模式中仅有一种模式有电流从全波整流器DB流入逆变电路I，并且操作方式与实施例33相似，能以高频提供脉动的输入电流，还能使输入电流具有正弦波形，从而减少了高频分量。本实施例的其它结构与操作基本上与实施例33相同。

Claims (21)

1.一种逆变装置，包含：

交流电源；

对交流电源的交流电压整流的整流器；

接收整流器的直流输出电压并输出高频电压的逆变电路；

从逆变电路接收高频输出电压的负载电路；和

辅助电源装置，包括连接在整流器输出端之间的平滑电容器，它具有能连续向负载提供电流的平滑作用；

其特征在于，逆变电路包括直流/直流转换装置，用以接收整流器的直流输出电压和在交流电源的全部半个周期内接收交流电源的脉动电流，并输出低于整流器直流输出电压的峰值电压的直流输出电压，逆变电路还包括直流/直流转换装置，用以接收直流/直流转换装置的直流输出电压，并输出高频电压，直流/直流转换装置和直流/交流转换装置至少共用一个开关元件，辅助电源装置向直流/交流转换装置提供电平低于交流电源电压预定值的直流电压。

2.一种逆变装置，包含：

交流电源，

对交流电源的交流电压整流的整流器，

接收整流器的直流输出电压并输出高频电压的逆变电路；

包括谐振电感器、谐振电容器和放电灯的负载电路，用于从逆变电路接收高频输出电压；和

辅助电源装置，包括连接在整流器输出端之间的平滑电容器，它能向负载电路提供连续的电流，电流电平足以维持放电灯点亮，而无需再触发放电灯，

其特征在于，逆变电路包括直流/直流转换装置，用以接收整流器的直流输出电压和在交流电源的半个周期内接收交流电源提供的脉动电流，并输出低于整流器直流输出电压峰值的直流输出电压，逆变电路还包括直流/交流转换装置，用以接收直流/直流转换装置的直流输出电压，并输出高频电压，直流/直流转换装置的直流/交流转换装置至少一个共用开关元件，辅助电源装置配置成多个电容器通过多个二极管串联充电，多个电容器通过多个二极管并联放电，并向直流/交流转换装置提供低于交流电源电压预定值的直流电压。

3.如权利要求2所述的逆变装置，其特征在于，辅助电源装置通过第一二极管连接到整流器的一个输出端，辅助电源装置包括第一电容器、正向二极管和第二电容器的串联电路、与第一电容器和正向二极管串联电路并联的反向二极管，还包括与正向二极管和第二电容器串联电路并联的第二反向二极管，逆变电路包括连接在辅助电源装置两端之间的第一和第二开关元件串联电路、包括具有与至少一个开关元件并联的谐振电感器、谐振电容器和放电灯的谐振电路的负载电路和作为直流/直流转换装置一部分的旁路电路，直流/直流转换装置包括一磁连接和电连接在负载电路和整流器一个输出端之间的阻抗元件，辅助电源装置向逆变电路提供电平低于交流电源电压预定值的直流电压。

4.如权利要求2所述的逆变装置，其特征在于，辅助电源装置通过第一二极管连接到整流器的一个输出端上，辅助电源装置包括与第一电容器、正向二极管和第二电容器的串联电路并联的反向二极管和第一电容器和正向二极管的串联电路，还包括与正向二极管和第二电容器的串联电路并联的第二反向二极管，逆变电路包括连接在辅助电源装置两端之间的第一和第二开关元件串联电路、包括具有至少与一个开关元件并联的谐振电感器、谐振电容器和放电灯的振荡电路的负载电路和作为直流/直流转换装置包括一部分的旁路电路，直流/直流转换装置包括一磁连接和电连接到负载电路和交流电源的一端之间的阻抗元件，辅助电源装置向逆变电路提供电平低于交流电源电压预定值的直流电压。

5.如权利要求2所述的逆变装置，其特征在于，旁路电路包括连接在交流电源和第一二极管正极之间的初级绕组和设置在负载电路内的次级绕组，初级绕组和次级绕组彼此磁耦合。

6.如权利要求2所述的逆变装置，其特征在于，旁路电路包括连接在整流器的输入端和输出端中至少一端上的初级绕组和设置在负载电路内的次级绕组，初级绕组和次级绕组彼此磁耦合。

7.如权利要求2所述的逆变装置，其特征在于一小容量的电容器并联连接在辅助电源装置上。

8.如权利要求3所述的逆变装置，其特征在于一电容器并联在第一二极管上。

9.一种逆变电路，包含：

交流电源，

对交流电源的交流电压整流的整流器；

接收整流器直流输出电压并输出高频电压的逆变电路；

包括谐振电感器、谐振电容器和放电灯的负载电路，接收逆变电路的高频输出电压；和

包括连接在整流器输出端之间的平滑电容器的辅助电源装置，该平滑电容器向负载电路提供连续的电流，电流电平足以维持放电灯点亮，而无需再触发放电灯；

其特征在于，辅助电源装置通过第一二极管和电容器并联电路连接到整流器的一个输出端，辅助电源装置包括第一电容器、正向二极管和第二电容器的串联电路、与第一电容器和正向二极管串联电路并联的反向二极管和另一个与正向二极管和第二电容器串联电路并联的反向二极管，一小容量电容器并联在辅助电源装置上，逆变电路包括与辅助电源装置并联的第一和第二开关元件串联电路、分别与第一开关元件和第二开关元件反向并联的二极管、连接在第一二极管负极和第一、第二开关元件连接点之间的隔直电容器和变压器初级绕组的串联电路、与变压器次级绕组并联的谐振电感器和放电灯串联电路、连接在放电灯非电源侧之间的谐振电容器以及作为直流/直流转换装置一部分的旁路电路，该旁路电路的电感器和电容器串联电路连接在隔直电容器和变压器初级绕组的串联电路连接点与整流器一个输出端之间，辅助电源装置向逆变电路提供电平低于交流电源电压预定值的直流电压。

10.如权利要求8所述的逆变装置，其特征在于旁路电路的阻抗元件还用作逆变电路中的振荡元件。

11.如权利要求3所述的逆变装置，其特征在于，进一步包含控制装置，用于在输入电流流过逆变电路的振荡电路期间抑制输入电流流过旁路电路的阻抗元件。

12.如权利要求8所述的逆变装置，其特征在于，进一步包含控制装置，用于在输入电流流过逆变电路的振荡电路期间抑制输入电流流过旁路电路的阻抗元件。

13.如权利要求3所述的逆变装置，其特征在于，进一步包含控制装置，用于在输入电流流过逆变电路的振荡电路期间使电流停止流过旁路电路的阻抗元件。

14.如权利要求8所述的逆变装置，其特征在于，进一步包含控制装置，用于在输入电流流过逆变电路的振荡电路期间使输入电流停止流过旁路电路的阻抗元件。

15.如权利要求3所述的逆变装置，其特征在于把用于改变第一和第二开关元件振动信号的脉冲宽度和周期中至少一个因素的装置用作控制装置。

16.如权利要求8所述的逆变装置，其特征在于把用于改变第一和第二开关元件驱动信号的脉冲宽度和周期中至少一个因素的装置用作控制装置。

17.如权利要求1所述的逆变装置，其特征在于辅助电源装置包括包含逆变电路的一个开关元件的步降斩波装置，辅助电源装置向逆变电路提供电平低于交流电源电压预定值的直流电压。

18.如权利要求17所述的逆变装置，其特征在于，逆变电路包括通过第一二极管连接在整流器两端之间的第一和第二开关元件串联电路、包括与至少一个开关元件并联的具有谐振电感器、谐振电容器和放电灯的振荡电路的负载电路以及作为直流/直流转换装置一部分的旁路电路，该旁路电路包括磁连接和电连接在负载电路和整流器一个输出端之间的阻抗元件，辅助电源装置包括与逆变电路的第一和第二开关元件并联的反向二极管和平滑电容器的串联电路，还包括连接在逆变电路的第一和第二开关元件的连接点和反向二极管和平滑电容器的连接点之间的步降斩波电感器和二极管串联电路，用于以其充电方向向平滑电容器充电，辅助电源装置向逆变电路提供电平低于交流电源电压预定值的直流电压。

19.如权利要求17所述的逆变装置，其特征在于，逆变电路包括通过第一二极管连接在整流器两端之间的第一和第二开关元件串联电路、包括与至少一个开关元件并联的具有谐振电感器、谐振电容器和放电灯的振荡电路的负载电路以及作为直流/直流转换装置一部分的旁路电路，该旁路电路包括磁连接和电连接在负载电路和交流电源一端之间的阻抗元件，辅助电源装置包括与逆变电路的第一和第二开关元件并联的反向二极管和平滑电容器的串联电路，还包括连接在逆变电路的第一和第二开关元件的连接点和反向二极管和平滑电容器的连接点之间的步降斩波电感器和二极管的串联电路，用于以其充电方向向平滑电容器充电，辅助电源装置向逆变电路提供电平低于交流电源电压预定值的直流电压。

20.如权利要求3所述的逆变装置，其特征在于，第二二极管插在整流器的一个输出端和第一二极管之间，旁路电路的一端连接到第一和第二二极管的连接点上。

21.如权利要求18所述的逆变装置，其特征在于，第二二极管插在整流器的一个输出端和第一二极管之间，旁路电路的一端连接到第一和第二二极管的连接点上。

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